KR20090095507A - 방전등 점등 회로 - Google Patents

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토모유키 이치카와
신지 오타
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가부시키가이샤 고이토 세이사꾸쇼
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Abstract

본 발명은 점등 회로의 소형화·비용 저감을 실현하는 방전등 점등 회로를 제공하는 것을 과제로 한다.
본 발명은, 방전등(3)에 교류 전력을 공급하는 방전등 점등 회로이며, 전원(1)의 직류 전압을 받아 승압하는 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)와, 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)를 교대로 제1 주파수에서 구동 동작시키고, 구동 동작하지 않는 측은 정지 동작시킴으로써, 상기 방전등(3)에 교류 전력을 공급하여, 점등 동작을 행하도록 제어하는 제어 회로(4)를 구비하는 것이다.

Description

방전등 점등 회로{DISCHARGE LAMP LIGHTING CIRCUIT}
본 발명은 방전등의 꺼짐을 방지하는 방전등 점등 회로에 관한 것이다.
종래, 메탈 핼라이드 램프 등의 방전등을 교류로 점등시키는 경우에는, 방전관 내의 기류와 점등 주파수가 공진하는, 소위 음향 공명을 회피하기 위해서, 수백 ㎐ 이하의 주파수에서 점등시키는 것이 바람직하다. 예컨대, 자동차용 방전등에서는, 이 방전등의 점등 주파수 추천값이 250 ㎐∼750 ㎐로 되어 있다. 그런데, 현상(現狀)의 차량용 방전등 점등 회로는, 배터리 입력 전압을 받아, DC/DC 컨버터에 의해 방전등에 필요한 직류 전압으로 승압하고, 그 후단에 풀브리지 인버터를 설치하여, 방전등의 점등 주파수에서 교류 변환하는 회로 구성으로 되어 있다. 또한, 스타터 회로는, 방전등의 기동에 필요한 25 ㎸ 정도의 고전압 펄스를 발생한다. 점등 보조 회로는, 방전등의 기동 직후에 과대한 전류를 흘려, 글로우 방전으로부터 아크 방전으로의 방전 성장을 조장함으로써, 순시 점등을 가능하게 하고 있다.
여기서, 특허 문헌 1에는, 이러한 종류의 기술로서, DC/DC 컨버터와 풀브리지 인버터를 구비한 차량용 방전등 회로가 개시되어 있다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 평성 제11-329777호 공보
그러나, 전술한 바와 같이, 종전의 방전등 점등 회로는, 획일화된 구성으로 되어 있고, 대형의 전자 부품수가 많아, 그것이 방전등 점등 회로의 소형화나 비용 저감의 방해가 되어, 자동차용 방전등을 충분히 보급할 수 없는 큰 요인이 되고 있다.
예컨대, 전술한 특허 문헌 1에 개시된 회로 구성에서는, DC/DC 컨버터의 스위칭 소자나 정류 다이오드의 발열이 커서, 각 소자가 국소적으로 고온이 되기 쉽다. 게다가, 상기 구성에서는, 풀브리지 인버터의 4개의 스위칭 소자를 구동하는 드라이버 회로도 필요하게 되어, 소형화나 비용 저감의 방해가 되고 있다.
그래서, 본 발명은, 전술한 획일화된 구성을 근본부터 바꿔, 점등 회로의 소형·비용 저감을 실현하는 것을 과제로 한다.
본 발명의 제1 관점에 따른 방전등 점등 회로는, 방전등에 교류 전력을 공급하는 방전등 점등 회로이며, 직류 전압을 받아 승압하는 제1 및 제2 컨버터와, 상기 제1 및 제2 컨버터를 교대로 제1 주파수에서 구동 동작시키고, 구동 동작하지 않는 측은 정지 동작시킴으로써 상기 방전등에 교류 전력을 공급하여, 점등 동작을 행하도록 제어하는 제어 회로를 구비한다.
따라서, 제1 및 제2 컨버터에 의해 회로 자체가 소형화된다.
그리고, 이 제1 관점에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터는,
(a) 절연형의 제1 트랜스와, 직류 전원과 상기 제1 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제1 스위칭 소자와, 출력단과 상기 제1 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제2 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1 주파수의 각 반주기 동안, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 상기 제1 주파수보다 높은 제2 주파수에서 동기하여 구동하는 것,
(b) 절연형의 제2 트랜스와, 직류 전원과 상기 제2 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제3 스위칭 소자와, 한쪽의 출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제1 정류 소자와, 상기 한쪽의 출력단과 다른쪽의 출력단 사이에 접속된 제4 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제3 스위칭 소자가 구동 동작하고 있는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 오프 상태이고, 상기 제3 스위칭 소자가 정지 동작하고 있는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 온 상태로 하는 것,
(c) 절연형의 제3 트랜스와, 직류 전원과 상기 제3 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제5 스위칭 소자와, 출력단과 상기 제3 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제6 스위칭 소자와, 이 제6 스위칭 소자와 병렬 접속된 제2 정류 소자를 구비하고, 상기 제5 스위칭 소자가 구동 동작하고 있는 동안에는, 상기 제6 스위칭 소자는 오프 상태이고, 상기 제5 스위칭 소자가 정지 동작하고 있는 동안에는, 상기 제6 스위칭 소자는 온 상태로 하는 것, 중 어느 하나로 구성되어도 좋다.
상기 제1, 제2 컨버터에 있어서의 2차측의 제2, 제4, 제6 스위칭 소자 중 적어도 어느 하나가 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되어도 좋다.
상기 제1, 제2 컨버터에 있어서의 절연형의 제1 내지 제3 트랜스는, 서로 자 성체의 일부가 공유되도록 구성되어도 좋다.
또는, 상기 방전등을 기동시키는 것이며, 상기 제1 및 제2 컨버터 중 한쪽으로부터 충전용 전압을 받는 스타터용 콘덴서를 갖는 스타터 회로를 구비하고, 상기 스타터 회로에 충전용 전압을 공급하는 측의 컨버터는 상기 (b) 또는 (c)와 같이 구성되며, 2차측의 상기 제4 또는 제6 스위칭 소자는 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되어도 좋다.
어느 한 형태의 방전등 점등 회로에 있어서, 제1, 제2 컨버터는 각각, 절연형의 제2 트랜스와, 제2 트랜스의 1차 권선과 직렬로 접속된 제3 스위칭 소자와, 출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 설치된 제1 정류 소자와, 상기 출력단과 고정 전압 단자 사이에 직렬로 접속된 제4 스위칭 소자 및 전류 검출 저항을 포함해도 좋다. 상기 제어 회로는, 상기 제3 스위칭 소자를 구동 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자를 오프 상태로 하고, 상기 제3 스위칭 소자를 정지 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자를 온 상태로 해도 좋다. 또한 상기 제어 회로는, 상기 제1 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제1 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 제2 컨버터측의 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절하고, 상기 제2 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제2 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 제1 컨버터측의 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절해도 좋다.
이 형태에 따르면, 제1, 제2 컨버터 각각에 설치된 전류 검출 저항에 의해, 방전등에 제1 방향으로 흐르는 램프 전류와, 그것과 반대의 제2 방향으로 흐르는 램프 전류를 적합하게 검출할 수 있고, 제1, 제2 컨버터 각각에 설치된 제3 스위칭 소자를 적합하게 구동할 수 있다. 또한, 방전등의 오픈 상태에 있어서는, 제1, 제2 컨버터의 출력에 설치된 평활 콘덴서에 축적된 전하가 방전등에 흐를 수 없기 때문에, 제4 스위칭 소자를 경유하여 고정 전압 단자(예컨대 접지 단자)에 흐르려고 한다. 이때에, 전류 검출 저항에 의해 제4 스위칭 소자에 흐르는 전류를 제한할 수 있어, 회로를 보호할 수 있다.
어느 한 형태의 방전등 점등 회로에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터는 각각, 절연형의 제2 트랜스와, 상기 제2 트랜스의 1차 권선과 직렬로 접속된 제3 스위칭 소자와, 출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 설치된 제1 정류 소자와, 그 일단이, 상기 출력단과 접속된 제4 스위칭 소자를 포함해도 좋다. 상기 제1 컨버터측의 상기 제4 스위칭 소자의 타단과, 상기 제2 컨버터측에 설치된 상기 제4 스위칭 소자의 타단은 공통으로 접속되어도 좋다. 상기 방전등 점등 회로는, 상기 제4 스위칭 소자의 공통 접속된 상기 타단과 고정 전압 단자 사이에 설치된 전류 검출 저항을 더 구비해도 좋다. 상기 제어 회로는, 상기 제3 스위칭 소자를 구동 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 오프 상태로 하고, 상기 제3 스위칭 소자를 정지 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자를 온 상태로 해도 좋다. 또한 상기 제어 회로는, 상기 제1 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제1 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절하고, 상기 제2 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제2 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절해도 좋다.
이 형태에 따르면, 제1, 제2 컨버터 각각에 공통으로 설치된 전류 검출 저항에 의해, 방전등에 제1 방향으로 흐르는 램프 전류와, 그것과 반대의 제2 방향으로 흐르는 램프 전류를 적합하게 검출할 수 있다. 또한, 방전등의 오픈 상태에 있어서는, 제1, 제2 컨버터의 출력에 설치된 평활 콘덴서에 축적된 전하가 방전등에 흐를 수 없기 때문에, 제4 스위칭 소자를 경유하여 고정 전압 단자(예컨대 접지 단자)에 흐르려고 한다. 이때에, 전류 검출 저항에 의해 제4 스위칭 소자에 흐르는 전류를 제한할 수 있어, 회로를 보호할 수 있다. 이 형태는, 회로 면적 및 비용의 관점에서 유리하다.
