KR20180121772A - 플라이백 컨버터 - Google Patents

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안태영
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Abstract

본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터는 2차측 권선; 상기 2차측 권선과 대응하는 1차측 권선; 일단이 상기 1차측 권선의 일단에 연결된 제1 스위치; 및 일단이 상기 1차측 권선의 일단에 연결되고, 클램프 커패시터 및 제2 스위치를 갖는 직렬 암을 포함한다.

Description

플라이백 컨버터{FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
스위칭 전원장치는 응용하는 분야에 따라 최적의 회로방식이 분류 되어 있는 것이 일반적이다. 특히 200W 미만의 중소 용량의 출력인 경우 소형화 및 낮은 제조 가격에 적합한 회로방식의 하나로서 플라이백 컨버터가 폭 넓게 사용되고 있다.
플라이백 컨버터는 다른 절연형 컨버터 회로방식에 비해 적은 부품수와 낮은 가격 경쟁력으로 각광 받고 있으며 변압기를 사용하기 때문에 다출력이 용이하고, 입출력 절연이 가능하다는 장점이 있다.
또한 최근에는 부분 공진형(Quasi-resonant, QR) 플라이백 제어방식이 도입되면서 기존에 단점으로 지적되었던 스위칭 손실이 저감 되면서 사용 할 수 있는 범위가 확대되었다. 그러나 부분 공진형 플라이백의 경우 턴온 손실이 저감 되어 스위칭 손실이 줄어들고 그 결과 전력변환 효율이 증가되는 장점은 있었으나, 근본적으로 플라이백 컨버터 방식이 하드 스위칭 방식이기 때문에 턴 오프 되는 시점에서 스위칭의 서지가 발생하고 그 결과 높은 스위치 전압 정격과 높은 온저항의 스위치를 사용 할 수밖에 없었다.
일반적으로 스위칭 전원장치의 전압 서지를 줄이기 위해서는 저항-커패시터-다이오드를 사용하는 RCD 구조의 스너버를 사용하고 있다. 하지만 RCD 스너버는 전압서지를 저항에서 소비시키기 때문에 저항에서 발열이 일어나고, 내부전력손실이 발생하여 전력변환 효율이 낮아지는 단점이 있다.
한국등록특허공보 제10-1162282호(2012.06.27)
해결하고자 하는 기술적 과제는, 간소한 구성으로 전압 서지를 방지하고 부분 공진형 제어 방식이 적용가능한 플라이백 컨버터를 제공하는 데 있다.
본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터는 2차측 권선; 상기 2차측 권선과 대응하는 1차측 권선; 일단이 상기 1차측 권선의 일단에 연결된 제1 스위치; 및 일단이 상기 1차측 권선의 일단에 연결되고, 클램프 커패시터 및 제2 스위치를 갖는 직렬 암을 포함한다.
상기 제2 스위치는 P형 스위치이고, 상기 직렬 암의 타단은 상기 제1 스위치의 타단에 연결될 수 있다.
상기 직렬 암의 타단은 접지 단자에 연결될 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 2차측 제어 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 2차측 제어 회로 및 상기 제2 스위치의 게이트 단자 사이에 절연 구동 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 제1 스위치에 온오프 신호를 인가하는 1차측 제어 회로; 및 출력 전압을 상기 1차측 제어 회로로 피드백하는 절연 피드백 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 2차측 권선에 연결된 제3 스위치를 더 포함하고, 상기 2차측 제어 회로는 상기 온오프 신호를 상기 제3 스위치에 인가할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 2차측 권선에 연결된 다이오드를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 2차측 전류 경로에 위치하고, 2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 전류 센서를 더 포함할 수 있다.
