CN103795253A - 反激式功率转换器装置及其恒流控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种反激式功率转换器装置及其恒流控制器，所述恒流控制器包括：退磁时间检测模块，配置为检测所述开关管关断后所述次级线圈的退磁时间T_R；初级线圈电流检测模块，配置为检测所述开关管导通后所述采样电阻两端的电压上升至预设电压的电压上升时间T_F；导通时间计算模块，根据当前开关周期的退磁时间T_R和电压上升时间T_F计算下一开关周期的开关导通时间；脉宽调制信号发生模块，根据所述下一开关周期的开关导通时间以及开关周期的时长产生脉宽调制信号以控制所开关管的导通/关断。本发明有利于降低成本，提高控制精确度。

Description

反激式功率转换器装置及其恒流控制器

技术领域

本发明涉及一种反激式功率转换器装置及其恒流控制器。

背景技术

反激式功率转化器广泛应用在家用器具、电池充电器以及其他产品之中。反激式功率转化器的研究方向集中在体积更小、成本更低，输出稳定且准确，而数字电源恰好能解决以上问题，其具有许多模拟电源不具备的特点。数字电源中去掉了一些无源组件，从而消除了组件容差和老化问题；同时，在数字域中利用数据计算控制响应，使控制的速度更快、更加精确，并且提高了开关电源的稳定性、可靠性、可控性和抗干扰性。所以，数字电源是未来高性能电源管理芯片的主流发展趋势之

在数字电源中，脉宽调制（PWM）是一种最常用的调节输出电压、电流、功率的方式。传统的反激式功率转化器一般由功率传输级和开关的控制器组成。功率传输级将输入电能传输到输出负载端。在功率传输级有一个用来控制传递能量的开关；开关控制器根据反馈回来的输出电压、电流信息，调节开关的关断和打开时间来调节输出电压、电流、和功率。

图1示出了一种传统的反激式功率转化器，该电路可调节输出恒压和恒流，但是，它具有几个明显的缺点。该反激式功率转化器的一个缺点在于反激式功率转化器的尺寸不易降低，光耦和次级反馈电路使得电路的面积较大进而导致成本升高。该转化器的另外一个缺点是功率消耗大，这是因为检测输出电流时，需要加入一个电阻将输出电流信号转化为电压信号，然而该电流检测电阻增加了功率转化器的功耗。此转化器还有一个缺点就是输入电压V_IN的波动会引起输出电压和电流的波动，然而一般的输入电压V_IN都是交流电源经过整流桥和电容修正得到，波动是在所难免的，因而导致输出电压和电流会出现波动。

图2的是美国专利第7443700B2号提出的一种初级侧检测输出恒流输出的控制方法，其利用前一个周期的复位时间来计算下个周期初级侧的峰值电流期望值而得到稳定的输出电流。这种方法减少了光耦，并且输出电流不受输入电压和电感的影响，同时它使用时间检测而非电压检测，数字实现起来更加容易。

但是，图2所示的电路存在明显的不足。其一，需要准确地检测到次级线圈电流为零的时刻，也就是反馈电压上曲线上的拐点（knee），准确地确定出这个时刻比较困难；其二，需要数模转换器（DAC），芯片的成本和面积比较大；其三，PWM波形是通过峰值电流比较获得，而峰值电流上面存在毛刺，需要加入前沿消隐电路，这增加了芯片外围电路的面积和成本。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种反激式功率转换器装置及其恒流控制器，有利于降低成本，提高控制精确度。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种恒流控制器，

所述恒流控制器包括：

退磁时间检测模块；

初级线圈电流检测模块；

导通时间计算模块，与所述退磁时间检测模块和初级线圈电流检测模块相连；

脉宽调制信号发生模块，与所述导通时间计算模块相连。

可选地，所述恒流控制器与反激式功率转换器配合使用，所述反激式功率转换器包括：

整流桥，对交流输入信号进行整流；

变压器，其初级线圈的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级线圈的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级线圈的同名端；