청구항 1의 발명에 따르면, 점등 회로의 소형화·비용 저감을 실현하는 방전등 점등 회로를 제공할 수 있다. 또한 제1, 제2 컨버터를 교대로 동작시킴으로써 발열량이 줄고 발열 부위가 분산되어, 국소적으로 고온이 되는 일도 없으며, 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
청구항 2의 발명에 따르면, 부품수의 감소, 회로의 소형화, 저비용화를 도모할 수 있다.
청구항 3의 발명에 따르면, 제1, 제2 트랜스의 자성체의 일부가 공유됨으로써 탑재하는 체적을 작게 할 수 있어, 소형화를 도모할 수 있다.
청구항 4의 발명에 따르면, 회로의 발열을 저감할 수 있다.
청구항 5의 발명에 따르면, 스타터 회로에 충전용 전압을 공급하는 측의 컨버터의 스위칭 소자에 IGBT가 채용되어, 회로의 발열의 저감에 유효해진다.
이하, 도면을 참조하여, 본 발명을 실시하기 위한 최량의 형태(이하, 단순히 실시형태라고 칭함)에 대하여 상세히 설명한다.
이 일 실시형태에 따른 방전등 점등 회로(도 1에서 후술)는, 예컨대 자동차 등기구에 바람직하게는 전조등에 이용되는 방전등 점등 회로이다. 그리고, 종전의 DC/DC 컨버터에 있어서의 DC/DC 변환 기능과 풀브리지 인버터에 있어서의 DC/AC 변환 기능을 조합해서 전자 부품을 공통화하여, 소형화, 저비용화를 도모하고 있다.
(제1 실시형태)
도 1에는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 개념도를 도시하여 설명한다.
이 도 1에 도시된 바와 같이, 방전등 점등 회로는, 예컨대 자동차용이며, 특히 헤드 램프 등에 적합한 것이다. 저주파 교류 점등 방식을 채용하고 있으며, 배터리 등의 전원(1)과, 스위치(SW0), 2계통의 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2), 스위칭 소자(S1, S2), 스타터 회로(2), 방전등(3)을 구비하고 있다. 이 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)는, 승압 뿐만 아니라 강압하는 경우도 있는 승강압 컨버터이며, 컨버터 출력을 행하는 출력단은, 방전등(3)의 전극에 각각 전기적으로 접속되어 있다.
이러한 구성에 있어서, 스위치(SW0)가 온된, 방전등(3)의 점등 시에는, 제어 회로(4)가 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)를 교대로 동작시킨다. 그리고, 제어 회로(4)는 상기 동작이 정지하고 있는 쪽의 컨버터(CON1 또는 CON2)의 컨버터 출력을 스위칭 소자(S1 또는 S2)를 통해 GND 접지로 한다. 이러한 동작을 반복함으로써, 방전등(3) 등에 교류 전력을 공급한다. 상기 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)를 교대로 동작시키기 위한 주파수는 「점등 주파수」라고 정의된다.
이하, 더욱 구체적으로 상기 방전등 점등 회로의 동작을 설명한다.
예컨대, 방전등(3)에, 전류(IL1)(전류가 흐르는 방향을 동일한 부호와 함께 화살표로 나타냄)가 흐르고 있을 때의 동작 및 상태는, 제어 회로(4)에 의한 제어하에, 제1 컨버터(CON1)는 승압 동작, 제2 컨버터(CON2)는 정지 상태, 스위칭 소자(S1)는 오픈 상태, 스위칭 소자(S2)는 쇼트 상태(GND 접지)가 된다.
이 상태로부터, 방전등(3)에 흘리는 전류의 방향을 전류(IL2)(전류가 흐르는 방향을 동일한 부호와 함께 화살표로 나타냄)로 전환할 때에는, 다음과 같은 순서로 제어가 이루어진다.
즉, 제어 회로(4)는, 제1 컨버터(CON1)와 제2 컨버터(CON2)의 양방이 동작 정지하는 시간을 마련하기 위해서, 우선 제1 컨버터(CON1)의 동작을 정지시킨다. 다음으로 스위칭 소자(S2)를 쇼트 상태로부터 오픈 상태로 전환하고, 스위칭 소자(S1)를 오픈 상태로부터 쇼트 상태로 전환한다. 그리고, 제2 컨버터(CON2)를 정지 상태로부터 동작 개시시킨다. 이상의 동작에 의해, 방전등(3)에 흐르는 전류의 방향이, 전류(IL1)로부터 전류(IL2)의 방향으로 전환된다.
한편, 방전등(3)에 흘리는 전류의 방향을 전류(IL2)로부터 전류(IL1)로 전환 할 때에는, 다음과 같은 순서로 제어 회로(4)에 의한 제어가 이루어지게 된다.
즉, 제어 회로(4)는, 제1 컨버터(CON1)와 제2 컨버터(CON2)의 양방이 동작 정지하는 시간을 마련하기 위해서, 우선 제2 컨버터(CON2)의 동작을 정지시킨다. 다음으로 스위칭 소자(S1)를 쇼트 상태로부터 오픈 상태로 하고, 스위칭 소자(S2)를 오픈 상태로부터 쇼트 상태로 하며, 제1 컨버터(CON1)를 정지 상태로부터 동작 개시시킨다. 이상의 동작에 의해, 방전등(3)에 흐르는 전류의 방향이, 전류(IL2)로부터 전류(IL1)의 방향으로 전환된다.
이와 같이, 제1 실시형태에 따른 방전등 점등 회로는, 저주파 교류 점등 방식의 방전등 점등 회로이고, 승강압용 컨버터를 2계통 가지며, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 컨버터 출력이 방전등(3)의 전극에 각각 접속되어 있다. 그리고, 제어 회로(4)에 의한 제어하에, 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)의 동작/정지를 방전등(3)의 「점등 주파수」에서 교대로 반복함으로써, 상기 방전등(3)에 적합한 저주파의 교류 전력을 공급할 수 있다.
이하, 전술한 바와 같은 제1 실시형태를 포함하는 본 발명을 더욱 구현화한 제2 내지 제7 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 대하여 더 상세히 서술한다.
(제2 실시형태)
도 2에는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성을 도시하여 설명한다.
이 도 2에 도시된 바와 같이, 방전등 점등 회로는, 주로 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)와, 스타터 회로(2), 방전등(3), 제어 회로(4)를 구비하고 있다.
도시하지 않은 전원으로부터 공급되는 전원 전압은, 인덕터(L1)를 통해 제1 컨버터(CON1)의 트랜스(T1)의 1차측[1차측 권선(T1a)]에 공급되도록 구성되어 있다. 콘덴서(C1)는, 그 일단이 인덕터(L1)의 전원측의 단자에 접속되고, 타단은 접지되어 있다. 이 트랜스(T1)의 각 권선(T1a, T1b)의 권취 시작부는 도면 중, 검은 동그라미로 나타내고 있다. 제1 컨버터(CON1)에서는, 트랜스(T1)의 1차 권선(T1a)의 권취 종단 단자에 스위칭 소자(Q2)가 접속되어 있고, 상기 트랜스(T1)의 2차 권선(T1b)의 권취 종단 단자에는 정류 다이오드(D3)와 평활 콘덴서(C3)가 배치되며, 이 평활 콘덴서(C3)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(Q2)로서 N 채널 MOS형 FET(전계 효과 트랜지스터)가 채용되어 있고, 그 게이트에 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(SW1)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(Q2)의 스위칭 제어가 행해짐으로써, 출력 전압의 값이 가변 제어된다.
즉, 스위칭 소자(Q2)의 온/오프 제어에 의해 트랜스(T1)에 축적된 에너지가 정류 다이오드(D3)를 통해 평활용 콘덴서(C3)에 축적된다. 이 제1 컨버터(CON1)의 출력단에는, 스위칭 소자(S1)가 배치되어 있다.
이 예에서는, 스위칭 소자(S1)로서 N 채널 MOS형 FET(전계 효과 트랜지스터)가 채용되어 있고, 그 게이트에 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(SW3)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S1)의 스위칭 제어가 행해진다. 이 스위칭 소자(S1)의 드레인은 정류 다이오드(D3)의 캐소드에 접속되고, 소스는 전류 검출용 저항(R1)을 통해 평활용 콘덴서(C3)의 GND 접지단에 접속되어 있다. 이 저항(R1)과 스위칭 소자(S1)의 접속단은 제어 회로(4)에 접속되어 있으며 전류(IL1)가 검출된다.
한편, 마찬가지로, 도시하지 않은 전원으로부터 공급되는 전원 전압은, 인덕터(L1)를 통해 제2 컨버터(CON2)의 트랜스(T2)의 1차측[1차 권선(T2a)]에도 공급되도록 구성되어 있다. 이 트랜스(T2)의 각 권선(T2a, T2b)의 권취 시작부는 도면 중, 검은 동그라미로 나타내고 있다. 제2 컨버터(CON2)에서는, 트랜스(T2)의 1차 권선(T2a)의 권취 종단 단자에 스위칭 소자(Q4)가 접속되어 있고, 상기 트랜스(T2)의 2차 권선(T2b)의 권취 종단 단자에는 정류 다이오드(D4)와 평활 콘덴서(C4)가 배치되며, 이 평활 콘덴서(C4)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(Q4)로서 N 채널 MOS형 FET(전계 효과 트랜지스터)가 채용되어 있고, 그 게이트에 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(SW2)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(Q4)의 스위칭 제어가 행해짐으로써, 출력 전압의 값이 가변 제어된다.
