JP2005026071A - 放電灯点灯回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】点灯回路1は、放電灯6に係るランプ電圧を検出するとともに、放電灯の点灯初期に定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態に移行させる発光促進制御手段9を備えている。コンデンサ10の電圧上昇に応じて放電灯への投入電力を低減させるように電力制御を行うとともに、コンデンサ10への充電電流が、放電灯の点灯開始時点からの時間経過に依存する電流I1及びランプ電圧の大きさに依存する電流I2を含む複数系統の電流源11、12から供給される構成にした。
【選択図】 図2
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路においてコンデンサを用いた過渡電力投入制御により放電灯の始動性を良好にするための技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
放電灯点灯回路として、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路(所謂スタータ回路)を備えた構成が知られており、放電灯の定常状態では該放電灯に定格電力の供給が行われる。
【0003】
そして、放電灯の光束を速やかに立ち上げるためには、放電灯の点灯開始直後の過渡期において定格電力を超える電力を放電灯に投入して発光を促進させる制御が行われる(例えば、特許文献1参照。)。
【0004】
例えば、水銀入りの放電灯を点灯させる回路では、その点灯開始直後から定常状態に移行するまでの過渡期において、ランプ電圧に対応したランプ電流(又は投入電力)を規定する、所謂「制御線」に基いて制御が行われる。また、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯に係る点灯回路では、このような制御線を基準にした制御方式を採用した場合に始動性のバラツキ等が問題となるため、電力推移についての予測制御が必要とされる。
【0005】
【特許文献1】
特開平9−330795号公報
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では、放電灯の始動時間を短くするための制御構成に伴って生じる不都合が問題となる。
【0007】
例えば、回路構成が複雑化したり、回路規模が大掛かりになり、コスト上昇等をもたらすといった問題や、水銀入りの放電灯を用いる場合の回路構成と、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯を用いる場合の回路構成との間に共通性がなく、汎用性が低いといった設計上の問題等が挙げられる。
【0008】
そこで、本発明は、放電灯の始動性を高めるとともに、そのために回路構成の複雑化や規模の増大等を伴わないようにすることを課題とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、下記に示す構成を備えたものである。
【0010】
・放電灯に係るランプ電圧を検出するとともに、該放電灯の点灯初期に定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態へと移行させる発光促進制御手段を備えていること。
【0011】
・発光促進制御手段を構成するコンデンサの電圧上昇に応じて放電灯への投入電力を低減させるように電力制御を行うこと。
【0012】
・発光促進制御手段を構成するコンデンサへの充電電流が、放電灯の点灯開始時点からの時間経過に依存する第一の電流及びランプ電圧の大きさに依存する第二の電流を含む複数系統の電流源によって供給されること。
【0013】
従って、本発明によれば、放電灯に対する過渡投入電力制御において、発光促進制御手段を構成するコンデンサを設け、該コンデンサの充電制御を複数系統の電流源からの電流によって行うことによって、制御線の概念を用いる必要がなく、回路構成の簡単化が可能である。そして、本構成については、発光物質として水銀を含む放電灯や、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の相違を区別することなく適用することが可能であるが、例えば、水銀を含まない放電灯の点灯回路に適用した場合には、始動時間の短縮及び安定化が可能である(光束の立ち上がり特性において、オーバーシュートやアンダーシュートの発生を防止することができる。)。