开关管，其漏极连接所述初级线圈的异名端，其源极经由采样电阻接地。

可选地，所述退磁时间检测模块配置为检测所述开关管关断后所述次级线圈的退磁时间T_R；

所述初级线圈电流检测模块配置为检测所述开关管导通后所述采样电阻两端的电压上升至预设电压的电压上升时间T_F；

所述导通时间计算模块根据当前开关周期的退磁时间T_R和电压上升时间T_F计算下一开关周期的开关导通时间；

所述脉宽调制信号发生模块根据所述下一开关周期的开关导通时间以及开关周期的时长产生脉宽调制信号以控制所开关管的导通/关断。

可选地，所述退磁时间检测模块经由分压网络与所述变压器的辅助线圈异名端相连，其中，所述分压网络的输入端与所述变压器的辅助线圈异名端相连，所述分压网络的输出端输出检测电压并将其传输至所述退磁时间检测模块。

可选地，所述退磁时间检测模块包括：

过零检测模块，配置为对所述检测电压进行过零检测；

第一计数器，从所述开关管关断时开始计数，到所述检测电压第一次过零时计数结束；

第二计数器，从所述检测电压第一次过零时开始计数，到所述检测电压第二次过零时计数结束；

计算模块，计算所述退磁时间T_R，所述退磁时间T_R等于所述第一计数器的计数值减去所述第二计数器的计数值的一半。

可选地，所述初级线圈电流检测模块包括：

比较器，其第一输入端接收所述预设电压，其另一输入端连接所述开关管的源极；

第三计数器，在所述开关管导通时开始计数，到所述采样电阻两端的电压上升至所述预设电压时计数结束。

可选地，所述导通时间计算模块采用如下公式计算所述下一开关周期的开关导通时间：

其中T_ON（n）是下一开关周期的开关导通时间，T_R（n-1)为当前开关周期次级线圈的退磁时间，T_F为所述电压上升时间，K_C为常数。

本发明还提供了一种反激式功率转换器装置，包括恒流控制器以及与其耦合的反激式功率转换器，所述恒流控制器包括：

退磁时间检测模块；

初级线圈电流检测模块；

导通时间计算模块，与所述退磁时间检测模块和初级线圈电流检测模块相连；

脉宽调制信号发生模块，与所述导通时间计算模块相连。

可选地，所述反激式功率转换器包括：

整流桥，对交流输入信号进行整流；

变压器，其初级线圈的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级线圈的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级线圈的同名端；

开关管，其漏极连接所述初级线圈的异名端，其源极经由采样电阻接地。

可选地，所述退磁时间检测模块配置为检测所述开关管关断后所述次级线圈的退磁时间T_R；

所述初级线圈电流检测模块配置为检测所述开关管导通后所述采样电阻两端的电压上升至预设电压的电压上升时间T_F；

所述导通时间计算模块根据当前开关周期的退磁时间T_R和电压上升时间T_F计算下一开关周期的开关导通时间；

所述脉宽调制信号发生模块根据所述下一开关周期的开关导通时间以及开关周期的时长产生脉宽调制信号以控制所开关管的导通/关断。

可选地，所述退磁时间检测模块经由分压网络与所述变压器的辅助线圈异名端相连，其中，所述分压网络的输入端与所述变压器的辅助线圈异名端相连，所述分压网络的输出端输出检测电压并将其传输至所述退磁时间检测模块。

