CN116365837B - 一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种隔离型四管Buck‑Boost变换器控制方法和控制电路，所述隔离型四管Buck‑Boost变换器包括开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5，钳位电容Cc和变压器Tr、输出电容Co；所述控制方法包括：通过占空比Dy控制开关管Q1的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q2的开关动作；通过占空比DQ3控制开关管Q3的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q4的开关动作；通过占空比DQ5控制开关管Q5的开关动作；且开通开关管Q2的同时开通开关管Q3。在保证电感电流脉动值最小值维持在能实现开关管ZVS的情况下，得到各开关管的控制信号，给出控制电路。

Description

一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路
技术领域
本发明属于功率变换器控制技术领域，具体涉及一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路。
背景技术
在小功率及部分中等功率如手机电源适配器、笔记本电脑电源适配器等场合，反激变换器被广泛应用。反激变换器是一种隔离型的Buck-Boost变换器，但对于反激变换器，主开关管上寄生电容会与变压器漏感谐振，由于寄生电容较小，主开关管上会有很大的电压尖峰。同时，由于反激变换器原边不能提供电流反向回路，无法实现开关管的ZVS。
针对上述问题，可以在变压器原边加入钳位电容与钳位开关管。钳位电容可以吸收漏感的能量，减小原边主开关管电压应力的同时提供电流反向回路以实现开关管的ZVS。因此这种变换器被称为有源钳位反激变换器(ACF)，但其主开关管的电压应力依旧较高且主开关管关断时励磁电流一直处于下降状态使得电感电流脉动较大。
对于非隔离型的Buck-Boost变换器，为了保持整个输入电压范围内的高效，可以采用移相控制方法，在实现所有开关管软开关的同时使得电感电流脉动最小。鉴于此，可以在有源钳位反激变换器输入侧加入两个开关管达到减小电压应力与增加控制自由度的效果。为了进一步提高效率，可用开关管代替副边二极管，这样就得到隔离型四管Buck-Boost变换器的电路拓扑。
目前已有的控制方式中选取的钳位电容容值较小，使得漏感电流可以自然谐振到与励磁电流一致后关断副边开关管。但这种方式励磁电流最终维持的电流不确定，且开关管电压应力依旧较大且漏感电流处于谐振中导致损耗增加。
因此，针对隔离型四管Buck-Boost变换器，结合四管Buck-Boost变换器的控制思路，寻找一种简单可行的控制方案，以减小电感电流脉动且利用好谐振的能量是亟待解决的问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路，在现有非隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法下结合ACF工作原理，在保证电感电流脉动值最小值维持在能实现开关管ZVS的情况下，得到各开关管的控制信号，并推导钳位电容电压和漏感电流最小值关于输入电压、输出电压和负载电流的表达式，从而给出控制电路。
为实现上述技术目的，本发明采取的技术方案为：
一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法，所述隔离型四管Buck-Boost变换器包括开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5，钳位电容Cc和变压器Tr、输出电容Co；
其中，钳位电容Cc的两端分别与开关管Q3的漏极以及开关管Q4的源极连接，用以吸收变压器漏感Lr的能量并帮助实现开关管的软开关；
变压器Tr原边分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，变压器Tr副边连接开关管Q5，与负载构成整流电路；
输出电容Co与负载并联，用以滤除开关频率的纹波；
开关管Q1与开关管Q2互补导通，组成一个桥臂单元；开关管Q3与开关管Q4互补导通，组成一个桥臂单元；
开通开关管Q2的同时开通开关管Q3；
其特征在于，所述控制方法包括：
通过占空比Dy控制开关管Q1的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q2的开关动作；
通过占空比DQ3控制开关管Q3的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q4的开关动作；