【0014】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の基本的構成例を示すものであり、放電灯点灯回路1は、直流電源2、直流−直流変換回路3、直流−交流変換回路4、起動回路5を備えている。
【0015】
直流−直流変換回路3は、直流電源2からの直流入力電圧を昇圧し又は降圧して所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御部7からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流−直流変換回路3には、例えば、スイッチングレギュレータの構成を有するDC−DCコンバータ(チョッパー式、フライバック式等。)が用いられる。
【0016】
直流−交流変換回路4は、直流−直流変換回路3の出力電圧を交流電圧に変換して放電灯6に供給するために設けられている。例えば、複数の半導体スイッチング素子を使って構成されるブリッジ型回路(フルブリッジ回路やハーフブリッジ回路)及びその駆動用回路等を備えた構成形態が挙げられる。
【0017】
起動回路5は、放電灯6に高電圧信号(起動パルス)を発生させ、放電灯6に供給して起動をかけるために設けられており、該信号は直流−交流変換回路4が出力する交流電圧に重畳された上で放電灯6に印加される。尚、放電灯6については水銀を含むものや、水銀を含まないか又は水銀量が低減されたものを用いることができる。
【0018】
放電灯6に係る電圧や電流を検出するための検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。
【0019】
(A)放電灯のランプ電圧やランプ電流を直接的に検出するために、例えば、電流検出用素子(シャント抵抗や検出用トランス等)を放電灯に接続して該素子に流れる電流値を検出するようにした形態
(B)放電灯のランプ電圧やランプ電流の相当電圧及び電流を検出する形態。
【0020】
尚、図1では、形態(B)を例示しており、直流−直流変換回路3と直流−交流変換回路4との間に位置された検出部8において、例えば、分圧抵抗8a、8aを使って直流出力電圧を検出する電圧検出回路や、電流検出用抵抗8bを用いた電流検出回路が設けられており、各検出信号が制御部7に送出されるようになっている。
【0021】
制御部7は、放電灯6に投入される電力制御について、定常状態での電力制御機能と過渡状態での電力制御機能を有する。つまり、制御部7は、放電灯6にかかる電圧や放電灯に流れる電流についての検出信号に応じて放電灯6の定常状態での電力制御(定電力制御)を行うとともに、該電力制御への移行前には、放電灯に対して過渡的に投入される電力を制御するために、直流−直流変換回路3の出力制御を行う。この他、制御部7は直流−交流変換回路4の駆動制御機能、回路の状態や動作に異変等が発生したか否かを判断するフェイルセイフ機能等を有するが、本発明に関連するのは発光促進制御手段9であり、該手段は放電灯6に係るランプ電圧を検出するとともに、放電灯6の点灯初期において定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態へと移行させる役目をもつ。そして、発光促進制御手段9は該手段を構成するコンデンサ10の電圧上昇に応じて放電灯6への投入電力を低減させるように電力制御を行う(図1ではコンデンサ10を外付け素子として示している。)。
【0022】
尚、水銀入りの放電灯の場合には、ランプ電圧の上昇が光束の立ち上がりよりも先行するので、ランプ電圧を監視しながら投入電力を制御することが可能であるが、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の場合には、ランプ電圧が光束に先行して上昇するとは限らないので、過渡期の投入電力推移について予測制御が必要とされる。
【0023】
図2は発光促進制御手段9について説明するための概略図であり、コンデンサ10及び複数の電流源11、12、電力制御部13、演算制御部14と、直流−直流変換回路3の要部を示している。
【0024】
図にはコンデンサ10に対して2つの電流源11(電流値を「I1」と記す。)、電流源12(電流値を「I2」と記す。)が設けられている。これらはいずれも可変電流源とされ、電流源11からコンデンサ10に供給される充電電流I1は、放電灯6の点灯開始時点からの時間経過に依存する電流とされ、また、電流源12からコンデンサ10に供給される充電電流I2は、ランプ電圧の大きさに依存して変化する電流とされる。つまり、コンデンサ10には、放電灯6の状態に応じてI1又はI2、あるいは「I1+I2」の電流が電流源から供給される。