상기 제2 스위치는 N형 스위치이고, 상기 직렬 암의 타단은 상기 1차측 권선의 타단에 연결될 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 2차측 제어 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 2차측 제어 회로 및 상기 제2 스위치의 게이트 단자 사이에 절연 구동 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 제1 스위치에 온오프 신호를 인가하는 1차측 제어 회로; 및 출력 전압을 상기 1차측 제어 회로로 피드백하는 절연 피드백 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 2차측 권선에 연결된 제3 스위치를 더 포함하고, 상기 2차측 제어 회로는 상기 온오프 신호를 상기 제3 스위치에 인가할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는 상기 2차측 권선에 연결된 다이오드를 더 포함할 수 있다.
상기 플라이백 컨버터는, 2차측 전류 경로에 위치하고, 2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 전류 센서를 더 포함할 수 있다.
상기 제2 스위치는 2차측 전류가 흐를 경우에만 온 상태일 수 있다.
본 발명에 따른 플라이백 컨버터는 간소한 구성으로 전압 서지를 방지하고 부분 공진형 제어 방식이 적용될 수 있다.
도 1은 종래의 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 도 1의 플라이백 컨버터의 동작 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 종래의 다른 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 도 3의 플라이백 컨버터의 동작 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따라 N형 제2 스위치를 포함하는 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 한 실시예에 따라 P형 제2 스위치를 포함하는 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 도 6의 플라이백 컨버터의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 도 6의 플라이백 컨버터의 다른 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 도 6의 플라이백 컨버터의 동작 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 도 5의 플라이백 컨버터의 제1 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 도 5의 플라이백 컨버터의 제2 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 도 5의 플라이백 컨버터의 제3 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 도 5의 플라이백 컨버터의 제4 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 14는 종래의 플라이백 컨버터의 제1 스위치에 대한 전압 및 전류를 설명하기 위한 도면이다.
도 15는 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터의 제1 스위치에 대한 전압 및 전류를 설명하기 위한 도면이다.
도 16은 도 5의 플라이백 컨버터의 제1 스위치에 대한 전압 및 전류를 부하 전류에 따라 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 도 5의 플라이백 컨버터의 전력 변환 효율을 설명하기 위한 도면이다.
도 18은 도 5의 플라이백 컨버터의 스위치 전압 피크 값을 설명하기 위한 도면이다.
도 19는 도 6의 플라이백 컨버터의 2차측에 제3 스위치를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 20은 도 5의 플라이백 컨버터의 2차측에 제3 스위치를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 21은 도 6의 플라이백 컨버터의 2차측에 다이오드를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 22는 도 6의 플라이백 컨버터의 2차측에 전류 센서를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
이하, 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 여러 실시 예들에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예들에 한정되지 않는다.
본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 동일 또는 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 참조 부호를 붙이도록 한다. 따라서 앞서 설명한 참조 부호는 다른 도면에서도 사용할 수 있다.
또한, 도면에서 나타난 각 구성의 크기 및 두께는 설명의 편의를 위해 임의로 나타내었으므로, 본 발명이 반드시 도시된 바에 한정되지 않는다. 도면에서 여러 층 및 영역을 명확하게 표현하기 위하여 두께를 과장되게 나타낼 수 있다.
도 1은 종래의 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이고, 도 2는 도 1의 플라이백 컨버터의 동작 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면 종래의 플라이백 컨버터(8)는 제1 스위치(81), RCD 스너버(82), 변압기(83), 및 다이오드(84)를 포함한다.
도 2를 참조하면, 위로부터 제1 스위치 제어용 구동 전압 신호, 제1 스위치 양단 전압, 제1 스위치 전류, 변압기 1차측 전압, 및 2차측 정류 다이오드 전류에 대한 파형이 도시되어 있다.
도 1의 제1 스위치(81)가 외부의 제어 신호에 의해 스위칭하면 변압기(83)의 1차측 전압에 입력전압과 권선비가 곱해진 출력전압이 걸리고, 그에 따른 제1 스위치 전류가 구성된다.