通过占空比DQ5控制开关管Q5的开关动作；
且开通开关管Q2的同时开通开关管Q3。
为优化上述技术方案，采取的具体措施还包括：
上述的控制方法具体包括：
步骤1：采样输出电压vo与漏感电流iLr，输出电压采样值vos与给定电压基准进行比较，通过电压调节器的输出与漏感电流iLr比较后闭环得到开关管Q1的占空比Dy；
步骤2：采样副边电流反映到原边的电流值is/N与漏感电流iLr，并对其进行求和，求和结果与保证开关管Q1、Q4实现软开关所需的负电流基准-Izvs进行比较，当求和结果下降至-Izvs时关断开关管Q3，得到开关管Q3的占空比DQ3；
步骤3：采样副边电流is，并将其与0进行比较，当is大于0时开通开关管Q5，当is减小至0时关断开关管Q5，得到开关管Q5的占空比DQ5。
一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，所述控制电路包括：输出稳压模块、谷值电流控制模块和副边电流过零控制模块；
输出稳压模块，用于得到开关管Q1和Q2的控制信号；
谷值电流控制模块，用于得到开关管Q3和Q4的控制信号；
副边电流过零控制模块，用于得到副边同步整流管Q5的控制信号。
上述的输出稳压模块，采样漏感电流iLr，并将输出电压vo的采样信号vos与给定电压基准Vo_ref进行比较，其误差信号verror送入电压调节器，电压调节器的输出与漏感电流采样信号iLr一并送入比较器1进行比较后，将比较结果和时钟周期信号CLK1送入RS触发器1，RS触发器1的正向输出信号为开关管Q1的控制信号，其反相信号为开关管Q2的控制信号，同时得到开关管Q2的上升沿信号CLK2作为开关管Q3开通时刻。
上述的电压调节器由运算放大器EA1及其外电路组成。
上述的谷值电流控制模块，采样漏感电流iLr和副边电流反映到原边值is/N，将iLr和is/N送入加法器进行求和，比较器2将求和结果与保证开关管Q1、Q4实现软开关所需的负电流基准-IZVS进行比较，当求和结果下降至-IZVS时，比较器2输出高电平，同时将比较器的结果和时钟信号CLK1进行或运算后得到vcomp2，将vcomp2与CLK2送入RS触发器2，RS触发器2的正向输出信号为开关管Q3的控制信号，其反相信号为开关管Q4的控制信号。
上述的开关管Q3的开通时刻由CLK2决定，开关管Q3的关断时刻由vcomp2决定
上述的副边电流过零控制模块，采样副边电流is，将is与0送入比较器3进行比较，当is大于0，即副边有电流流过时，比较器3输出高电平开通Q5；当is下降至0时，比较器3输出低电平，副边电流通过与0值比较得到Q5的占空比DQ5。
上述的漏感电流iLr、副边电流is和副边电流反映到原边值is/N利用采样电阻加上差分采样电路进行采样。
当Q5采用同步整流芯片时，可以采用芯片自带的电流检测端口来判断副边电流大小从而得到开通关断时序。
本发明具有以下有益效果：
相比于有源钳位反激变换器，本发明通过在输入两端增加开关管Q1，Q2降低开关管的电压应力，且在Q1关断后，通过增加开关管Q2、Q4同时导通的工作模态可以使励磁电流iLm维持在能够保证开关管Q1、Q2实现ZVS的负电流-IZVS处，减小了励磁电流脉动。
相比于移相控制的非隔离型四管Buck-Boost变换器，本发明通过增加变压器与副边整流电路实现了原副边的电气隔离。
相比于目前的副边电流断续控制方法，本发明通过增大钳位电容容值且先关断Q3使其副边电流工作在连续状态，增大了谐振周期从而减小开关管电压应力与损耗。
附图说明
图1为隔离型四管Buck-Boost变换器的电路结构图；
图2为励磁电感电流与漏感电流工作波形；
图3为本发明实施例中隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路的整体框图；
图4为本发明中变换器的工作波形；
图5是本发明中当输入电压为20V满载下的仿真波形图；
图6是本发明中当输入电压为20V半载下的仿真波形图；
图7是本发明中当输入电压为20V轻载下的仿真波形图；
图8是本发明中当输入电压为20V从满载-10％负载-满载跳变的仿真波形图；
图9是本发明中满载时输入电压从18V-25V-18V跳变的仿真波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明中的步骤虽然用标号进行了排列，但并不用于限定步骤的先后次序，除非明确说明了步骤的次序或者某步骤的执行需要其他步骤作为基础，否则步骤的相对次序是可以调整的。可以理解，本文中所使用的术语“和/或”涉及且涵盖相关联的所列项目中的一者或一者以上的任何和所有可能的组合。
本发明提供一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法，图1为隔离型四管Buck-Boost变换器的电路结构图，主要由五个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5，一个钳位电容Cc和一个变压器Tr组成。