【0025】
電力制御部13は電力演算用エラーアンプ13aと定電力制御及び加算部13bを備えており、コンデンサ10の両端電圧(これを「VC」と記す。)は、定電力制御及び加算部13bを介して電力演算用エラーアンプ13aに供給される(これにより、一定電力に対して電力を上乗せする処理が行われて、加算結果がエラーアンプ13aに供給される。)。尚、上記電流源からの充電電流によってコンデンサの電圧VCが上昇すると、これに応じて放電灯6への投入電力が減少するように過渡電力制御が行われ、電力制御部13はVCに応じた制御出力を後段の演算制御部14に送出する。
【0026】
演算制御部14は、電力制御部13からの制御信号を受けて直流−直流変換回路3の出力制御を行うものである。例えば、電力制御部13からの制御電圧を図示しない回路からのランプ波とレベル比較した結果に基く制御信号が直流−直流変換回路3に送られ、該回路を構成するスイッチング素子(FET等)の駆動制御が行われる。図には、トランスT及びスイッチング素子SWを含むフライバック型の構成が示されており、該トランスTの二次側にはダイオードD及びコンデンサCからなる整流平滑回路15が設けられている。スイッチング制御方式として、例えば、PWM(パルス幅変調)を採用する場合には、演算制御部14を構成するPWMコンパレータにおいて、ランプ波とのレベル比較に基く矩形波状パルス信号(PWMパルス)が図示しないバッファ等を介してスイッチング素子SWの制御端子(FETではゲート)に送出される。尚、スイッチング制御方式にはこの他、PFM(パルス周波数変調)等が挙げられる。
【0027】
図3は、横軸に点灯開始時点からの経過時間「t」をとり、縦軸に放電灯への投入電力「P」をとって電力の時間的推移について概略的に示したものである。
【0028】
図中に示すグラフ線ga、gb、gcの意味は下記の通りである。
【0029】
・「ga」=放電灯6への投入電力が最大値「Pmax」を示す線分
・「gb」=放電灯6の発光促進制御に係る部分であり、gaとgcとを繋ぐ右下がりのグラフ線
・「gc」=放電灯6への投入電力が定格値「Pc」を示す線分。
【0030】
コンデンサ10のVCがゼロボルトのときに、グラフ線gaに示すように、放電灯6への投入電力としてPmaxが出力され、VCの上昇につれて投入電力Pが低下していく。そして、VCが所定電圧(これを「Eref」と記す。)になると定格電力Pcが出力される。
【0031】
図4は発光促進制御に係る回路構成例16を示したものである。
【0032】
電圧Erefの定電圧源17は、3つの直列抵抗18、19、20を介してコンデンサ10に接続されており、上記電流源11を構成している。
【0033】
抵抗18に対してNPNトランジスタ21及び抵抗22を含む回路部23が並列に設けられており、トランジスタ21は、そのコレクタが定電圧源17に接続され、そのエミッタが抵抗18と19との接続点に接続されている。そして、トランジスタ21のベースには抵抗22を介して所定電圧(これを「Vcc」と記す。)が供給される。
【0034】
抵抗19に対してNPNトランジスタ24及び抵抗25、26と、コンパレータ27を含む回路部28が設けられており、トランジスタ24は、そのコレクタが抵抗18と19との接続点に接続され、そのエミッタが抵抗19と20との接続点に接続されている。そして、トランジスタ24のベースは抵抗25を介してコンパレータ27の出力端子に接続されている。
【0035】
コンパレータ27において、その負入力端子はコンデンサ10に接続され、その正入力端子は後述するコンパレータ(45)の正入力端子に接続されている。尚、コンパレータ27の出力端子に接続された抵抗26にはErefが供給される。
【0036】
コンデンサ10に上記電流I2を供給する系統については、ランプ電圧検出部29、カレントミラー回路30、回路部31、32が設けられている。
【0037】
ランプ電圧検出部29において、放電灯6のランプ電圧VLに相当する検出電圧(これを「Vs」と記す。)がアンプ33を介して演算増幅器34の非反転入力端子に供給される。演算増幅器34の出力信号はNPNトランジスタ35のベースに供給され、該トランジスタのエミッタが演算増幅器34の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗36を介して接地されている。
【0038】
カレントミラー回路30は複数のPNPトランジスタ37乃至39を用いて構成されている。
【0039】
PNPトランジスタ37は、そのコレクタがトランジスタ35のコレクタに接続され、トランジスタ37のエミッタには抵抗40を介して所定電圧Vccが供給される。