可选地，所述退磁时间检测模块包括：

过零检测模块，配置为对所述检测电压进行过零检测；

第一计数器，从所述开关管关断时开始计数，到所述检测电压第一次过零时计数结束；

第二计数器，从所述检测电压第一次过零时开始计数，到所述检测电压第二次过零时计数结束；

计算模块，计算所述退磁时间T_R，所述退磁时间T_R等于所述第一计数器的计数值减去所述第二计数器的计数值的一半。

可选地，所述初级线圈电流检测模块包括：

比较器，其第一输入端接收所述预设电压，其另一输入端连接所述开关管的源极；

第三计数器，在所述开关管导通时开始计数，到所述采样电阻两端的电压上升至所述预设电压时计数结束。

可选地，所述导通时间计算模块采用如下公式计算所述下一开关周期的开关导通时间：其中T_ON（n）是下一开关周期的开关导通时间，T_R（n-1)为当前开关周期次级线圈的退磁时间，T_F为所述电压上升时间，K_C为常数。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例的反激式功率转换器的恒流控制器对次级线圈的退磁时间进行检测，并通过对初级线圈的电流进行检测来计算下一开关周期的开关导通时间，该技术方案更加高效，成本更低，控制的精确度更高。

附图说明

图1是现有技术中一种反激式功率转换器的电路结构示意图；

图2是现有技术中另一种反激式功率转换器的电路结构示意图；

图3是本发明实施例的反激式功率转换器装置的电路结构示意图；

图4是本发明实施例的恒流控制器中检测所述电压上升时间的相关信号波形图；

图5是本发明实施例的恒流控制器中检测所述次级线圈的退磁时间的相关信号波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。

参考图3，本实施例的反激式功率转换器装置包括相互耦合的反激式功率转换器以及与其耦合的恒流控制器307。其中，反激式功率转换器主要包括整流桥301、变压器、整流二极管VD5、输出电容C2、开关管308；恒流控制器307主要包括：退磁时间检测模块312、导通时间计算模块313、初级线圈电流检测模块317、脉宽调制信号发生模块315。

整流桥301对交流输入信号进行整流，本实施例中，整流桥301经由电阻R1接收交流输入信号。作为一个非限制性的例子，整流桥301可以包括四个二极管VD1、VD2、VD3和VD4，其中，二极管VD1的负极和二极管VD3的正极经由电阻R1连接交流输入电源的L输出端，二极管VD1的正极连接电容C1的第一端（接地），二极管VD3的负极连接电容C1的第二端，二极管VD2的正极连接二极管VD1的正极，二极管VD4的负极连接二极管VD3的负极，二极管VD2的负极和二极管VD4的正极连接交流输入电源的N输出端。

变压器的初级线圈303的同名端连接整流桥301的输出端，其次级线圈310的异名端连接整流二极管VD5的正极，整流二极管VD5的负极连接输出电容Co的一端，输出电容Co的另一端连接次级线圈的同名端。输出电容Co配置为与负载R4并联，其两端的电压为输出电压Vo。

开关管308的漏极连接初级线圈303的异名端，其源极经由采样电阻Rs接地，其栅极接收恒流控制器307产生的脉宽调制信号PWM。

退磁时间检测模块312配置为检测开关管308关断后次级线圈310的退磁时间T_R。作为一个非限制性的例子，退磁时间检测模块312可以经由分压网络与变压器的辅助线圈304的异名端相连，其中分压网络的输出端产生的检测电压Vsense被传输至退磁时间检测模块307。分压网络例如可以包括相互串联的电阻R2和R3，其中电阻R2的第一端连接辅助线圈的异名端，电阻R2的第二端连接电阻R3的第一端，电阻R3的第二端接地，电阻R2的第二端输出检测电压Vsense。

更具体而言，本实施例中退磁时间检测模块312包括：过零检测模块，配置为对检测电压Vsense进行过零检测；第一计数器，从开关管308关断时开始计数，到检测电压Vsense第一次过零时计数结束，其计数值记为first_zero；第二计数器，从检测电压Vsense第一次过零时开始计数，到检测电压Vsense第二次过零时计数结束，其计数值记为second_zero；计算模块，计算退磁时间T_R，该退磁时间T_R等于第一计数器的计数值减去第二计数器的计数值的一半，即T_R=first_zero-second_zero/2。

初级线圈电流检测模块317配置为检测开关管308导通后，采样电阻Rs两端的电压上升至预设电压V_F的电压上升时间T_F。由于初级线圈303的电流流经采样电阻Rs，因此采样电阻Rs两端的电压反映了流经采样电阻Rs的电流，也即初级线圈303的电流。