开关管Q1与开关管Q2互补导通，组成一个桥臂单元；开关管Q3与开关管Q4互补导通，组成一个桥臂单元；
开通开关管Q2的同时开通开关管Q3。
变压器Tr原边分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，变压器副边连接开关管Q5与负载构成整流电路。
变压器既起到电气隔离的作用也起到存储和传输能量的作用。
钳位电容Cc的两端分别与开关管Q3的漏极以及开关管Q4的源极连接，用以吸收变压器漏感Lr的能量并帮助实现开关管的软开关。
变换器还包括输出电容Co，用以滤除开关频率的纹波。
控制方法包括三个控制量：
开关管Q1的占空比Dy、开关管Q3的占空比DQ3和开关管Q5的占空比DQ5。
控制自由度Dy用以控制Q1的开关管的开关动作，其反相信号用以控制Q2的开关管的开关动作，控制自由度DQ3用以控制Q3的开关管的开关动作，其反相信号用以控制Q4的开关管的开关动作。控制自由度DQ5用以控制Q5的开关管的开关动作。其中，开关管Q3开通时刻与Q2一致。
实现开关管Q1和Q4的软开关，需要保证在开关管开通前励磁电流过负，给开关管的结电容放电至零使其反并二极管自然导通，定义所需实现负电流的大小为-IZVS。
实现开关管Q2和Q3的软开关，需要保证在开关管开通前电感电流为正，给开关管的结电容放电至零使其反并二极管自然导通，定义所需实现正电流的大小为IZVS。
本发明提出的用于实现隔离型四管Buck-Boost变换器ZVS的简化控制方法，包括：
步骤1：采样输出电压vo与漏感电流iLr，输出电压采样vos与给定电压基准进行比较，通过电压调节器的输出与漏感电流采样iLr比较后闭环得到开关管Q1的占空比Dy；
步骤2：采样副边电流反映到原边值is/N和漏感电流iLr，并对其进行求和。将求和结果与保证开关管Q1、Q4实现软开关所需的负电流基准-IZVS送入比较器2进行比较，当求和结果下降至-Izvs时关断开关管Q3，得到开关管Q3的占空比DQ3；
步骤3：采样副边电流is，并与0进行比较，当is大于0时开通开关管Q5，当is减小至0时关断开关管Q5，得到开关管Q5的占空比DQ5。
额定输入电压Vin和额定输出电压Vo与占空比Dy和DQ3之间满足关系式：
由该关系式可知，输入输出的关系在漏感感值、励磁电感和变压器匝比已知的情况下只与Dy和DQ3有关，类似于移相控制的非隔离型四管Buck-Boost变换器，为了减小原边电感电流的脉动，隔离型四管Buck-Boost变换器的开关管Q3同样可以在检测到励磁电流iLm下降到-Izvs时关断，之后开关管Q2、Q4同时开通使励磁电流iLm维持在-Izvs。
为了减小电感电流脉动并实现所有开关管的软开关，采用移相控制的非隔离型四管Buck-Boost变换器的控制方法为开关管Q1比开关管Q3先关断，开关管Q3比开关管Q2先关断，开关管Q2比开关管Q4先关断，开关管Q4比开关管Q1先关断。
其中，开关管Q1比开关管Q4先关断的时间被称为Dlead(也可理解为开关管Q1、Q3同时开通的时间)，由移相环提供。
同时在检测到电感电流下降到-Izvs时关断开关管Q3。
定义开关管Q1、Q3同时开通的时间为Dlead。
在移相控制的非隔离型四管Buck-Boost变换器中，可以通过调节Dlead来调控电感电流波形。
在这里直接令Dlead＝0，即开关管Q1和Q4同时关断，关断后Q3导通。
原因在于隔离型四管Buck-Boost变换器不像移相控制的四管Buck-Boost变换器在开关管Q1、Q3同时开通时可以将能量传递给负载，而是将能量传递给钳位电容Cc，使得电容电压不断升高，导致变换器不能正常工作。
相比于目前的副边电流断续控制方法，本发明控制方法可使原边电感电流脉动最小且保证最小值为-IZVS，具体的励磁电感电流波形和漏感电流波形如图2所示。
为方便器件的选取，这里给出稳态时钳位电容电压VCc和漏感电流最小值iLrmin的表达式：
式中，Vo为额定输出电压，io为负载电流，Lm为励磁电感，Lr为漏感感值，fs为开关频率，Izvs为软开关所需电流，N为变压器原副边匝比。
式中，Vo为额定输出电压，io为负载电流，Lm为励磁电感，fs为开关频率，Izvs为实现开关管软开关所需电流。
由上式还可以看出随着负载的减小，漏感电流最小值越来越接近-IZVS，空载时相等，此时漏感电流与励磁电流相等，副边无电流流过。。