【0040】
そして、コレクタ接地のPNPトランジスタ38は、そのベースがトランジスタ37のコレクタに接続されており、トランジスタ38のエミッタがトランジスタ37のベースに接続されている。
【0041】
PNPトランジスタ39は、そのベースがトランジスタ37のベース及びトランジスタ38のエミッタに接続されており、トランジスタ39のエミッタには抵抗41を介して所定電圧Vccが供給される。
【0042】
PNPトランジスタ39のコレクタは、ダイオード42のアノードに接続され、該ダイオードのカソードがコンデンサ10に接続されて、該コンデンサに電流I2が供給される。
【0043】
回路部31は3つのコンパレータ43、44、45を用いて構成される。
【0044】
コンパレータ43において、その正入力端子にはランプ電圧VLの検出電圧Vsが供給され、その負入力端子には所定の基準電圧(これを「E2」と記す。)が供給されている。そして、コンパレータ43の出力端子はPNPトランジスタ39のコレクタに接続されている。
【0045】
また、コンパレータ44において、その正入力端子はコンデンサ10(あるいはダイオード42のカソード)に接続されており、その負入力端子には所定の基準電圧(これを「E1」と記す。)が供給されている。そして、コンパレータ44の出力端子はPNPトランジスタ39のコレクタに接続されている。
【0046】
コンパレータ45において、その負入力端子はコンデンサ10に接続されており、その正入力端子には所定の基準電圧(これを「E4」と記す。)が供給されている。そして、コンパレータ44の出力端子はPNPトランジスタ39のコレクタに接続されている。尚、基準電圧E4は上記コンパレータ27の正入力端子にも供給される。
【0047】
回路部32はコンパレータ46及び抵抗47を用いて構成され、コンパレータ46の負入力端子がコンデンサ10に接続されており、その正入力端子には所定の基準電圧(これを「E3」と記す。)が供給されている。そして、コンパレータ46の出力端子は抵抗47を介してPNPトランジスタ39のコレクタに接続されている。
【0048】
次に、上記回路の動作について図5を用いて説明する。
【0049】
図5は制御領域の区分例を示すグラフ図であり、横軸に時間「t」をとり、縦軸にコンデンサ10のVCをとってその時間的変化を示している。尚、E1乃至E4、Erefについては上記の通りであるが、それらのレベルには少なくとも「E1<E3<E4<Eref」の関係が成立する。
【0050】
放電灯6の点灯開始時点から定常状態に移行するまでの発光促進制御において、図示ように、複数の制御領域(A〜C)に区分けされている。つまり、制御領域を複数の分割領域に区分することにより、放電灯6への投入電力の推移(低減割合)を領域毎に規定することができる。例えば、ある制御領域では、コンデンサ10へのI1又はI2の供給が許可され、また、別の制御領域ではII又はI2のコンデンサ10への供給が不許可とされることで、コンデンサ10の電圧上昇率、つまり、放電灯への投入電力の低減率が制御される。
【0051】
本例では、制御領域としてA〜Cに示す3領域を含み、図示のように、各領域におけるVCの上昇の度合いが異なる。
【0052】
第一の領域Aは、放電灯内の沃化物が蒸気化するまでの時間を考慮し、定格値を越える比較的大きな電力の投入を必要とする区間に相当する。また、第二の領域Bでは、沃化物の蒸気化に伴って光束が急速に上昇するため、放電灯への投入電力を急速に低減させることが必要とされる。よって、領域Bでは、他の領域に比してVCの上昇率が大きい。そして、第三の領域Cでは、ランプ電圧VLがほぼ定常値を示すが、放電灯の温度については定常時の温度に達していないため、放電灯への投入電力を徐々に減らして定格電力に近づけるように制御する必要がある(図中の「VC=Eref」となった時点以降に示す範囲が定常領域に相当する。)。尚、ある制御領域から次の制御領域への移行については、コンデンサ10の両端電圧又はランプ電圧の大きさに基いて判断することが好ましい。
【0053】
先ず、領域Aでの回路動作については、回路部23のトランジスタ21がオン状態とされ、また、「VC<E4」より、回路部28のコンパレータ27が出力するH(ハイ)信号によってトランジスタ24がオン状態とされる。よって、電流I1は定電圧源17から抵抗20を介してコンデンサ10に供給される。
【0054】
他方、電流I2については、回路部31のコンパレータ43、44が出力するL(ロー)信号により、コンデンサ10への供給が停止される。
【0055】