本实施例中，初级线圈电流检测模块317包括：比较器316，其第一输入端接收预设电压V_F，其另一输入端连接开关管308的源极；第三计数器314，在开关管308导通时开始计数，到采样电阻Rs两端的电压上升至预设电压V_F时计数结束。

导通时间计算模块313根据当前开关周期的退磁时间T_R和电压上升时间T_F计算下一开关周期的开关导通时间Ton。更加具体而言，导通时间计算模块313采用如下公式计算下一开关周期的开关导通时间Ton：

其中T_ON（n）是下一开关周期的开关导通时间，T_R（n-1)为当前开关周期次级线圈的退磁时间，T_F为电压上升时间，K_C为常数。

脉宽调制信号发生模块315根据下一开关周期的开关导通时间Ton以及开关周期的时长Ts（即单个开关周期的时间长度）产生脉宽调制信号PWM以控制关管308的导通/关断。

下面参考图3对本实施例的技术方案的原理进行说明。本实施例的反激式功率转换器装置工作在断续模式（DCM），把初级线圈303的峰值电流记为I_PP，次级线圈310输出端的峰值电流记为I_PS，变压器的次级线圈310与初级线圈303的匝数比记为N，则有：

I_PS＝I_PP×N    （1）

把开关周期的长度记为T_S，把次级线圈310的消磁时间记为T_R，把输出平均电流记为I_AS，则有：

$I_{\mathrm{AS}}=\frac{I_{\mathrm{PS}}}{2}\×\frac{T_R}{T_S}---\left(2\right)$

由于电流不便于直接测量，本实施例采用采样电阻R_S将电流信号转化为电压信号，则初级侧峰值电流I_PP对应的峰值电压记为V_PP，则有：

V_PP=I_PP×R_S    （3）

所以，输出平均电流为：

$I_{\mathrm{AS}}=\frac{V_{\mathrm{PP}}}{R_S}\×\frac{T_R}{2T_S}\×N---\left(4\right)$

如果记采样电阻Rs两端的电压I_SENSE的斜率为K，开关导通时间记为T_ON，则有：

V_pp=K×T_ON    （5）

由公式（4）、（5）可得：

$I_{\mathrm{AS}}=\frac{K\×T_{\mathrm{ON}}}{R_S}\×\frac{T_R}{2T_S}\×N---\left(6\right)$

由公式（6）可以解出：

$T_{\mathrm{ON}}=2\×\frac{I_{\mathrm{AS}}\×R_S\×T_S}{K\×T_R\×N}---\left(7\right)$

如果采样电阻Rs两端的电压Isense上升到固定电压V_F，所需时间为T_F，则：

$K=\frac{V_F}{T_F}---\left(8\right)$

将公式（8）代入公式（7）得：

$T_{\mathrm{ON}}=2\×\frac{I_{\mathrm{AS}}\×R_S\×T_S}{V_F\×T_R\×N}\×T_F---\left(9\right)$

由于R_S、T_S、V_F、N对于确定的电路而言都是固定值，所以：

$T_{\mathrm{ON}}=K_C\frac{T_F}{T_R}---\left(10\right)$

其中常数 $K_C=2\×\frac{I_{\mathrm{AS}}\×R_S\×T_S}{V_F\×N}---\left(11\right)$

由公式（10）可得，在输出电流恒定情况下，Kc和T_F为常数，然后根据上个周期的退磁时间T_R就可以得到下个开关周期的开关导通时间Ton。

所以，公式（10）可以改写为：

$T_{\mathrm{ON}\left(n\right)}=K_C\frac{T_F}{T_{R(n-1)}}---\left(12\right)$

其中，T_ON(n）是恒流输出时下一开关周期的开关导通时间，T_R（n-1)为本开关周期中，次级线圈的消磁时间（或者复位时间），T_F为采样电阻两端的电压Isense上升到一预设电压V_F所对应的电压上升时间。例如电压上升时间T_F可以是芯片软启动时采样电阻两端的电压Isense上升到一预设电压V_F所对应的开关管导通时间。其中，在芯片刚开始启动时，逐渐放大开关管的导通时间以达到保护开关管的目的过程叫做软启动。