本发明还提供一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，所述隔离型四管Buck-Boost变换器由五个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5，一个钳位电容Cc和一个变压器Tr组成，所述钳位电容Cc的两端分别与开关管Q3的漏极以及开关管Q4的源极连接，所述变压器Tr原边分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，变压器副边连接开关管Q5与负载构成整流电路。开关管Q1与开关管Q2互补导通，开关管Q3与开关管Q4互补导通；开通开关管Q2的同时开通开关管Q3。
本发明实施以采用模拟控制电路为例，其原理示意图如图3所示，主要包括三个组成部分：输出稳压模块、谷值电流控制模块和副边电流过零控制模块。
(一)输出稳压模块
输出稳压模块用来得到开关管Q1和Q2的驱动信号。
本发明控制方法采用峰值电流控制。
为此，需要对漏感电流iLr进行采样。
利用采样电阻加上差分采样电路采样漏感电流iLr。
将输出电压vo的采样信号vos与给定电压基准Vo_ref进行比较，其误差信号verror送入电压调节器(由运算放大器EA1及其外电路组成)，电压调节器的输出与漏感电流采样信号iLr一并送入比较器1进行比较后，将比较结果和时钟周期信号CLK1送入RS触发器1，RS触发器1的正向输出信号为开关管Q1的驱动信号，其反相信号为开关管Q2的驱动信号，同时得到开关管Q2的上升沿信号CLK2作为开关管Q3开通时刻。
(二)谷值电流控制模块
谷值电流控制模块用来得到开关管Q3和Q4的驱动信号。
为了保证开关管Q4开通前励磁电感电流iLm下降至-IZVS，此时需要关断开关管Q3。
为此，需要控制励磁电感电流的谷值为-IZVS，又由变压器分流作用，励磁电感电流iLm可用漏感电流iLr和副边电流is表示，具体表达式为iLm＝iLr+is/N。
利用采样电阻加上差分采样电路采样漏感电流iLr和副边电流反映到原边值is/N，将iLr和is/N送入加法器进行求和，比较器2将求和结果与保证开关管Q1、Q4实现软开关所需的负电流基准-IZVS进行比较，当求和结果下降至-IZVS时，比较器2输出高电平，同时将比较器的结果和时钟信号CLK1进行或运算后得到vcomp2以防止出现变频的情况；
开关管Q3的开通时刻由CLK2决定，开关管Q3的关断时刻由vcomp2决定。将vcomp2与CLK2送入RS触发器2，RS触发器2的正向输出信号为开关管Q3的驱动信号，其反相信号为开关管Q4的驱动信号。
(三)副边电流过零控制模块
副边电流过零控制模块用来得到副边同步整流管Q5的驱动信号。
利用采样电阻加上差分采样电路采样副边电流is，将is与0送入比较器3进行比较，当is大于0，即副边有电流流过时，比较器3输出高电平开通Q5；当is下降至0时，比较器3输出低电平，副边电流通过与0值比较得到Q5的占空比DQ5。
特别地，当Q5采用同步整流芯片，如NCP4308时，可以采用芯片自带的电流检测端口来判断副边电流大小从而得到开通关断时序。
特别地，可以令Q5与Q3同时关断，此时副边依旧会有部分电流，由于Q5关断，此电流从反并二极管D5流过。
通过上述控制电路，可实现如图4所示的工作波形。
为了进一步说明本控制方法的优越性，下面给出本发明的一个仿真实施例。
根据表1给出的12W隔离型四管Buck-Boost变换器参数，用saber仿真软件搭建了仿真电路。
图5-7给出了输入电压为20V不同负载电流下四管Buck-Boost变换器的仿真波形，其中，图5为输入电压为20V满载下的仿真波形图；图6为输入电压为20V半载下的仿真波形图；图7为输入电压为20V轻载下的仿真波形图，可以看出，所有开关管均能够实现ZVS且电感电流脉动较小。
图8、图9给出了负载跳变和输入电压跳变的仿真波形，其中，图8中为当输入电压为20V负载跳变的仿真波形图；图9为满载时输入电压跳变的仿真波形图，可以看出，输出电压能够稳定在12V，且具有较快的动态响应速度。
表1 12W隔离型FSBB仿真参数
参数 符号 数值 参数 符号 数值
输入电压 Vin 18～25V(额定20V) 漏感 Lr 0.25μH
输出电压 Vo 12V 励磁电感 Lm 5μH
输出功率 Po 12W 输出电容 Co 100μF
开关频率 fs 300kHz 钳位电容 Cc 4μF
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (9)

1.一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法，所述隔离型四管Buck-Boost变换器包括开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5，钳位电容Cc和变压器Tr、输出电容Co；
其中，钳位电容Cc的两端分别与开关管Q3的漏极以及开关管Q4的源极连接，用以吸收变压器漏感Lr的能量并帮助实现开关管的软开关；
变压器Tr原边分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，变压器Tr副边连接开关管Q5，与负载构成整流电路；