従って、放電灯6への投入電力の低減率については、抵抗20を介した、ある時定数に準じた電流I1によりコンデンサ10が充電されるときのVCの上昇率として規定される。つまり、定常状態への過渡期間において、その初期に位置する領域Aではコンデンサ10に対して電流I1だけが供給されて該コンデンサの電圧上昇の度合いが決まる。
【0056】
領域Aから領域Bに移行するタイミングについては、放電灯6の状態に応じて光束が急速に立ち上がる直前とすることが統計的見地から好ましく、移行条件を「VC≧E1」かつ「Vs≧E2」とする。即ち、「VC≧E1」は、領域Aにおいて、ある時定数をもってコンデンサ10が充電され、その電圧上昇とともに、ある時間以上が経過したことを意味し、また、「Vs≧E2」はランプ電圧VLがE2に相当する電圧以上に上昇したことを意味するので、2つの条件が満たされた場合に、投入電力の低減率を大きくする制御に移行する。
【0057】
例えば、点灯初期のランプ電圧が高い放電灯の場合であっても、少なくとも一定期間に亘って領域Aでの電力投入が行われるようにし、また、点灯初期のランプ電圧が低い放電灯の場合には、光束の立ち上がりが遅いことを考慮して、一定時間が経過してもランプ電圧VLがE2相当の電圧に達するまで、領域Aでの電力投入が行われるようにする。これによって、放電灯の特性上のバラツキに起因する影響を抑えることができる。このように、コンデンサ10の両端電圧VCが閾値(E1)以上であり、かつランプ電圧VLがその閾値(E2に相当する値)以上になった場合に、領域Aから次の領域Bに移行させることが好ましい。
【0058】
領域Bでは光束が急上昇することを考慮して、VCの電圧上昇率を大きくするため、定電圧源17からのI1及びランプ電圧VLの大きさに依存するI2がコンデンサ10に供給される。つまり、「VC<E3」においてI1は領域Aから引き続きコンデンサ10に供給され、また、I2に関して、Vsがアンプ33及び演算増幅器34を経てトランジスタ35に送られ、そのコレクタ電流がカレントミラー回路30にて折り返されてトランジスタ39のコレクタ電流がダイオード42からコンデンサ10に供給される(Vsの上昇率が大きい程、I2が大きくなる。)。尚、コンパレータ43、44、45の各出力は、「Vs>E2」、「E1<VC」、「VC<E4」より、いずれもH(ハイ)インピーダンスとされる。
【0059】
回路部32のコンパレータ46の出力は、「VC<E3」の間、Hインピーダンスとされ、「VC=E3」に達したときにL(ロー)信号となる。
【0060】
領域Bの前半では、上記のようにI1及びI2の2系統からコンデンサ10が充電されるので、VCが急速に上昇する結果、放電灯6への投入電力が急速に低減される。よって、この制御状態を領域Bの後半にかけて続行した場合には、投入電力の低下が行き過ぎとなって光束を低下させる虞が生じる。
【0061】
そこで、領域Bについては、さらに複数の領域に区分して各領域においてI2を変化させることによって、領域Bにおける投入電力の低減率を詳細に制御することが好ましい。
【0062】
本例では、VC=E3に達した時点以降(後半)、回路部32のコンパレータ46によってI2の値を下げている(電流シンク)。
【0063】
領域Bから領域Cへの移行のタイミングは、「VC=E4」の条件によって判断される。つまり、VCが閾値(E4)以上となった場合に領域Bから領域Cに移行する。
【0064】
領域Cにおいては、ランプ電圧VLがほぼ定常電圧とされ、放電灯6を熱的に安定化させるように制御を行う必要がある。そこで、コンデンサ10へのI2の供給を不許可とする。つまり、「VC>E4」により、回路部31のコンパレータ44の出力がL信号となってコンデンサ10へのI2の供給が停止される。
【0065】
また、回路部28のコンパレータ27の出力がL信号となり、トランジスタ24がオフ状態となる。これによって定電圧源17から抵抗19、20を介してI1がコンデンサ10に供給されるようになり(時定数が大きくなる。)、領域AにおけるVCの上昇率に比して、領域CにおけるVCの上昇率が小さくなる。このような制御を行う理由は、投入電力をゆっくりと低減させて定常状態へと移行させるためである。例えば、領域Cにおいて、領域Aと同じ電力低減率にした場合(時定数が同じ場合)には、光束のアンダーシュートが引き起される虞があり、そのような事態を回避する必要がある(領域CではI2の供給が停止されるので、I1を低減してコンデンサ10の充電を行う。)。
【0066】