즉, 스위칭 소자(Q4)의 온/오프 제어에 의해 트랜스(T2)에 축적된 에너지가 정류 다이오드(D4)를 통해 평활용 콘덴서(C4)에 축적된다. 그리고, 이 제2 컨버터(CON2)의 출력단에는, 스위칭 소자(S2)가 배치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(S2)로서 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터(IGBT; insulated gate bipolar transistor)가 채용되어 있고, 그 게이트에 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(SW4)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S2)의 스위칭 제어가 행해지도록 되어 있다. 이 스위칭 소자(S2)의 컬렉터는 정류 다이오드(D4)의 캐소드에 접속되고, 에미터는 전류 검출용 저항(R2)을 통해 평활용 콘덴서(C4)의 GND 접지단에 접속되어 있다. 이 저항(R2)과 스위칭 소자(S2)의 접속단은 제어 회로(4)에 접속되어 있으며 전류(IL2) 가 검출되도록 되어 있다.
스타터 회로(2)는 트랜스(T3)를 구비하고 있다. 이 트랜스(T3)의 1차 권선을 포함하는 1차측 회로에는, 상기 1차 권선에 대하여 콘덴서(C5) 및 스위치 소자(SG1)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위치 소자(SG1)로서, 스파크 갭 소자 등이 이용된다. 즉, 콘덴서(C5)의 일단이 트랜스(T3)의 1차 권선과 2차 권선의 일단에 접속되고, 상기 콘덴서(C5)의 타단이 스위치 소자(SG1)를 통해 1차 권선의 다른쪽의 단자에 접속되어 있다. 즉, 스위치 소자(SG1)에의 급전 전압이 그 임계값을 초과하여 도통했을 때에는, 콘덴서(C5)에 축적된 전하가 방출되고, 트랜스(T3)의 2차 권선에 발생되는 고압 펄스가 기동용 펄스로서 제1 또는 제2 컨버터(CON1, CON2)의 출력에 중첩되어 방전등(3)에 공급되도록 구성되어 있다.
이 예에서는, 스타터 회로의 충전용 전압을 생성하는 데 필요해지는 고전압이 스위칭 소자(S2)에 인가되기 때문에, 이 스위칭 소자(S2)로서 고내압성이 있고 온 전압도 낮은 IGBT를 채용함으로써, 소자의 전력 손실을 억제하고, 회로의 발열을 저감하는 것이 가능해진다.
이하, 도 3을 참조하여, 상기 구성에 의한 동작을 설명한다.
상기 구성에 있어서, 제어 회로(4)는, 스위칭 소자(Q2)를 온함으로써 제1 컨버터(CON1)의 동작을 개시시키고, 스위칭 소자(Q4)를 오프함으로써 제2 컨버터(CON2)의 동작을 정지시키며, 스위칭 소자(S1)를 오프, 스위칭 소자(S2)를 온한다. 이에 따라, 전류(IL1)가 방전등(3)에 흐른다(기간 PA1).
이 상태로부터, 방전등(3)에 흘리는 전류의 방향을 전류(IL2)로 전환하는 경 우에는, 제어 회로(4)는, 제1 컨버터(CON1)와 제2 컨버터(CON2)의 양방이 동작 정지하는 시간을 마련하기 위해서, 우선 스위칭 소자(Q2)를 오프함으로써 제1 컨버터(CON1)의 동작을 정지시킨다. 계속해서, 스위칭 소자(S2)를 오프하고, 스위칭 소자(S1)를 온한다. 그리고, 스위칭 소자(Q4)를 온함으로써 제2 컨버터(CON2)에 의한 승압 동작을 개시시킨다. 이상의 동작에 의해, 방전등(3)에 흐르는 전류의 방향이, 전류(IL1)로부터 전류(IL2)의 방향으로 전환하게 된다(기간 PA2).
그리고, 다시 방전등(3)에 흘리는 전류의 방향을 전류(IL2)로부터 전류(IL1)로 전환하는 경우에는, 제어 회로(4)는, 제1 컨버터(CON1)와 제2 컨버터(CON2)의 양방이 동작 정지하는 시간을 마련하기 위해서, 우선 스위칭 소자(Q4)를 오프함으로써 제2 컨버터(CON2)의 동작을 정지시킨다. 다음으로 스위칭 소자(S1)를 오프하고, 스위칭 소자(S2)를 온하며, 스위칭 소자(Q2)를 온함으로써 제1 컨버터(CON1)의 동작을 개시시킨다. 이상의 동작에 의해, 방전등(3)에 흐르는 전류의 방향이, 전류(IL2)로부터 전류(IL1)의 방향으로 전환된다(기간 PA3).
이러한 점등 주기에 기초한 동작을, 방전등(3)의 점등 주파수에서 반복함으로써, 이 방전등(3)에 적합한 저주파의 교류 전력을 공급할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제2 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에서는, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 출력측[트랜스(T1, T2)의 2차측 권선(T1b, T2b)측]과 스위칭 소자(S1, S2)(이하, 2차측 스위치 소자라고 함)가 병렬 접속되어 있다. 각 컨버터에 있어서 전류를 송출하는 측의 일단은, 2차측 스위치 소자에 있어서의 2차측 정류로 출력 전력을 발생시키고, 이것이 방전등(3)에 흘리는 전류가 된다. 또한, 각 컨버터에 있어서, 전류를 흡입하는 측의 타단은, 2차측 스위치 소자가 도통함으로써, 방전관(3)을 흐른 전류를 흡입한다.
(제3 실시형태)
도 4에는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성을 도시하여 설명한다.
여기서는, 도 2와 동일 구성에 대해서는 동일 부호를 붙이고, 중복된 설명을 생략한다.
전술한 제2 실시형태(도 2)에서는, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 출력단에 스위칭 소자(S1, S2)가 배치되어 있었으나, 이 제3 실시형태에서는 이 소자가 생략되어 있다. 또한, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)에 정류 다이오드(D3, D4)가 배치되어 있었으나, 이 구성도 생략되어 있다.
즉, 제1 컨버터(CON1)에 있어서, 트랜스(T1)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(Q3)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(Q3)로서 N 채널 MOSFET가 채용되어 있다. 이 스위칭 소자(Q3)의 드레인은 트랜스(T1)의 2차 권선(T1b)의 권취 개시 단자에 접속되고, 소스는 접지되어 있다.
특징적인 것은, 이 스위칭 소자(Q3)가, 제1 컨버터(CON1)가 승압 동작을 하고 있을 때에는 정류용 스위칭 소자로서의 기능을 겸하고 있는 점이다.
트랜스(T1)의 2차측 권취 종단 단자에는 평활 콘덴서(C3)가 배치되어 있고, 이 평활 콘덴서(C3)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다.
이때, 스위칭 소자(Q3)의 게이트에는, 제어 회로(4)로부터의 제어 신 호(RECT1)가 공급되고, 상기 제어 신호(RECT1)에 기초하여 스위칭 소자(Q3)의 스위칭 제어가 행해짐으로써, 출력 전압의 값이 가변 제어되도록 구성되어 있다.
한편, 제2 컨버터(CON2)에 있어서, 트랜스(T2)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(Q5)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(Q5)로서도 N 채널 MOSFET가 채용되어 있다. 이 스위칭 소자(Q5)의 드레인은 트랜스(T2)의 2차 권선(T2b)의 권취 개시 단자에 접속되고, 소스는 접지되어 있다.
여기서도 마찬가지로, 이 스위칭 소자(Q5)가, 제2 컨버터(CON2)가 승압 동작을 하고 있을 때에는 정류용 스위칭 소자로서의 기능을 겸하고 있다.
트랜스(T2)의 2차측 권취 종단 단자에는 평활 콘덴서(C4)가 배치되어 있고, 이 평활 콘덴서(C4)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다.
이때, 스위칭 소자(Q5)의 게이트에는, 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT2)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(Q5)의 스위칭 제어가 행해짐으로써, 출력 전압의 값이 가변 제어되도록 구성되어 있다.
이하, 도 5를 참조하여, 상기 구성에 따른 특징적인 동작을 상세히 서술한다.
전술한 구성에 있어서, 제1 컨버터(CON1)가 동작하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q2)가 승압용 스위칭 소자로서 기능하고, 스위칭 소자(Q3)가 정류용 스위치 소자로서 기능하며, 스위칭 소자(Q3)는 동기 정류를 한다. 그리고, 스위칭 소자(Q4)를 오프하여 제2 컨버터(CON2)를 비동작으로 하고, 스위칭 소자(Q5)를 도통시킴으로써, 방전등(3)에는 전류(IL1)가 흐른다(기간 PB1).
또한, 동기 정류의 모습은, 도 5 중에 도면 부호 100으로서 확대하여 나타내었다. 여기서는, 스위칭 소자(Q2, Q3)의 온/오프 상태, 및 각 상태에 대응한 각 스위칭 소자(Q2, Q3)를 흐르는 전류의 특성(Q2ID, Q3ID)이 나타나 있다. 여기서는, Q2ID의 파형은 스위칭 소자(Q2)의 드레인으로부터 소스에 흐르는 방향을 플러스로 하고, Q3ID의 파형은 스위칭 소자(Q3)의 소스로부터 드레인에 흐르는 방향을 플러스로 하고 있다.