또한 제1 스위치 전류는 변압기(83)의 자화 인덕턴스에 따라 전류 기울기가 결정되고, 턴 오프 되는 순간 변압기(83)의 누설 인덕턴스에 남아 있던 전류에너지가 제1 스위치(81)의 기생 커패시터와 공진하여 도 2에서와 같이 높은 전압 서지가 발생하며, 이러한 과도한 전압 서지를 억제하기 위해서 RCD로 구성된 RCD 스너버(82)를 변압기(83)와 병렬로 구성하여 누설 인덕턴스 전류를 RCD 저항(85)에서 소비시키는 역할을 한다. 이 경우 서지 전류를 RCD 저항(85)에서 소비하기 때문에 효율이 저하되고 저항에서 발열이 발생하는 등의 문제점이 남아 있다.
도 3은 종래의 다른 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이고, 도 4는 도 3의 플라이백 컨버터의 동작 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하면 종래의 플라이백 컨버터(9)는 제1 스위치(91), RCD 스너버(92), 변압기(93), 및 다이오드(94)를 포함한다.
도 4를 참조하면, 위로부터 제1 스위치 제어용 구동전압 신호, 제1 스위치 양단 전압, 제1 스위치 전류, 변압기 1차측 전압, 및 2차측 정류 다이오드 전류에 대한 파형이 도시되어 있다.
도 3의 회로 방식은 일반적으로 부분 공진형(Quasi-resonant) 플라이백 컨버터의 기본 회로방식으로 알려져 있다. 원리적으로는 변압기(93)의 자화 전류가 불연속 상태에서 동작 시키고, 턴 오프 된 상태에서 제1 스위치(91) 양단의 전압이 공진하게 될 때 공진 전압이 최저점에서 턴 온 시킬 수 있도록 제어 회로를 구성한다. 이러한 제어 방법은 턴온 스위칭 손실을 최소화 시켜서 스위칭 손실을 억제하고 효율을 개선 시킬 수 있는 장점이 있다.
하지만 도 4를 참조하면, 부분 공진형 플라이백 컨버터(9)의 경우에도 도 1의 플라이백 컨버터(8)의 전압 서지는 해결되지 않고 제1 스위치(91)의 턴 오프 시 발생하는 전압 서지가 부하 전류에 비례하는 등, 해결되지 않은 문제점이 있다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따라 N형 제2 스위치를 포함하는 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터(10)는 변압기(11), 제1 스위치(12), 및 직렬 암(arm)(13)을 포함한다. 변압기(11)는 2차측 권선 및 2차측 권선과 대응하는 1차측 권선을 포함한다.
제1 스위치(12)는 일단이 1차측 권선의 일단에 연결된다. 직렬 암(13)은 일단이 1차측 권선의 일단에 연결되고, 클램프 커패시터(14) 및 제2 스위치(15)를 갖는다.
도 5의 실시예에서, 제2 스위치(15)는 N형 스위치이다. 또한, 직렬 암(13)의 타단은 1차측 권선의 타단에 연결된다. 한 예로, N형 스위치는 N형 FET일 수 있다.
도 5의 플라이백 컨버터(10)는 N형 능동 클램프 스너버를 갖는다고 할 수 있는데, 이때 N형 능동 클램프 스너버는 변압기(11)와 병렬로 배치하는 것이 효과적이다.
도 6은 본 발명의 한 실시예에 따라 P형 제2 스위치를 포함하는 플라이백 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터(20)는 변압기(21), 제1 스위치(22), 및 직렬 암(23)을 포함한다. 변압기(21)는 2차측 권선 및 2차측 권선과 대응하는 1차측 권선을 포함한다.
제1 스위치(22)는 일단이 1차측 권선의 일단에 연결된다.
직렬 암(23)은 일단이 1차측 권선의 일단에 연결되고, 클램프 커패시터(24) 및 제2 스위치(25)를 갖는다.
도 6의 실시예에서, 제2 스위치(25)는 P형 스위치이다. 한 예로, P형 스위치는 P형 FET일 수 있다.