上記のように、制御領域を3領域に区分した場合において、定常状態への過渡期間の中期に位置する第二の領域Bでは、コンデンサ10に対して上記電流I1及びI2が供給されるようにし、また、定常状態への過渡期間の初期に位置する第一の領域A及び定常状態への過渡期間の後期に位置する第三の領域Cでは、コンデンサ10に対して上記電流I1だけが供給される。つまり、領域A、Cにおいては、コンデンサ10の両端電圧VCの上昇率を小さくすることにより、投入電力の低減率を緩和することが好ましい。
【0067】
尚、本例では過渡電力制御において3つの制御領域に分割しているが、より多くの区分けを行うことも可能である(但し、回路構成の複雑化等の不利益も考慮して回路設計を行うことが望ましい。)。
【0068】
ところで、放電灯を再始動する際には、前回から比較的長時間が経過した後の冷えた状態で放電灯を点灯させる場合(所謂コールドスタート)と、消灯時間(前回の消灯時からの経過時間)が短いために比較的温まっている放電灯を点灯させる場合(所謂ホットスタート)が挙げられ、後者の場合に、前者と同様の電力投入を行ったのでは、過剰な電力が供給される結果、光束のオーバーシュートや劣化等の原因となる。そこで、放電灯への初期投入電力については、放電灯の消灯時間に応じて設定することが好ましく、その検出方法として、放電灯を点灯させている間、コンデンサを充電して満充電状態にしておき、放電灯の停止指示により該放電灯が消灯すると該コンデンサが放電を開始するように構成する形態(次の起動時においてコンデンサに残っている電荷が少ないほど経過時間が長いことを意味するので、該コンデンサの端子電圧を検出すれば良い。)が挙げられる。
【0069】
図4の構成では、放電灯6の点灯が開始されて電流I1をコンデンサ10に供給する充電経路が形成されることを考慮し、該コンデンサ10の放電経路を利用して放電灯の消灯時間検出を行っている。つまり、放電灯6の消灯時又は点灯回路への電源供給が停止された時点から上記充電経路とは逆の経路でコンデンサ10の放電経路が形成されるので、その放電時定数をコンデンサ10の充電時定数よりも大きい値に規定することによって消灯時間の計時手段を構成することができる。
【0070】
放電灯6の消灯時に、定電圧源17のErefがゼロとなり、コンデンサ10がI1の充電経路とは逆の経路をもって放電され、時間経過とともにVCが低下していく。消灯時間の短いホットスタートの場合には、満充電状態からVCがやや下がった電圧状態から点灯制御が開始されるため、点灯初期における投入電力を抑えることができる。また、コールドスタート時には、VC=0から点灯が開始され、図5で説明したように各領域A、B、Cに従って電力制御が行われ、コールドスタートよりも消灯時間が短い場合には、コンデンサ10の残留電荷に応じたVC値に基いて点灯開始時の投入電力が制御される。
【0071】
コンデンサ10の放電時定数については、これを充電時定数よりも大きくしないと、放電が速すぎて消灯時間の検出には役に立たないので、回路部23、28を用いて抵抗値の切換を行う。つまり、放電灯6の消灯時において、トランジスタ21、24はオフ状態であり、放電灯時定数が3つの抵抗18乃至20の直列合成抵抗値(数百キロ乃至数メガΩ程度)により規定される。尚、放電経路については、定電圧源17の出力インピーダンスが誤差程度しか影響しない場合には何ら問題はないが、誤差とはみなせない場合には、定電圧源17に対して並列に抵抗(数十乃至数キロΩ程度)を設けることで該抵抗を介して放電を行えば良い。
【0072】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項1に係る発明によれば、放電灯に対する過渡投入電力の制御において、従来のように制御線の概念を用いる必要がなく、回路構成の簡単化が可能であり、汎用性が高い。また、水銀を含まないか又は水銀量の少ない放電灯の点灯回路への適用において、時間及びランプ電圧に応じて投入電力の低減率を制御して始動時間の短縮及び安定化が可能である。
【0073】
請求項2に係る発明によれば、制御領域を複数の分割領域に区分し、放電灯への投入電力の推移(低減率)を領域毎に規定することができる。
【0074】
請求項3に係る発明によれば、第一及び第三の領域においてコンデンサの両端電圧の上昇率を小さくすることにより、投入電力の低減率を緩和することができ、投入電力の急速な低下を抑制できる。
【0075】
請求項4に係る発明によれば、制御領域間の移行条件について判断処理が容易である。
【0076】
請求項5に係る発明によれば、放電灯の点灯開始時点からの経過時間及びランプ電圧の上昇を考慮することによって、放電灯の特性上のバラツキに対応した電力制御が可能である。
【0077】
請求項6に係る発明によれば、第三の領域において投入電力の低減率を小さくして定常状態へと円滑に移行させることができる。