이와는 반대로, 제2 컨버터(CON2)가 동작하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q4)가 승압용 스위치 소자로서 기능하고, 스위칭 소자(Q5)가 정류용 스위치 소자로서 기능하며, 상기 스위칭 소자(Q5)는 동기 정류를 한다. 그리고, 스위칭 소자(Q2)를 오프하여 제1 컨버터(CON1)를 비동작으로 하고, 스위칭 소자(Q3)를 도통시킴으로써, 방전등(3)에는 전류(IL2)가 흐른다(기간 PB2).
이 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 동작을, 방전등(3)의 점등 주파수에서 반복함으로써, 이 방전등(3)에는 저주파의 교류 전력을 인가할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제3 실시형태에서는, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)가 절연형의 스위칭 컨버터이고, 각 컨버터의 트랜스(T1, T2)의 2차측 권선(T1b, T2b)에 스위칭 소자(Q3, Q5)가 직렬로 접속된다.
각 컨버터에 있어서 전류를 토출하는 측의 일단은, 스위칭 소자(Q3, Q5)의 동기 정류로 출력 전력을 발생시키고, 이것이 방전등(3)에 흘리는 전류가 된다. 또한, 각 컨버터에 있어서, 전류를 흡입하는 측의 타단은, 스위칭 소자(Q3, Q5)가 도통함으로써 방전관(3)을 흐른 전류를 흡입할 수 있다. 이와 같이, 스위칭 소자(Q3, Q5)가 정류용으로서도 기능하기 때문에, 부품수를 삭감할 수 있다.
(제4 실시형태)
도 6에는 본 발명의 제4 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성을 도시하여 설명한다.
여기서는, 도 4와 동일 구성에 대해서는 동일 부호를 붙이고, 중복된 설명을 생략한다.
제3 실시형태(도 4)에서는, 제1 및 제2 컨버터(CON1, CON2)의 트랜스(T1, T2)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(Q3, Q5)로서의 N 채널 MOSFET가 설치되고, 상기 스위칭 소자(Q3, Q5)가, 각 컨버터가 승압 동작을 하고 있을 때에 정류용 스위칭 소자로서의 기능을 겸하고 있었다. 이에 비하여, 이 제4 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에서는, 상기 스위칭 소자(Q3, Q5)가 IGBT에 의해 구성되는 스위칭 소자(S3, S4)로 치환되고, 다이오드(D5, D6)가 부가되어 있다.
즉, 제1 컨버터(CON1)에 있어서, 트랜스(T1)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(S3)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(S3)로서 IGBT가 채용되어 있다. 이 스위칭 소자(S3)의 컬렉터는 트랜스(T1)의 2차 권선(T1b)의 권취 개시 단자에 접속되고, 에미터는 접지되어 있다.
그리고, 이 스위칭 소자(S3)의 에미터-컬렉터 사이에 접속되는 다이오드(D5)에 의해, 제1 컨버터(CON1)가 승압 동작을 하고 있을 때에 정류한다. 이 다이오드(D5)는, 그 애노드가 스위칭 소자(S3)의 에미터에 접속되고, 캐소드가 스위칭 소자(S3)의 컬렉터에 접속되어 있다.
트랜스(T1)의 2차측 권취 종단 단자에는 평활 콘덴서(C3)가 배치되어 있고, 이 평활 콘덴서(C3)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다.
이때, 스위칭 소자(S3)의 게이트에는, 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT3)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S3)의 스위칭 제어가 행해진다.
이와 마찬가지로, 제2 컨버터(CON2)에 있어서, 트랜스(T2)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(S4)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(S4)로서도 IGBT가 채용되어 있다. 이 스위칭 소자(S4)의 컬렉터는 트랜스(T2)의 2차 권선(T2b)의 권취 개시 단자에 접속되고, 에미터는 접지되어 있다.
그리고, 이 스위칭 소자(S4)의 에미터-컬렉터 사이에 접속되는 다이오드(D6)에 의해, 제2 컨버터(CON2)가 승압 동작을 하고 있을 때에 정류한다. 이 다이오드(D6)는, 그 애노드가 스위칭 소자(S4)의 에미터에 접속되고, 캐소드가 스위칭 소자(S4)의 컬렉터에 접속되어 있다.
트랜스(T2)의 2차측 권취 종단 단자에는 평활 콘덴서(C4)가 배치되어 있고, 이 평활 콘덴서(C4)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다.
이때, 스위칭 소자(S4)의 게이트에는, 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT4)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S4)의 스위칭 제어가 행해진다.
이 예에서는, 스타터 회로의 충전용 전압을 생성하는 데 필요해지는 고전압이 스위칭 소자(S4)에 인가되기 때문에, 이 스위칭 소자(S4)로서 고내압성이 있고 온 전압도 낮은 IGBT를 채용함으로써, 소자의 전력 손실을 억제하고, 회로의 발열을 저감하는 것이 가능해진다.
이하, 도 7을 참조하여, 상기 구성에 의한 특징적인 동작을 상세히 서술한다.
제1 컨버터(CON1)가 동작하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q2)가 승압용 스위칭 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q2)는 온/오프되어 있으며, 스위칭 소자(S3)를 오프시키고, 스위칭 소자(S3)의 에미터-컬렉터 사이에 접속된 다이오드(D5)에 의해 정류한다. 이 상태하에서, 스위칭 소자(S4)를 도통시킴으로써, 방전등(3)에는 전류(IL1)가 흐른다(기간 PC1).
한편, 제2 컨버터(CON2)가 동작하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q4)가 승압용 스위치 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q4)는 온/오프되어 있으며, 스위칭 소자(S4)를 오프시키고, 이 스위칭 소자(S4)의 에미터-컬렉터 사이에 접속된 다이오드(D6)에 의해 정류를 한다. 그리고, 이 상태하에서, 스위칭 소자(S3)를 도통시킴으로써 방전등(3)에는 전류(IL2)가 흐른다(기간 PC2).
이 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 동작을, 방전등(3)의 점등 주파수에서 반복함으로써, 이 방전등(3)에는 저주파의 교류 전력을 인가할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제4 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에서는, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 트랜스(T1, T2)의 2차측 권선(T1b, T2b)에 스위칭 소자(S3, S4)가 직렬로 접속되어 있다.
그리고, 각 컨버터에 있어서 전류를 토출하는 측의 일단은, 스위칭 소자(S3, S4)의 에미터-컬렉터 사이에 접속된 다이오드(D5, D6)에 의해 정류하고, 이것이 방전등(3)에 흘리는 전류가 된다. 각 컨버터에 있어서, 전류를 흡입하는 측의 타단 은, 스위칭 소자(S3, S4)가 도통함으로써 방전관(3)을 흐른 전류를 흡입한다.
이와 같이, 스위칭 소자(S3, S4)와 병렬로 접속된 다이오드(D5, D6)가 정류용 다이오드로서도 기능한다. 여기서, 다이오드(D5, D6)를 IGBT와 동일 패키지에 밀봉된 소자를 사용함으로써, 부품수를 삭감할 수 있다.
(제5 실시형태)
도 8에는 본 발명의 제5 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성을 도시하여 설명한다.
제5 실시형태에 따른 방전등 점등 회로는, 전술한 제3 실시형태와 동일한 구성으로 되어 있다. 단, 전술한 제3 실시형태(도 4)에서는, 제1 컨버터(CON1)가 승압 동작을 행하고 있는 경우에, 스위칭 소자(Q3)가 정류용 스위칭 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q3)는 동기 정류를 하고 있었다. 또한, 제2 컨버터(CON2)가 승압 동작을 행하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q5)가 정류용 스위칭 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q5)는 동기 정류를 하고 있었다.
이에 비하여, 제5 실시형태에서는, 스위칭 소자(Q3, Q5)에 상당하는, N 채널 MOSFET에 의해 구성된 스위칭 소자(S5, S6)의 기생 다이오드를 패시브로 사용하여 정류하는 것을 특징으로 하고 있다.
이하, 도 9를 참조하여, 상기 구성에 의한 특징적인 동작을 상세히 서술한다.
제1 컨버터(CON1)가 동작하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q2)가 승압용 스위칭 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q2)는 온/오프되어 있으며, 스위칭 소 자(S5)가 정류용 스위치 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(S5)의 기생 다이오드를 패시브로 사용하여 정류한다. 이 상태하에서, 스위칭 소자(S6)를 도통시킴으로써, 방전등(3)에는 전류(IL1)가 흐른다(기간 PD1).
한편, 제2 컨버터(CON2)가 동작하고 있는 경우에는, 스위칭 소자(Q4)가 승압용 스위치 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q4)는 온/오프되어 있으며, 스위칭 소자(S6)가 정류용 스위치 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(S6)의 기생 다이오드를 패시브로 사용하여 정류를 한다. 그리고, 이 상태하에서, 스위칭 소자(S5)를 도통시킴으로써 방전등(3)에는 전류(IL2)가 흐른다(기간 PD2).
이 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 동작을, 방전등(3)의 점등 주파수에서 반복함으로써, 이 방전등(3)에는 저주파의 교류 전력을 인가할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제5 실시형태에서는, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 트랜스(T1, T2)의 2차측 권선(T1b, T2b)에 스위칭 소자(S5, S6)가 직렬로 접속된다. 그리고, 각 컨버터에 있어서 전류를 토출하는 측의 일단은, 스위칭 소자(S5, S6)의 기생 다이오드를 패시브로 사용하여 정류하고, 이것이 방전등(3)에 흘리는 전류가 된다. 각 컨버터에 있어서, 전류를 흡입하는 측의 타단은, 스위칭 소자(S5, S6)가 도통함으로써 방전관(3)을 흐른 전류를 흡입한다.