继续参考图3，交流输入信号经过整流桥301和电容C1整流后，转换为纹波较大的直流信号，其纹波频率为输入电压频率的一倍。由实际情况可知，输入平均交流电压变化范围为90V~264V，所以整流后的直流信号最高可达375V，纹波大约50V。上述的大直流信号传输至变压器的初级线圈303，变压器包括初级线圈303、次级线圈310和辅助线圈304。辅助线圈304上的电压信号经过电阻R2和电阻R3分压产生检测信号Vsense。采样电阻Rs将初级线圈303侧的电流信号转化为电压信号Isense。电压信号Isense在开关管导通时与预设电压VF比较，产生比较信号Slope-cmp，第三计数器314对比较信号Slope-cmp计数，从开关管308导通时刻开始，到电压信号Isense的电压值等于预设电压VF结束，从而计时产生电压生生时间T_F。退磁时间检测模块312根据检测信号Vsense对退磁时间T_R计时，开关管308断开时开始计数，次级线圈310退磁完毕结束计数。导通时间计算模块313根据本周期的退磁时间T_R和检测到的电压上升时间T_F（例如在软启动时检测到的T_F），计算出下个周期的开关导通时间Ton，开关导通时间传输至脉宽调制信号发生模块315，产生脉宽调制信号PWM来驱动开关管308。

参考图4，在开关管导通的时刻开始计数，直到采样电阻两端的电压信号Isense的电压值等于预设电压V_F时停止计数，从而得到电压上升时间T_F，所以电压信号Isense的上升斜率

参考图5，将检测信号Vsense进行过零比较，产生比较结果Zero_cmp。然后使用前述的第一计数器和第二计数器对比较结果Zero_cmp进行计数，计数值分别为first_zero和second_zero。从图5易知，第二计数器的计数值second_zero即为开关管管断后的二分之一个谐振周期。第一计数器的计数值first_zero减去四分之一的谐振周期即为次级线圈的退磁时间，即退磁时间等于first_zero-second_zero/2。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (14)

1.一种恒流控制器，

其特征在于，包括：

退磁时间检测模块；

初级线圈电流检测模块；

导通时间计算模块，与所述退磁时间检测模块和初级线圈电流检测模块相连；

脉宽调制信号发生模块，与所述导通时间计算模块相连。

2.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，所述恒流控制器与反激式功率转换器配合使用，所述反激式功率转换器包括：

整流桥，对交流输入信号进行整流；

变压器，其初级线圈的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级线圈的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级线圈的同名端；

开关管，其漏极连接所述初级线圈的异名端，其源极经由采样电阻接地。

3.根据权利要求2所述的恒流控制器，其特征在于，

所述退磁时间检测模块配置为检测所述开关管关断后所述次级线圈的退磁时间T_R；

所述初级线圈电流检测模块配置为检测所述开关管导通后所述采样电阻两端的电压上升至预设电压的电压上升时间T_F；

所述导通时间计算模块根据当前开关周期的退磁时间T_R和电压上升时间T_F计算下一开关周期的开关导通时间；

所述脉宽调制信号发生模块根据所述下一开关周期的开关导通时间以及开关周期的时长产生脉宽调制信号以控制所开关管的导通/关断。

4.根据权利要求3所述的恒流控制器，其特征在于，所述退磁时间检测模块经由分压网络与所述变压器的辅助线圈异名端相连，其中，所述分压网络的输入端与所述变压器的辅助线圈异名端相连，所述分压网络的输出端输出检测电压并将其传输至所述退磁时间检测模块。