输出电容Co与负载并联，用以滤除开关频率的纹波；
开关管Q1与开关管Q2互补导通，组成一个桥臂单元；开关管Q3与开关管Q4互补导通，组成一个桥臂单元；
开通开关管Q2的同时开通开关管Q3；
其特征在于，所述控制方法包括：
通过占空比Dy控制开关管Q1的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q2的开关动作；
通过占空比DQ3控制开关管Q3的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q4的开关动作；
通过占空比DQ5控制开关管Q5的开关动作；
且开通开关管Q2的同时开通开关管Q3；
所述控制方法具体包括：
步骤1：采样输出电压vo与漏感电流iLr，输出电压采样值vos与给定电压基准进行比较，通过电压调节器的输出与漏感电流iLr比较后闭环得到开关管Q1的占空比Dy；
步骤2：采样副边电流反映到原边的电流值is/N与漏感电流iLr，并对其进行求和，求和结果与保证开关管Q1、Q4实现软开关所需的负电流基准-Izvs进行比较，当求和结果下降至-Izvs时关断开关管Q3，得到开关管Q3的占空比DQ3；
步骤3：采样副边电流is，并将其与0进行比较，当is大于0时开通开关管Q5，当is减小至0时关断开关管Q5，得到开关管Q5的占空比DQ5。
2.实现权利要求1所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制方法的一种隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，所述控制电路包括：输出稳压模块、谷值电流控制模块和副边电流过零控制模块；
输出稳压模块，用于得到开关管Q1和Q2的控制信号；
谷值电流控制模块，用于得到开关管Q3和Q4的控制信号；
副边电流过零控制模块，用于得到副边同步整流管Q5的控制信号。
3.根据权利要求2所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，所述输出稳压模块，采样漏感电流iLr，并将输出电压vo的采样信号vos与给定电压基准Voref进行比较，其误差信号verror送入电压调节器，电压调节器的输出与漏感电流采样信号iLr一并送入比较器1进行比较后，将比较结果和时钟周期信号CLK1送入RS触发器1，RS触发器1的正向输出信号为开关管Q1的控制信号，其反相信号为开关管Q2的控制信号，同时得到开关管Q2的上升沿信号CLK2作为开关管Q3开通时刻。
4.根据权利要求3所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，所述电压调节器由运算放大器EA1及其外电路组成。
5.根据权利要求3所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，所述谷值电流控制模块，采样漏感电流iLr和副边电流反映到原边值is/N，将iLr和is/N送入加法器进行求和，比较器2将求和结果与保证开关管Q1、Q4实现软开关所需的负电流基准-IZVS进行比较，当求和结果下降至-IZVS时，比较器2输出高电平，同时将比较器的结果和时钟信号CLK1进行或运算后得到vcomp2，将vcomp2与CLK2送入RS触发器2，RS触发器2的正向输出信号为开关管Q3的控制信号，其反相信号为开关管Q4的控制信号。
6.根据权利要求5所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，开关管Q3的开通时刻由CLK2决定，开关管Q3的关断时刻由vcomp2决定。
7.根据权利要求5所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，所述副边电流过零控制模块，采样副边电流is，将is与0送入比较器3进行比较，当is大于0，即副边有电流流过时，比较器3输出高电平开通Q5；当is下降至0时，比较器3输出低电平，副边电流通过与0值比较得到Q5的占空比DQ5。
8.根据权利要求7所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，所述漏感电流iLr、副边电流is和副边电流反映到原边值is/N利用采样电阻加上差分采样电路进行采样。
9.根据权利要求8所述隔离型四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于，当Q5采用同步整流芯片时，可以采用芯片自带的电流检测端口来判断副边电流大小从而得到开通关断时序。
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