이와 같이, 스위칭 소자(S5, S6)의 기생 다이오드가 정류용 다이오드로서 기능하기 때문에, 부품수를 삭감할 수 있다.
(제6 실시형태)
도 10에는 본 발명의 제6 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성을 도시 하여 설명한다.
제6 실시형태에 따른 방전등 점등 회로는, 제1 컨버터(CON1)측이 전술한 제2 실시형태(도 2)와 동일한 구성으로 되어 있고, 제2 컨버터(CON2)측이 전술한 제5 실시형태(도 8)와 동일한 구성으로 되어 있다. 또한, 도 2, 도 8과 동일 구성에 대해서는 동일 부호를 붙이고, 중복된 설명은 생략한다.
도 10에 도시된 바와 같이, 제1 컨버터(CON1)의 출력단에는, 스위칭 소자(S7)가 배치되어 있다. 이 스위칭 소자(S7)로서는, N 채널 MOS형 FET(전계 효과 트랜지스터)가 채용되어 있고, 그 게이트에 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT7)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S7)의 스위칭 제어가 행해진다.
한편, 제2 컨버터(CON2)에 있어서, 트랜스(T2)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(S8)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(S8)로서도 N 채널 MOSFET가 채용되어 있다. 이 스위칭 소자(S8)의 드레인은 트랜스(T2)의 2차 권선(T2b)의 권취 개시 단자에 접속되고, 소스는 접지되어 있다.
이 스위칭 소자(S8)가, 제2 컨버터(CON2)가 승압 동작을 하고 있을 때에는 정류용 스위칭 소자로서의 기능을 겸하고 있다.
트랜스(T2)의 2차측 권취 종단 단자에는 평활 콘덴서(C4)가 배치되어 있고, 이 평활 콘덴서(C4)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다.
이때, 스위칭 소자(S8)의 게이트에는, 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT8)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S8)의 스위칭 제어가 행해짐으로써, 출력 전압의 값이 가변 제어되도록 구성되어 있다.
이하, 도 11을 참조하여, 상기 구성에 의한 동작을 설명한다.
제어 회로(4)는, 스위칭 소자(Q2)를 온함으로써 제1 컨버터(CON1)의 승압 동작을 개시시키고, 스위칭 소자(Q4)를 오프함으로써 제2 컨버터(CON2)의 승압 동작을 정지시키며, 스위칭 소자(S7)를 오프, 스위칭 소자(S8)를 온한다. 이에 따라, 전류(IL1)가 방전등(3)에 흐른다(기간 PE1).
제2 컨버터(CON2)를 동작시키는 경우에는, 스위칭 소자(Q4)가 승압용 스위치 소자로서 기능하고, 이 스위칭 소자(Q4)가 온/오프되며, 스위칭 소자(S8)가 정류용 스위치 소자로서 가능하고, 이 스위칭 소자(S8)의 기생 다이오드를 패시브로 사용하여 정류를 한다. 그리고, 이 상태하에서, 스위칭 소자(S7)를 도통시킴으로써 방전등(3)에는 전류(IL2)가 흐른다(기간 PE2).
이 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 동작을, 방전등(3)의 점등 주파수에서 반복함으로써, 이 방전등(3)에는 저주파의 교류 전력을 인가할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제6 실시형태에서는, 제1 컨버터(CON1)의 출력단에 스위칭 소자(S7)가 배치되고, 제2 컨버터(CON2)의 트랜스(T2)의 2차측 권선(T2b)에 스위칭 소자(S8)가 직렬로 접속된다.
그리고, 제2 컨버터(CON2)에 있어서 전류를 토출하는 측의 일단은, 스위칭 소자(S8)의 기생 다이오드를 패시브로 사용하여 정류하고, 이것이 방전등(3)에 흘리는 전류가 된다. 제2 컨버터(CON2)에 있어서, 전류를 흡입하는 측의 타단은, 스위칭 소자(S8)가 도통함으로써 방전관(3)을 흐른 전류를 흡입한다.
이와 같이, 스위칭 소자(S8)의 기생 다이오드가 정류용 다이오드로서 기능하 기 때문에, 부품수를 삭감할 수 있다.
(제7 실시형태)
도 12에는 본 발명의 제7 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성을 도시하여 설명한다.
제7 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에서는, 제1 컨버터(CON1)의 출력단에 스위칭 소자(S9)가 배치되어 있다. 이 스위칭 소자(S9)로서는, 보다 온 전압이 낮은 IGBT가 채용되어 있고, 소자의 발열이 억제 가능하게 되어 있다. 스위칭 소자(S9)의 게이트에 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT9)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S9)의 스위칭 제어가 행해진다.
그리고, 제2 컨버터(CON2)측의 구성은, 제3 실시형태(도 4)와 동일한 구성으로 되어 있다. 즉, 제2 컨버터(CON2)에 있어서, 트랜스(T2)의 2차측 권취 개시 단자에 스위칭 소자(S10)가 설치되어 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자(S10)로서 N 채널 MOSFET가 채용되어 있다.
이 스위칭 소자(S10)의 드레인은 트랜스(T2)의 2차 권선(T2b)의 권취 개시 단자에 접속되고, 소스는 접지되어 있다. 이 스위칭 소자(S10)가, 제2 컨버터(CON2)가 승압 동작을 하고 있을 때에는 정류용 스위칭 소자로서의 기능을 겸하고 있다. 트랜스(T2)의 2차측 권취 종단 단자에는 평활 콘덴서(C4)가 배치되고, 이 평활 콘덴서(C4)의 단자 전압이 출력 전압으로서 추출되는 구성으로 되어 있다.
이때, 스위칭 소자(S10)의 게이트에는, 제어 회로(4)로부터의 제어 신호(RECT10)가 공급되어, 상기 스위칭 소자(S10)의 스위칭 제어가 행해짐으로써, 출 력 전압의 값이 가변 제어되도록 구성되어 있다.
이하, 도 13을 참조하여, 상기 구성에 의한 특징적인 동작을 상세히 서술한다.
제어 회로(4)는, 스위칭 소자(Q2)를 온함으로써 제1 컨버터(CON1)의 승압 동작을 개시시키고, 스위칭 소자(Q4)를 오프함으로써 제2 컨버터(CON2)의 승압 동작을 정지시킨다. 그리고, 스위칭 소자(S9)를 오프, 스위칭 소자(S10)를 온한다. 이에 따라, 전류(IL1)가 방전등(3)에 흐른다(기간 PF1).
계속해서, 제2 컨버터(CON2)를 동작시키면, 스위칭 소자(Q4)가 승압용 스위치 소자로서 기능하고, 스위칭 소자(S10)가 정류용 스위치 소자로서 기능하며, 이 스위칭 소자(S10)는 동기 정류를 한다. 그리고, 스위칭 소자(S9)를 도통시킴으로써, 방전등(3)에는 전류(IL2)가 흐른다(기간 PF2).
이 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 동작을, 방전등(3)의 점등 주파수에서 반복함으로써, 이 방전등(3)에는 저주파의 교류 전력을 인가할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제7 실시형태에서는, 제1 컨버터(CON1)의 출력단에 스위칭 소자(S9)가 배치되고, 제2 컨버터(CON2)의 트랜스(T2)의 2차측 권선(T2b)에 스위칭 소자(S10)가 직렬로 접속된다.
그리고, 제2 컨버터(CON2)에 있어서 전류를 토출하는 측의 일단에 직렬로 접속된 스위칭 소자(S10)가 동기 정류하고, 이것이 방전등(3)에 흘리는 전류가 된다. 제2 컨버터(CON2)에 있어서, 전류를 흡입하는 측의 타단은, 스위칭 소자(S10)가 도통함으로써 방전관(3)을 흐른 전류를 흡입한다. 이와 같이, 스위칭 소자(S10)의 동 기 정류에 의해, 부품수를 삭감할 수 있다.
이상, 본 발명의 제1 내지 제7 실시형태에 대하여 설명하였으나, 다음으로 각 실시형태에 있어서 채용 가능한 트랜스의 배치에 대하여 상세히 설명한다.
도 14에는, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)용 트랜스(T1, T2)의 배치를 도시하여 설명한다. 일반적으로, 각 DC/DC 컨버터용에는 트랜스가 1개씩 필요해진다. 이 트랜스는 방전등 점등 회로에 있어서의 대형 부품 중 하나이지만, 제1 내지 제7 실시형태에서는, 2개로 분리된 트랜스(T1, T2)에서 사용되는 자성체를 공통화함으로써, 트랜스를 1개로 통합하여, 한층 더 부품수의 삭감·소형·비용 저감이 실현된다.
즉, 2계통의 컨버터에 있어서의 승압용 트랜스(T1, T2)는, 자속이 지나는 길이 하나의 폐쇄된 자성체로 구성되어 있고, 그 안에서 강한 자기 결합이 2계통 존재하여, 2계통의 스위칭 컨버터 트랜스로 되어 있다. 또한, 2계통의 자기 결합끼리는 자기적으로 소결합(疎結合)으로 되어 있어, 양자의 자기적 간섭은 매우 적다.