5.根据权利要求4所述的恒流控制器，其特征在于，所述退磁时间检测模块包括：

过零检测模块，配置为对所述检测电压进行过零检测；

第一计数器，从所述开关管关断时开始计数，到所述检测电压第一次过零时计数结束；

第二计数器，从所述检测电压第一次过零时开始计数，到所述检测电压第二次过零时计数结束；

计算模块，计算所述退磁时间T_R，所述退磁时间T_R等于所述第一计数器的计数值减去所述第二计数器的计数值的一半。

6.根据权利要求3所述的恒流控制器，其特征在于，所述初级线圈电流检测模块包括：

比较器，其第一输入端接收所述预设电压，其另一输入端连接所述开关管的源极；

第三计数器，在所述开关管导通时开始计数，到所述采样电阻两端的电压上升至所述预设电压时计数结束。

7.根据权利要求3所述的恒流控制器，其特征在于，所述导通时间计算模块采用如下公式计算所述下一开关周期的开关导通时间：

其中T_ON（n）是下一开关周期的开关导通时间，T_R（n-1)为当前开关周期次级线圈的退磁时间，T_F为所述电压上升时间，K_C为常数。

8.一种反激式功率转换器装置，其特征在于，包括恒流控制器以及与其耦合的反激式功率转换器，所述恒流控制器包括：

退磁时间检测模块；

初级线圈电流检测模块；

导通时间计算模块，与所述退磁时间检测模块和初级线圈电流检测模块相连；

脉宽调制信号发生模块，与所述导通时间计算模块相连。

9.根据权利要求8所述的反激式功率转换器装置，其特征在于，所述反激式功率转换器包括：

整流桥，对交流输入信号进行整流；

变压器，其初级线圈的同名端连接所述整流桥的输出端，其次级线圈的异名端连接整流二极管的正极，所述整流二极管的负极连接输出电容的一端，所述输出电容的另一端连接所述次级线圈的同名端；

开关管，其漏极连接所述初级线圈的异名端，其源极经由采样电阻接地。

10.根据权利要求9所述的反激式功率转换器装置，其特征在于，

所述退磁时间检测模块配置为检测所述开关管关断后所述次级线圈的退磁时间T_R；

所述初级线圈电流检测模块配置为检测所述开关管导通后所述采样电阻两端的电压上升至预设电压的电压上升时间T_F；

所述导通时间计算模块根据当前开关周期的退磁时间T_R和电压上升时间T_F计算下一开关周期的开关导通时间；

所述脉宽调制信号发生模块根据所述下一开关周期的开关导通时间以及开关周期的时长产生脉宽调制信号以控制所开关管的导通/关断。

11.根据权利要求10所述的反激式功率转换器装置，其特征在于，所述退磁时间检测模块经由分压网络与所述变压器的辅助线圈异名端相连，其中，所述分压网络的输入端与所述变压器的辅助线圈异名端相连，所述分压网络的输出端输出检测电压并将其传输至所述退磁时间检测模块。

12.根据权利要求11所述的反激式功率转换器装置，其特征在于，所述退磁时间检测模块包括：

过零检测模块，配置为对所述检测电压进行过零检测；

第一计数器，从所述开关管关断时开始计数，到所述检测电压第一次过零时计数结束；

第二计数器，从所述检测电压第一次过零时开始计数，到所述检测电压第二次过零时计数结束；

计算模块，计算所述退磁时间T_R，所述退磁时间T_R等于所述第一计数器的计数值减去所述第二计数器的计数值的一半。

13.根据权利要求10所述的反激式功率转换器装置，其特征在于，所述初级线圈电流检测模块包括：

比较器，其第一输入端接收所述预设电压，其另一输入端连接所述开关管的源极；

第三计数器，在所述开关管导通时开始计数，到所述采样电阻两端的电压上升至所述预设电压时计数结束。

14.根据权利要求10所述的反激式功率转换器装置，其特征在于，所述导通时间计算模块采用如下公式计算所述下一开关周期的开关导通时间：

其中T_ON（n）是下一开关周期的开关导通时间，T_R（n-1)为当前开关周期次级线圈的退磁时间，T_F为所述电压上升时间，K_C为常数。

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