도 6의 실시예에서, 직렬 암(23)의 타단은 제1 스위치(22)의 타단에 연결된다. 또한 직렬 암(23)의 타단은 접지 단자에 연결될 수 있다.
도 6의 플라이백 컨버터(20)는 P형 능동 클램프 스너버를 갖는다고 할 수 있는데, 이때 P형 능동 클램프 스너버는 제1 스위치(22)와 병렬로 배치하는 것이 효과적이다.
도 7은 도 6의 플라이백 컨버터의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이고, 도 8은 도 6의 플라이백 컨버터의 다른 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 7을 참조하면 플라이백 컨버터(20)의 변압기(21)의 자화 인덕턴스가 표시되어 있다. 도 8은 플라이백 컨버터(20)의 2차측 회로를 정전압원(Vo)로 등가시킨 회로이다.
도 9는 도 6의 플라이백 컨버터의 동작 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 9를 참조하면, 위로부터 제1 스위치 구동 전압, 제1 스위치 전압, 제1 스위치 전류 및 클램프 전류, 변압기 자화 전류 및 1차측 전류, 2차측 정류 다이오드 전류, 제2 스위치 구동 전압, 클램프 전압, 변압기 1차측 전압에 대한 파형이 도시되어 있다.
도 9를 참조하면, 2차측 정류 다이오드 전류가 발생하는 경우(P1)에만 제2 스위치(25)를 구동시킴으로써, 제1 스위치(22)의 스위칭시 서지 전압 발생이 방지되고(SP1), 부분 공진형 제어가 적용가능한 파형이 발생함(SP2)을 확인할 수 있다. 즉, 본 실시예에서 제2 스위치는 2차측 전류가 흐를 경우에만 온 상태일 수 있다.
도 10은 도 5의 플라이백 컨버터의 제1 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이고, 도 11은 도 5의 플라이백 컨버터의 제2 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이고, 도 12는 도 5의 플라이백 컨버터의 제3 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이고, 도 13은 도 5의 플라이백 컨버터의 제4 동작 구간의 등가 회로를 설명하기 위한 도면이다.
도 10 내지 13에서는 플라이백 컨버터(10)의 정상 상태 동작 설명을 위해서 한 주기를 4 개의 동작 구간으로 나누었다.
먼저, 도 10을 참조하면 제1 스위치(12)가 턴온되는 시점 t0에서의 등가 회로가 도시되어 있다. 이때 제1 스위치 전류는 변압기 자화 인덕턴스 때문에 일정하게 증가한다.
다음으로, 도 11을 참조하면, 제1 스위치(12)가 턴오프되는 시점 t1에서의 등가 회로가 도시되어 있다. 이때 변압기 누설 인덕턴스에 저장된 전류 에너지가 제2 스위치(15)의 기생 다이오드를 통해 클램프 커패시터(14)로 바이패스되고, 그 결과 공진에 의해 제1 스위치 전압은 클램프 전압으로 제한된다. 이때 클램프 전압은 다음 수학식 1과 같으며, 제1 스위치 전압은 다음 수학식 2와 같다.
[수학식 1]
Figure pat00001
[수학식 2]
Figure pat00002
다음으로 도 12를 참조하면, 제2 스위치(15)가 턴온되는 시점 t2에서의 등가 회로가 도시되어 있다. 이때 자화 전류가 공진 전류보다 크게 되면, 공진 전류는 2차측 정류 다이오드(16)를 통해 출력에 전달된다. 도 12의 제3 동작 구간은 전류가 0이되는 시점 t3까지 상태가 지속되며, 이때 t1 내지 t3 기간의 공진 전류 및 공진 전압은 아래 수학식 3 및 4와 같다.
[수학식 3]
Figure pat00003
[수학식 4]
Figure pat00004
이때,
Figure pat00005
,
Figure pat00006
이다.