이상 상세히 서술한 바와 같이, 본 발명의 상기 실시형태에 따르면, 종전의 DC/DC 컨버터에 있어서의 DC/DC 변환 기능과, 풀브리지 인버터에 있어서의 DC/AC 변환 기능을 조합해서, 전자 부품을 공통화하여, 소형화, 저비용화를 도모한 방전등 점등 회로를 제공할 수 있다. 또한 제1, 제2 컨버터를 교대로 동작시킴으로써 발열량이 줄고 발열 부위가 분산되어, 국소적으로 고온이 되는 일도 없으며, 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
즉, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)는,
(a) 절연형의 제1 트랜스(예컨대 T1)와, 직류 전원과 상기 제1 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제1 스위칭 소자(예컨대 Q2, Q4)와, 출력단과 상기 제1 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제2 스위칭 소자(예컨대, Q3, Q5, S10)를 구비하고, 상기 제1 주파수의 각 반주기 동안, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 상기 제1 주파수보다 높은 제2 주파수에서 동기하여 구동하는 것,
(b) 절연형의 제2 트랜스(예컨대 T2)와, 직류 전원과 상기 제2 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제3 스위칭 소자(예컨대 Q2, Q4)와, 한쪽의 출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제1 정류 소자와, 상기 한쪽의 출력단과 다른쪽의 출력단 사이에 접속된 제4 스위칭 소자(예컨대, S1, S2, S7, S9)를 구비하고, 상기 제3 스위칭 소자가 구동 동작하고 있는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 오프 상태이고, 상기 제3 스위칭 소자가 정지 동작하고 있는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 온 상태로 하는 것, 또는,
(c) 절연형의 제3 트랜스(예컨대 T1)와, 직류 전원과 상기 제3 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제5 스위칭 소자(예컨대 Q2, Q4)와, 출력단과 상기 제3 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제6 스위칭 소자(예컨대 S3∼S6, S8)와, 이 제6 스위칭 소자와 병렬 접속된 제2 정류 소자를 구비하고, 상기 제5 스위칭 소자가 구동 동작하고 있는 동안에는, 상기 제6 스위칭 소자는 오프 상태이고, 상기 제5 스위칭 소자가 정지 동작하고 있는 동안에는, 상기 제6 스위칭 소자는 온 상태로 하는 것, 중 어느 하나로 구성된다.
또한, 제1, 제2 컨버터는, 2차측의 출력단에 용량성 소자를 갖고 있고, 방전 관의 기동 전에도 한쪽의 컨버터만 동작하여, 2차측의 용량성 소자에 수백 V의 전압을 충전하고 있다. 방전등의 기동 직후에는, 용량성 소자에 충전된 전하를 방전등에 흘려(테이크 오버 전류), 글로 방전으로부터 아크 방전의 성장을 조장한다. 여기서, 다른쪽의 컨버터의 2차측의 스위치 소자가 능동 영역에서(즉, 흡입형 전류원으로서의 기능) 동작함으로써, 테이크 오버 전류를 제어할 수 있다.
모든 실시형태에 있어서, 방전등의 점등 주파수(제1 주파수)는, 자동차의 헤드 램프용으로서는 예컨대 250 ㎐∼750 ㎐가 적합하다.
또한, 1차측 스위칭 소자(Q2, Q4)의 구동 주파수(제2 주파수)는, 제1 주파수보다 10배 이상 보다 바람직하게는 100배 이상 높게 하는 것이 바람직하고, 예컨대 50 ㎑∼2 ㎒가 적합하다.
실시형태에서는, 2개의 컨버터를 방전등(3)의 양 사이드에 각각 배치한 구성(더블 컨버터형이라고 칭함)의 방전등 점등 회로에 대하여 설명하였다. 이 더블 컨버터형의 방전등 점등 회로의 회로 형태에 있어서는, 이하에서 설명하는 그것 특유의 문제가 발생하는 것에 유의해야 한다. 이 문제는 본 출원인이 방전등 점등 회로의 여러 가지 회로 형태에 대하여 검토하는 과정에서 독자적으로 상도한 것이며, 이 문제가 당업자에게 있어서 자명한 것이라고는 말할 수 없다.
더블 컨버터형의 방전등 점등 회로는 점등 주기마다, 방전등(3)의 일단측에 한쪽의 컨버터(CON1)로부터의 고전압을 인가하고, 타단측을 접지 전위로 하는 제1 상태와, 방전등(3)의 타단측에 다른쪽의 컨버터(CON2)로부터의 고전압을 인가하고, 일단측을 접지 전위로 하는 제2 상태가 교대로 반복된다(이하, 인버터 동작이라고 칭함).
구동 대상의 방전등의 고장이나 커넥터의 접촉 불량 등에 의해 더블 컨버터형의 방전등 점등 회로의 부하가 오픈이 된 경우에, 인버터 동작을 계속하면, 제1, 제2 컨버터(CON1, CON2)의 출력에 설치된 평활 콘덴서(C3, C4)에 축적된 전하는, 본래 방전등(3)에 대하여 유입되어야 할 곳, 그 갈 곳을 잃기 때문에, 그것과 병렬로 설치된 스위칭 소자를 통해 급속하게 계속 방전된다. 구체적으로는, 도 2의 평활 콘덴서(C3)는, 스위칭 소자(S1)를 통해, 평활 콘덴서(C4)는 스위칭 소자(S2)를 통해 방전된다. 도 4의 평활 콘덴서(C3)는 스위칭 소자(Q3)를 통해, 평활 콘덴서(C4)는 스위칭 소자(Q5)를 통해 방전된다. 도 6의 평활 콘덴서(C3)는 스위칭 소자(S3)를 통해, 평활 콘덴서(C4)는 스위칭 소자(S4)를 통해 방전된다. 또한 도 8의 평활 콘덴서(C3)는 스위칭 소자(S5)를 통해, 평활 콘덴서(C4)는 스위칭 소자(S6)를 통해 방전된다.
급속한 방전에 의해 스위칭 소자에 과전류가 흐르면, 스위칭 소자의 신뢰성이 손상될 우려가 있다. 이 문제는, 전술한 몇 가지 실시형태, 및 그 외의 실시형태에 있어서 적합하게 해결할 수 있다.
이 문제를 해결하기 위해서, 평활 콘덴서의 방전 경로 상이며, 과전류가 흐를 우려가 있는 스위칭 소자와 직렬인 부위에, 전류 제한용 회로 소자를 설치하는 것이 바람직하다. 이 회로 소자로서는, 임피던스 소자, 바람직하게는 저항 소자가 적합하다. 이하에서는, 저항을 설치한 경우를 상정하여, 「보호 저항」이라고 칭한다.
보호 저항을 설치함으로써, 평활 콘덴서와 보호 저항이 CR 회로를 형성하기 때문에, 방전등 점등 회로의 부하가 오픈이 된 경우에 있어서, 스위칭 소자를 통한 방전 속도가 CR 시정수로 제한되어, 방전 전류를 억제할 수 있고, 나아가서는 스위칭 소자의 신뢰성을 높일 수 있다.
보다 적합하게는, 보호 저항은, 스위칭 소자(S1∼S6)의 공통 단자(즉 에미터 또는 소스)측에 설치된다. 이 경우, 보호 저항에 대전류가 흐르면, 보호 저항의 전압 강하가 증대하기 때문에, 스위칭 소자(S1∼S6)의 공통 단자의 전위가 상승하고, 스위칭 소자(S1∼S6)의 게이트 에미터 간 전압(게이트 소스 간 전압, 베이스 에미터 간 전압)이 작아지기 때문에, 스위칭 소자(S1∼S6)의 온 정도가 약해지는 방향으로 부귀환이 걸려, 스위칭 소자(S1∼S6)를 적합하게 보호할 수 있다.
전술한 도 2의 방전등 점등 회로는, 이 보호 저항을 구비하는 적합한 예이다. 그래서 도 2의 방전등 점등 회로에 대하여, 보호 저항으로서 기능하는 저항(R1, R2)에 주목하여 설명한다. 도 15의 (a) 및 도 15의 (b)는, 실시형태에 따른 보호 저항을 구비하는 방전등 점등 회로의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 15의 (a)의 방전등 점등 회로는, 도 2의 방전등 점등 회로와 동등하며, 대응하는 부재에는 동일한 부호를 붙이고 중복된 설명은 생략하며, 여기서의 설명과 관계가 없는 부재는 일부 생략하고 있다.
도 15의 (a)(및 도 2)에 있어서, 평활 콘덴서(C3)의 방전 경로에 설치된 스위칭 소자(S1)와 직렬로 저항(R1)이 설치되어 있다. 마찬가지로 평활 콘덴서(C4)의 방전 경로에 설치된 스위칭 소자(S2)와 직렬로 저항(R2)이 설치되어 있다. 전술한 바와 같이, 이들 저항(R1, R2)은, 본래적으로는, 방전등(3)의 정상 동작 시에 있어서, 램프 전류(IL)를 검출하기 위해서 설치된 소자이지만, 방전등(3)의 오픈 고장 시에 있어서는, 방전 전류를 억제하기 위한 보호 저항으로서 기능한다. 따라서 도 2의 구성에 따르면, 방전등(3)이 오픈 고장난 경우에 있어서도, 스위칭 소자(S1, S2)에 과전류가 흐르는 것을 억제할 수 있고, 각 회로 소자, 나아가서는 방전등 점등 장치 전체의 신뢰성을 높일 수 있다.