【0078】
請求項7に係る発明によれば、第二の領域における投入電力の低減率を詳細に制御することができる。
【0079】
請求項8に係る発明によれば、放電灯の消灯時間検出において、コンデンサの充電経路とは別の放電経路を用いる必要がない(同一経路において時定数だけを変更する。)ので回路構成等が簡素化され、コスト低減に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成例を示すブロック図である。
【図2】発光促進制御手段について説明するための概略図である。
【図3】電力の時間的推移を概略的に示したグラフ図である。
【図4】発光促進制御に係る回路構成例を示す図である。
【図5】図4の回路動作について説明するために制御領域の区分を示すグラフ図である。
【符号の説明】
1…放電灯点灯回路、6…放電灯、9…発光促進制御手段、10…コンデンサ、11、12…電流源、I1…第一の電流、I2…第二の電流
Claims (8)
- 放電灯に係るランプ電圧を検出するとともに、該放電灯の点灯初期に定格値を超える電力を投入した後、投入電力を徐々に低減させて定常状態へと移行させる発光促進制御手段を備えた放電灯点灯回路において、
上記発光促進制御手段が、該手段を構成するコンデンサの電圧上昇に応じて上記投入電力を低減させるように電力制御を行うとともに、
上記コンデンサへの充電電流が、上記放電灯の点灯開始時点からの時間経過に依存する第一の電流及び上記ランプ電圧の大きさに依存する第二の電流を含む複数系統の電流源によって供給される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項1に記載した放電灯点灯回路において、
上記放電灯の点灯開始から上記定常状態に移行するまでの発光促進制御について、上記コンデンサへの上記第一の電流又は上記第二の電流の供給を許可し又は不許可とすることで複数の制御領域に区分けされている
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項2に記載した放電灯点灯回路において、
上記制御領域が第一乃至第三の領域に区分けされており、上記定常状態への過渡期間の中期に位置する第二の領域では、上記コンデンサに対して上記第一の電流及び第二の電流が供給され、また、上記定常状態への過渡期間の初期に位置する第一の領域及び上記定常状態への過渡期間の後期に位置する第三の領域では上記コンデンサに対して上記第一の電流だけが供給される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項2又は請求項3に記載した放電灯点灯回路において、
上記コンデンサの両端電圧又は上記ランプ電圧の大きさに基いて、ある制御領域から次の制御領域への移行が判断される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項3に記載した放電灯点灯回路において、
上記コンデンサの両端電圧が第一の閾値以上であって、かつ上記ランプ電圧が該電圧に係る閾値以上になった場合に上記第一の領域から上記第二の領域に移行し、また、上記コンデンサの両端電圧が第二の閾値以上となった場合に上記第二の領域から上記第三の領域に移行する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項3に記載した放電灯点灯回路において、
上記第一の領域における上記コンデンサの両端電圧の上昇率に比して、上記第三の領域における上記コンデンサの両端電圧の上昇率が小さい
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項3に記載した放電灯点灯回路において、
上記第二の領域がさらに複数の領域に区分けされ、各領域において上記第二の電流が変化する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。 - 請求項2又は請求項3に記載した放電灯点灯回路において、
上記放電灯の点灯が開始されて上記第一の電流を上記コンデンサに供給する充電経路が形成されること、
そして、上記放電灯の消灯時又は点灯回路への電源供給が停止された時点から上記充電経路とは逆の経路で上記コンデンサの放電経路が形成されるとともに、その放電時定数が該コンデンサの充電時定数よりも大きい値に規定される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
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