다음으로 도 13을 참조하면, 제2 스위치(15)가 턴오프되는 시점 t3에서 자화 전류와 제1 스위치(12)의 기생 커패시터에 의해 제1 스위치 전압이 공진하게 되며, 다음 제1 스위치(12)가 턴온되는 시점 t4까지 부분 공진(Quasi-resonant)이 지속된다. 이때 t3 내지 t4 기간의 공진 전류 및 공진 전압은 아래 수학식 5 및 6과 같다.
[수학식 5]
Figure pat00007
[수학식 6]
Figure pat00008
이때,
Figure pat00009
,
Figure pat00010
이다.
도 14는 종래의 플라이백 컨버터의 제1 스위치에 대한 전압 및 전류를 설명하기 위한 도면이고, 도 15는 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터의 제1 스위치에 대한 전압 및 전류를 설명하기 위한 도면이다.
도 14 및 15는, 각각 종래의 플라이백 컨버터 및 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터에 대해 PSIM 프로그램을 적용하여 시뮬레이션을 수행한 결과가 도시되어 있다.
도 14를 참조하면 종래의 RCD 스너버 회로 방식의 플라이백 컨버터의 경우, 제1 스위치가 턴오프되는 순간, 변압기 누설 인덕터에 저장된 전류와 제1 스위치 커패시턴스가 공진하면서 피크 전압이 발생되고 제1 스위치 전류에도 반영되고 있다.
도 15를 참조하면 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터의 경우, 클램프 동작에 의해 제1 스위치 전압 서지가 발생하지 않으면서도 기존 소프트 스위칭 장점인 부분 공진 구간이 확보되고 있음을 확인할 수 있다.
도 16은 도 5의 플라이백 컨버터의 제1 스위치에 대한 전압 및 전류를 부하 전류에 따라 설명하기 위한 도면이다.
도 16을 참조하면, 부하 전류가 최소 0.3 A에서 최대 5 A까지 일 때의 제1 스위치 전압과 제1 스위치 전류의 파형이 도시되어 있다. 도 16을 참조하면 파형은 제1 스위치가 턴오프되었을 때 클램프 동작에 의해 피크 전압이 발생하지 않고, 일정 전압으로 제한되며, 부분 공진 구간에는 클램프 동작이 중지되고 스위치 부분 공진 전압이 최저점에서 턴온되는 기존의 소프트 스위칭 동작을 수행하고 있다는 것을 알 수 있다.
도 17은 도 5의 플라이백 컨버터의 전력 변환 효율을 설명하기 위한 도면이고, 도 18은 도 5의 플라이백 컨버터의 스위치 전압 피크 값을 설명하기 위한 도면이다.
도 17 및 18을 참조하면, RCD-QR로 표시된 점선은 RCD 스너버 구조를 갖고 QR 제어가 수행되는 종래의 플라이백 컨버터에 대응되며, AC-QR로 표시된 실선은 능동 클램프(Active Clamp) 구조를 갖고 QR 제어가 수행되는 본 발명의 한 실시예에 따른 플라이백 컨버터에 대응된다.
도 18을 참조하면, RCD 스너버 방식은 피크 전압이 무부하시 약 410 V에서 최대 부하시 약 540 V로 증가하고 있으나, 능동 클램프 방식은 피크 전압이 무부하에서 약 400 V에서 최대 부하시 약 420 V로 약 5% 미만으로 소폭 증가하고 있다는 것을 알 수 있다. 이러한 결과는 스위치의 정격 전압을 줄일 수 있으며, 그 결과 낮은 온저항에 의한 전도 손실 감소가 가능하며 효율 개선이 예상된다.
도 17을 참조하면, 능동 클램프 방식은 부하 전류가 2.5 A일 때 최대 효율 86%를 나타내며 최대 부하에서 효율이 약 84%로 측정되었다. 기존의 RCD 스너버 방식은 최대 부하에서 최대 효율이 약 83%로 측정되었고, 전부하 범위에 대해 RCD 스너버 방식이 능동 클램프 방식에 비해 전반적으로 낮은 효율을 보여주었다. 기본적으로 RCD 스너버 방식은 동작시 변압기의 누설 인덕터에 저장된 전류 에너지를 스너버의 저항을 통해 소비하는 구조이기 때문에 상대적인 전력 손실이 증가하게 된다.