도 15의 (a)의 방전등 점등 회로에 있어서, 제어 회로(4)에는, 2개의 차동 증폭기(AMP1, AMP2)가 설치된다. 차동 증폭기(AMP1, AMP2)는, 2개의 전류 검출용 저항(R1, R2)의 전압 강하를 증폭한다. 다이오드(D11, D12)는 캐소드가 공통으로 접속된 다이오드 OR 회로(최대값 회로)를 형성하고, 차동 증폭기(AMP1, AMP2)의 출력 전압 중, 높은 쪽을 출력한다. 도시하지 않은 후단의 회로는, 공통 접속된 다이오드(D11, D12)의 캐소드의 신호를 램프 전류(IL)에 따른 신호로서 받아, 스위칭 소자(Q2, Q4)의 듀티비를 펄스 변조 제어한다. 단 제어 회로(4)의 구성은 임의이며, 여러 가지 형식의 회로를 이용할 수 있다.
또한, 도 15의 (a)에 있어서의 제어 회로(4)의 구성은, 다이오드(D11, D12)는, 이상적인 정류 소자(순방향 전압(Vf)=0 V의 다이오드)로 한 경우이고, 현실의 정류 소자의 순방향 전압은 비제로의 소정값(예컨대 0.7 V)이 되기 때문에, 순방향 전압(Vf)의 전압 강하의 영향을 없애도록, 예컨대 차동 증폭기(AMP1) 및 다이오드(D11)의 쌍, 및 차동 증폭기(AMP2) 및 다이오드(D12)의 쌍을 각각, 도 15의 (a)의 하단에 나타내는 회로 형태로 하는 것이 바람직하다.
하단의 회로 구성에 있어서는, 차동 증폭기(AMP1(AMP2))의 반전 입력 단자에는, 저항(R13, R14)의 쌍을 통해 다이오드(D11(D12))의 캐소드의 전압이 귀환된다. 또한, 차동 증폭기(AMP1(AMP2))의 비반전 유력 단자에는, 전류 검출용 저항(R1(R2))의 전압 강하가, 저항(R11, R12)에 의해 분압되어 입력된다. 이 구성에 따르면, 다이오드(D11(D12))의 순방향 전압(Vf)의 영향(즉 전압의 레벨 시프트)을 실질적으로 없앨 수 있어, 저항(R1(R2))에 발생하는 전압 강하, 다시 말해서 램프 전류에 대하여 선형성이 높은 신호 처리를 행할 수 있다.
도 16의 (a)는, 도 15의 (a)의 방전등 점등 회로의 부하 오픈 상태에 있어서의 동작 파형도이다. 이 파형도는, 제1 컨버터(CON1)측에 주목하고 있다. 도면 부호 Ic는 스위칭 소자(S1)를 흐르는 방전 전류를, 도면 부호 VGE는 스위칭 소자(S1)의 게이트 에미터 간 전압을, 도면 부호 VEE는 스위칭 소자(S1)의 에미터 전위를, 도면 부호 VGG는 스위칭 소자(S1)의 게이트 전위를 나타낸다.
부하가 오픈된 상태에서 스위칭 소자(S1)가 온되면, 평활 콘덴서(C3)에 축적된 전하가, 방전등(3)에 유입될 수 없고, 스위칭 소자(S1)를 통해 접지 단자(GND)에 유입된다. 스위칭 소자(S1)가 온되면, 방전 전류(Ic)는 급준하게 증가하기 시작하지만, 그에 따라 저항(R1)의 전압 강하, 즉 에미터 전위(VEE)도 상승한다. 에미터 전위(VEE), 게이트 전위(VGG), 게이트 에미터 간 전압(VGE) 사이에는,
VGE= VGG-VEE
라고 하는 관계가 성립한다. 따라서, 에미터 전위(VEE)의 상승에 의해, 스위칭 소자(S1)의 게이트 에미터 간 전압(VGE)이 작아지고, 스위칭 소자(S1)의 온 정도가 약해져, 스위칭 소자(S1)의 저항 성분(Ron1)이 증대한다. 방전 전류(Ic)의 파형을 규정하는 CR 시정수는, 스위칭 소자(S1)의 저항 성분(Ron1)과 저항(R1)의 합성 저항에 의해 정해지기 때문에, 저항 성분(Ron1)의 증대에 의해 방전 전류(Ic)의 피크를 더욱 억제할 수 있다. 방전등(3)의 타단[제2 컨버터(CON2)]측에 있어서도, 저항(R2)에 의해 스위칭 소자(S2)에 흐르는 방전 전류를 억제할 수 있다.
이와 같이, 도 15의 (a) 및 도 2의 방전등 점등 회로에 따르면, 부하 오픈 상태에 있어서, 스위칭 소자(S1, S2)에 흐르는 대전류를 억제할 수 있어, 회로의 신뢰성을 높이는 것이 가능해진다.
도 15의 (a) 및 도 2의 방전등 점등 회로에 의해 발휘되는 효과는, 보호 저항이 설치되지 않은 방전등 점등 회로와의 대비에 의해, 더욱 명확해진다. 도 16의 (b)는, 도 15의 (a)의 회로로부터 보호 저항(R1, R2)을 제거한 비교 기술에 따른 회로의, 부하 오픈 상태에 있어서의 동작 파형도이다.
부하가 오픈된 상태에서 스위칭 소자(S1)가 점등 주기로 온, 오프를 간헐적으로 반복하면, 평활 콘덴서(C3)에 축적된 전하가, 방전등(3)에 유입될 수 없고, 스위칭 소자(S1)를 통해 접지 단자(GND)에 유입된다. 스위칭 소자(S1)에 인가되는 게이트 전압(VGG)은, 방전등(3)이 정상적으로 점등하는 상태에 있어서 전력 손실을 가능한 한 줄이기 위해서, 스위칭 소자(S1)가 풀온 또는 그에 가까운 상태로 온되 도록 설정된다. 그 결과로서, 평활 콘덴서(C3)는, 스위칭 소자(S1)를 통해 지락(地絡)하게 되어, 스위칭 소자(S1)에는 대전류 Ic가 흐르게 된다. 이것이 더블 컨버터형의 방전등 점등 회로 특유의 문제이다.
반대로 도 16의 (a)의 충전 전류(Ic)를 참조하면, 도 16의 (b)의 파형에 비하여, 피크가 억제되어 있는 것이 분명하다. 즉, 도 15의 (a) 및 도 2의 방전등 점등 회로에 따르면, 부하 오픈 시에 있어서 스위칭 소자(S1, S2)에 대전류가 흐른다고 하는 더블 컨버터형 특유의 문제를 해결할 수 있다.
도 15의 (b)는, 도 15의 (a)의 방전등 점등 회로의 변형예를 도시하는 회로도이다. 도 15의 (b)에서는, 도 15의 (a)의 보호 저항(R1, R2)이, 2개의 스위칭 소자(S1, S2)에 의해 공유되는 구성으로 되어 있다. 도 15의 (b)에 있어서, 도 15의 (a)와 공통되는 구성 요소는 적절하게 생략되어 있다.
보다 구체적으로는, 스위칭 소자(S1)의 일단은, 제1 컨버터(CON1)의 출력 단자와 접속되어 있고, 스위칭 소자(S2)의 일단은, 제2 컨버터(CON2)의 출력 단자와 접속되어 있다. 스위칭 소자(S1, S2)의 타단끼리는 공통으로 접속된다.
보호 저항으로서도 기능하는 전류 검출 저항(R4)은, 스위칭 소자(S1, S2)의 공통 접속된 타단과 고정 전압 단자(접지 단자) 사이에 설치된다. 전류 검출 저항(R4)의 전압 강하가, 램프 전류(IL)에 대응하는 신호로서 제어 회로(4)에 입력된다.
제어 회로(4)는, 제1 컨버터(CON1)를 구동 동작시키는 동안, 제1 컨버터(CON1)측의 스위칭 소자(Q2)의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 전류 검출 저항(R4) 에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절한다. 마찬가지로, 제2 컨버터(CON2)를 구동 동작시키는 동안, 제2 컨버터(CON2)측의 스위칭 소자(Q4)의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 전류 검출 저항(R4)에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절한다.
제어 회로(4)는, 전류 검출 저항(R4)의 전압 강하를 증폭하는 차동 증폭기(AMP3)를 구비한다. 도시하지 않은 후단의 회로는, 차동 증폭기(AMP3)의 출력을 램프 전류(IL)에 따른 신호로서 받아, 스위칭 소자(Q2, Q4)의 듀티비를 펄스 변조 제어한다.
도 15의 (b)의 방전등 점등 회로에 따르면, 방전등(3)에 제1 방향, 및 그 반대의 제2 방향으로 흐르는 램프 전류(IL)를, 단일의 전류 검출 저항(R4)으로 검출할 수 있다. 또한, 도 15의 (b)의 방전등 점등 회로는, 도 15의 (a)의 회로와 마찬가지로, 부하 오픈 상태에 있어서, 스위칭 소자(S1, S2)에 흐르는 전류를 적합하게 억제하는 것이 가능해진다.
또한 도 15의 (b)의 회로에서는, 도 15의 (a)의 회로에 비하여, 전류 검출 저항(보호 저항)의 개수를 1개 줄이는 것이 가능해진다. 이것은 회로 면적 및 비용의 관점에서 매우 중요한 메리트이다. 또한, 도 15의 (a)의 구성에서는, 2개의 전류 검출 저항(R1, R2)을 높은 정밀도로 매칭시킬 필요가 있으나, 도 15의 (b)의 구성에서는 이 배려가 필요 없어진다.