도 19는 도 6의 플라이백 컨버터의 2차측에 제3 스위치를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 19를 참조하면 본 실시예의 플라이백 컨버터(20)는 도 6과 유사하게 변압기(21), 제1 스위치(22), 클램프 커패시터(24), 및 제2 스위치(25)를 포함한다. 본 실시예의 플라이백 컨버터(20)는 1차측 제어 회로(201), 2차측 제어 회로(202), 절연 구동 회로(203), 절연 피드백 회로(204), 및 제3 스위치(205)를 선택적으로 더 포함할 수 있다.
제3 스위치(205)는 2차측 권선에 연결될 수 있다.
1차측 제어 회로(201)는 제1 스위치(22)에 온오프 신호를 인가할 수 있다. 한 예로, 1차측 제어 회로(201)는 NCP1380과 같은 외부의 펄스폭변조(PWM) 집적회로일 수 있다.
2차측 제어 회로(202)는 2차측 전류 검출 여부에 따라 제2 스위치(25)에 온오프 신호를 인가할 수 있다. 본 실시예에서 2차측 제어 회로(202)는 이러한 온오프 신호를 제3 스위치(205)에 인가할 수 있다. 즉, 2차측 제어 회로(202)는 2차측 전류 검출 여부에 따라 제2 스위치(25) 및 제3 스위치(205)에 동일한 온오프용 신호를 인가할 수 있다.
절연 구동 회로(203)는 2차측 제어 회로(202) 및 제2 스위치(25)의 게이트 단자 사이에 위치할 수 있다.
절연 피드백 회로(204)는 출력 전압을 1차측 제어 회로(201)로 피드백할 수 있다.
전원 장치의 입력 전압(VIN)이 인가되고, 1차측 제어 회로(201)에서 온오프 신호가 생성되면, 구동 회로(201s)에 의해 제1 스위치(22)가 스위칭된다. 제1 스위치의 하단에 위치한 전류 검출 저항(201r)에 의해 제1 스위치 전류가 측정되면 일정한 출력을 제어하기 위한 제어 전압(201v)이 인가된다.
본 실시예에서는 2차측에 있어서, 손실이 큰 출력 정류 다이오드 대신 정류 손실을 줄이기 위해서 제3 스위치(205)를 사용한다. 이때, 2차측 제어 회로(202)는 동기 정류기 구동용 집적 회로일 수 있다. 한 예로, 2차측 제어 회로(202)는 시판의 TEA1791같은 회로일 수 있다.
2차측 제어 회로(202)는 정류기 전류를 검출하는 회로가 내장되어 있어서 정류기 전류가 존재할 때에만 도통시키게 되며, 이 기간에는 도 9에 도시된 바와 같이 제2 스위치(25)가 동작하는 기간이기 때문에 제2 스위치(25)와 연동시켜주는 절연 구동 회로(203)가 필요할 수 있다. 절연 구동 회로(203)는 펄스 트랜스 또는 포토 커플러와 같은 소자를 이용하여 내부에 1차와 2차 간의 전기적 절연을 해줄 수 있다. 구동 회로(203s)는 제2 스위치(25)를 높은 주파수로 구동시킬 수 있는 구동 능력을 가질 수 있다.
또한 출력 전압의 안정화를 위해서 출력 전압을 절연된 신호로 변환하여 1차측에 전달하는 절연 피드백 회로(204)가 필요할 수 있다.
도 20은 도 5의 플라이백 컨버터의 2차측에 제3 스위치를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 20을 참조하면 본 실시예의 플라이백 컨버터(10)는 도 6과 유사하게 변압기(11), 제1 스위치(12), 클램프 커패시터(14), 및 제2 스위치(15)를 포함한다. 본 실시예의 플라이백 컨버터(10)는 1차측 제어 회로(101), 2차측 제어 회로(102), 절연 구동 회로(103), 절연 피드백 회로(104), 및 제3 스위치(105)를 선택적으로 더 포함할 수 있다.
제3 스위치(105)는 2차측 권선에 연결될 수 있다.
1차측 제어 회로(101)는 제1 스위치(12)에 온오프 신호를 인가할 수 있다. 한 예로, 1차측 제어 회로(101)는 NCP1380과 같은 외부의 펄스폭변조(PWM) 집적회로일 수 있다.
2차측 제어 회로(102)는 2차측 전류 검출 여부에 따라 제2 스위치(15)에 온오프 신호를 인가할 수 있다. 본 실시예에서 2차측 제어 회로(102)는 이러한 온오프 신호를 제3 스위치(105)에 인가할 수 있다. 즉, 2차측 제어 회로(202)는 2차측 전류 검출 여부에 따라 제2 스위치(25) 및 제3 스위치(105)에 동일한 온오프용 신호를 인가할 수 있다.
절연 구동 회로(103)는 2차측 제어 회로(102) 및 제2 스위치(15)의 게이트 단자 사이에 위치할 수 있다.
절연 피드백 회로(104)는 출력 전압을 1차측 제어 회로(101)로 피드백할 수 있다.
전원 장치의 입력 전압(VIN)이 인가되고, 1차측 제어 회로(101)에서 온오프 신호가 생성되면, 구동 회로(101s)에 의해 제1 스위치(12)가 스위칭된다. 제1 스위치의 하단에 위치한 전류 검출 저항(101r)에 의해 제1 스위치 전류가 측정되면 일정한 출력을 제어하기 위한 제어 전압(101v)이 인가된다.
본 실시예에서는 2차측에 있어서, 손실이 큰 출력 정류 다이오드 대신 정류 손실을 줄이기 위해서 제3 스위치(105)를 사용한다. 이때, 2차측 제어 회로(102)는 동기 정류기 구동용 집적 회로일 수 있다. 한 예로, 2차측 제어 회로(102)는 시판의 TEA1791같은 회로일 수 있다.
2차측 제어 회로(102)는 정류기 전류를 검출하는 회로가 내장되어 있어서 정류기 전류가 존재할 때에만 도통시키게 되며, 이 기간에는 제2 스위치(15)가 동작하는 기간이기 때문에 제2 스위치(15)와 연동시켜주는 절연 구동 회로(103)가 필요할 수 있다. 절연 구동 회로(103)는 펄스 트랜스 또는 포토 커플러와 같은 소자를 이용하여 내부에 1차와 2차 간의 전기적 절연을 해줄 수 있다. 구동 회로(103s)는 제2 스위치(15)를 높은 주파수로 구동시킬 수 있는 구동 능력을 가질 수 있다.
또한 출력 전압의 안정화를 위해서 출력 전압을 절연된 신호로 변환하여 1차측에 전달하는 절연 피드백 회로(104)가 필요할 수 있다.
도 21은 도 6의 플라이백 컨버터의 2차측에 다이오드를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 21의 플라이백 컨버터는, 도 19와 비교했을 때, 제3 스위치(205) 대신 2차측 권선에 연결된 다이오드(206)를 포함하고 있다.
본 실시예와 같이 제3 스위치(205) 대신 다이오드(206)를 사용하는 경우에도, 도 19와 동일한 2차측 제어 회로(202)를 사용할 수 있다. 이때 2차측 제어 회로(202)는 제2 스위치(25)를 구동시키기 위한 온오프 신호를 생성하게 된다.
기타 구성은 도 19의 경우와 동일 유사하므로 설명을 생략한다.
도 21의 구성은 도 20의 경우에도 용이하게 변형 적용시킬 수 있다.