덧붙여 도 15의 (a)에 있어서는, 2가지 방향의 램프 전류(IL)에 따른 2개의 검출 신호를 받기 위해서, 제어 회로(4)에 2계통의 패드(단자)를 설치할 필요가 있고, 도 15의 (b)에 있어서는, 2방향의 램프 전류의 검출 신호를 1계통으로 통합할 수 있기 때문에, 제어 회로(4)에 설치해야 할 단자(패드)의 개수를 삭감할 수 있다. 또한, 제어 회로(4)의 내부의 구성도, 도 15의 (a)보다도 도 15의 (b) 쪽을 간략화할 수 있다는 이점이 있다.
이상, 본 발명에 대하여, 실시형태를 기초로 설명하였다. 이 실시형태는 예시이며, 이들의 각 구성 요소나 각 처리 프로세스의 조합에 여러 가지 변형예가 가능한 것, 또한 그러한 변형예도 본 발명의 범위에 있는 것은 당업자에게 이해되는 바이다. 이하, 이러한 변형예에 대하여 설명한다.
도 15의 (a) 및 도 15의 (b)의 방전등 점등 회로에서는, 램프 전류(IL)를 검출하기 위한 전류 검출용 저항(R1, R2, R4)이, 오픈 부하 시에 있어서의 보호 저항으로서도 기능하는 경우를 설명하였으나, 본 발명은 이것에 한정되지 않는다. 즉, 보호해야 할 스위칭 소자와 직렬인 경로 상에, 전류 검출용 저항과는 별개로 보호 저항을 설치해도 좋다. 이 경우도, 전술한 부귀환에 의한 전류 억제 효과를 얻기 위해서, 보호 저항은 스위칭 소자의 에미터(소스)측에 배치하는 것이 바람직하다.
예컨대 도 4에 있어서, 스위칭 소자(Q3)의 소스와 접지 단자(GND) 사이에 보호 저항을 설치해도 좋다. 도 6에서, 스위칭 소자(S3)의 에미터와 접지 단자(GND) 사이에 보호 저항을 설치해도 좋다. 도 8, 도 10에 있어서, 스위칭 소자(S5, S7)의 소스와 접지 단자(GND) 사이에 보호 저항을 설치해도 좋다. 도 12에서, 스위칭 소자(Q4)의 에미터와 접지 단자(GND) 사이에 보호 저항을 설치해도 좋다. 당업자에게는, 여기서 예시되는 것 외에도 여러 가지 변형예가 있다는 것이 이해될 것이다.
각 실시형태에서는, 2개의 컨버터(CON1, CON2)에 의해 플러스 전압을 생성하 여, 방전등(3)에 인가하는 경우(플러스극 점등이라고 칭함)에 대하여 설명하였으나, 마이너스 전압을 생성하여 방전등(3)을 구동해도 좋다(마이너스극 점등이라고 칭함). 이 경우, 각 도면에 있어서, 정류 다이오드(D3, D4)의 방향, 제1, 제2 트랜스의 각 2차 권선의 극성, 및 각 트랜스의 2차 권선측에 접속된 스위칭 소자의 방향, 및 상기 스위칭 소자와 병렬로 접속된 정류 소자의 방향을 각각 반전하면 된다.
이상, 본 발명의 실시형태에 대하여 설명하였으나, 본 발명은 이것에 한정되지 않고 그 취지를 일탈하지 않는 범위에서 여러 가지 개량·변경이 가능한 것은 물론이다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 개념도이다.
도 2는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 3은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 의한 스위칭 동작을 도시하는 타이밍차트이다.
도 4는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 5는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 의한 스위칭 동작을 도시하는 타이밍차트이다.
도 6은 본 발명의 제4 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 7은 본 발명의 제4 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 의한 스위칭 동작을 도시하는 타이밍차트이다.
도 8은 본 발명의 제5 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 9는 본 발명의 제5 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 의한 스위칭 동작을 도시하는 타이밍차트이다.
도 10은 본 발명의 제6 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 11은 본 발명의 제6 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 의한 스위칭 동작을 도시하는 타이밍차트이다.
도 12는 본 발명의 제7 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 13은 본 발명의 제7 실시형태에 따른 방전등 점등 회로에 의한 스위칭 동작을 도시하는 타이밍차트이다.
도 14는 제1, 제2 컨버터용 트랜스의 배치를 도시하는 도면이다.
도 15의 (a) 및 도 15의 (b)는 실시형태에 따른 방전등 점등 회로의 구성도이다.
도 16의 (a) 및 도 16의 (b)는 각각 오픈 상태에 있어서의, 도 15의 (a)의 방전등 점등 회로의 동작 파형도 및 비교 기술의 동작 파형도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1: 전원 2: 스타터
3: 방전등 4: 제어 회로
CON1, CON2: 컨버터 S1∼S10: 스위칭 소자
Q2∼Q5: 스위칭 소자 C1∼C5: 콘덴서
L1: 인덕터 T1∼T3: 트랜스
D1∼D6: 다이오드 R1∼R3: 전류 검출용 저항

Claims (7)

  1. 방전등에 교류 전력을 공급하는 방전등 점등 회로에 있어서,
    직류 전압을 받아 승압하는 제1 및 제2 컨버터와,
    상기 제1 및 제2 컨버터를 교대로 제1 주파수에서 구동 동작시키고, 구동 동작하지 않는 측은 정지 동작시킴으로써, 상기 방전등에 교류 전력을 공급하여, 점등 동작을 행하도록 제어하는 제어 회로
    를 구비한 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터는,
    (a) 절연형의 제1 트랜스와, 직류 전원과 상기 제1 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제1 스위칭 소자와, 출력단과 상기 제1 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제2 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1 주파수의 각 반주기 동안, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 상기 제1 주파수보다 높은 제2 주파수에서 동기하여 구동하는 것,
    (b) 절연형의 제2 트랜스와, 직류 전원과 상기 제2 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제3 스위칭 소자와, 한쪽의 출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제1 정류 소자와, 상기 한쪽의 출력단과 다른쪽의 출력단 사이에 접속된 제4 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제3 스위칭 소자가 구동 동작하고 있는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 오프 상태이고, 상기 제3 스위칭 소자가 정 지 동작하고 있는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 온 상태로 하는 것,
    (c) 절연형의 제3 트랜스와, 직류 전원과 상기 제3 트랜스의 1차 권선 사이에 직렬 접속된 제5 스위칭 소자와, 출력단과 상기 제3 트랜스의 2차 권선 사이에 직렬 접속된 제6 스위칭 소자와, 이 제6 스위칭 소자와 병렬 접속된 제2 정류 소자를 구비하고, 상기 제5 스위칭 소자가 구동 동작하고 있는 동안에는, 상기 제6 스위칭 소자는 오프 상태이고, 상기 제5 스위칭 소자가 정지 동작하고 있는 동안에는, 상기 제6 스위칭 소자는 온 상태로 하는 것,
    중 어느 하나로 구성되는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터에 있어서,
    절연형의 제1 내지 제3 트랜스는, 서로 자성체의 일부가 공유되도록 구성된 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
  4. 제2항에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터에 있어서,
    2차측의 제2, 제4, 제6 스위칭 소자 중 적어도 어느 하나가 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
  5. 제2항에 있어서, 상기 방전등을 기동시키는 것으로, 상기 제1 및 제2 컨버터 중 한쪽으로부터 충전용 전압을 받는 스타터용 콘덴서를 갖는 스타터 회로를 구비하고,
    상기 스타터 회로에 충전용 전압을 공급하는 측의 컨버터는, 상기 (b) 또는 (c)와 같이 구성되며, 2차측의 상기 제4 또는 제6 스위칭 소자는 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터는 각각,
    절연형의 제2 트랜스와,
    상기 제2 트랜스의 1차 권선과 직렬로 접속된 제3 스위칭 소자와,
    출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 설치된 제1 정류 소자와,
    상기 출력단과 고정 전압 단자 사이에 직렬로 접속된 제4 스위칭 소자 및 전류 검출 저항
    을 포함하고,
    상기 제어 회로는, 상기 제3 스위칭 소자를 구동 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자를 오프 상태로 하고, 상기 제3 스위칭 소자를 정지 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자를 온 상태로 하며,
    또한 상기 제어 회로는, 상기 제1 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제1 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 제2 컨버터측의 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절하고, 상기 제2 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제2 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 제1 컨버터측의 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절하는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제1, 제2 컨버터는 각각,
    절연형의 제2 트랜스와,
    상기 제2 트랜스의 1차 권선과 직렬로 접속된 제3 스위칭 소자와,
    출력단과 상기 제2 트랜스의 2차 권선 사이에 설치된 제1 정류 소자와,
    그 일단이, 상기 출력단과 접속된 제4 스위칭 소자
    를 포함하고,
    상기 제1 컨버터측의 상기 제4 스위칭 소자의 타단과, 상기 제2 컨버터측에 설치된 상기 제4 스위칭 소자의 타단은 공통으로 접속되어 있고,
    상기 방전등 점등 회로는, 상기 제4 스위칭 소자의 공통 접속된 상기 타단과 고정 전압 단자 사이에 설치된 전류 검출 저항을 더 구비하며,
    상기 제어 회로는, 상기 제3 스위칭 소자를 구동 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자는 오프 상태로 하고, 상기 제3 스위칭 소자를 정지 동작시키는 동안에는, 상기 제4 스위칭 소자를 온 상태로 하며,
    또한 상기 제어 회로는, 상기 제1 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제1 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절하고, 상기 제2 컨버터를 구동 동작시키는 동안, 상기 제2 컨버터측의 상기 제3 스위칭 소자의 온, 오프의 듀티비를, 적어도 상기 전류 검출 저항에 발생하는 전압 강하에 기초하여 조절하는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
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