도 22는 도 6의 플라이백 컨버터의 2차측에 전류 센서를 적용한 예시적인 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 22의 플라이백 컨버터는, 도 19와 비교했을 때, 제3 스위치(205) 대신 전류 센서(207)를 포함하고 있다. 이때, 2차측 제어 회로(202)의 구성이 생략되고 있다.
전류 센서(207)는 2차측 전류 경로에 위치하고, 2차측 전류 검출 여부에 따라 제2 스위치(25)에 온오프 신호를 인가할 수 있다. 한 예로, 전류 센서(207)는 변류기(current transformer)일 수 있으며, 감지된 전류에 따라 전압 신호를 발생시킬 수 있다.
도 22의 구성은 도 20의 경우에도 용이하게 변형 적용시킬 수 있다.
지금까지 참조한 도면과 기재된 발명의 상세한 설명은 단지 본 발명의 예시적인 것으로서, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
10, 20: 플라이백 컨버터

Claims (16)

  1. 2차측 권선;
    상기 2차측 권선과 대응하는 1차측 권선;
    일단이 상기 1차측 권선의 일단에 연결된 제1 스위치; 및
    일단이 상기 1차측 권선의 일단에 연결되고, 클램프 커패시터 및 제2 스위치를 갖는 직렬 암을 포함하되,
    제1 스위치는 QR 구동 방식에 의해서 제어되고,
    상기 제2 스위치는,
    2차측 정류 다이오드 전류가 발생하는 경우 온(ON)되고, 상기 2차측 정류 다이오드 전류가 발생하지 않으면 오프(OFF)되는 것을 특징으로 하는
    플라이백 컨버터.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 제2 스위치는 P형 스위치이고,
    상기 직렬 암의 타단은 상기 제1 스위치의 타단에 연결된,
    플라이백 컨버터.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 직렬 암의 타단은 접지 단자에 연결된,
    플라이백 컨버터.
  4. 제2 항에 있어서,
    2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 2차측 제어 회로를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 2차측 제어 회로 및 상기 제2 스위치의 게이트 단자 사이에 절연 구동 회로를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 제1 스위치에 온오프 신호를 인가하는 1차측 제어 회로; 및
    출력 전압을 상기 1차측 제어 회로로 피드백하는 절연 피드백 회로를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  7. 제4 항에 있어서,
    상기 2차측 권선에 연결된 제3 스위치를 더 포함하고,
    상기 2차측 제어 회로는 상기 온오프 신호를 상기 제3 스위치에 인가하는
    플라이백 컨버터.
  8. 제4 항에 있어서,
    상기 2차측 권선에 연결된 다이오드를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  9. 제3 항에 있어서,
    2차측 전류 경로에 위치하고, 2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 전류 센서를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  10. 제1 항에 있어서,
    상기 제2 스위치는 N형 스위치이고,
    상기 직렬 암의 타단은 상기 1차측 권선의 타단에 연결된,
    플라이백 컨버터.
  11. 제10 항에 있어서,
    2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 2차측 제어 회로를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  12. 제11 항에 있어서,
    상기 2차측 제어 회로 및 상기 제2 스위치의 게이트 단자 사이에 절연 구동 회로를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 제1 스위치에 온오프 신호를 인가하는 1차측 제어 회로; 및
    출력 전압을 상기 1차측 제어 회로로 피드백하는 절연 피드백 회로를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  14. 제11 항에 있어서,
    상기 2차측 권선에 연결된 제3 스위치를 더 포함하고,
    상기 2차측 제어 회로는 상기 온오프 신호를 상기 제3 스위치에 인가하는
    플라이백 컨버터.
  15. 제11 항에 있어서,
    상기 2차측 권선에 연결된 다이오드를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
  16. 제10 항에 있어서,
    2차측 전류 경로에 위치하고, 2차측 전류 검출 여부에 따라 상기 제2 스위치에 온오프 신호를 인가하는 전류 센서를 더 포함하는
    플라이백 컨버터.
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