TWI382291B - 多模式功率因素修正器之控制方法與裝置 - Google Patents

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多模式功率因素修正器之控制方法與裝置
本發明係有關於一種改善功率因素修正器效率之控制方法與裝置，特別是提高PFC的效率同時可以做大功率輸出，以解決業界常用的CRM/CCM兩種PFC的缺點，同時結合兩種的優點達到PFC在一定負載以下也能與CRM PFC一樣的高效率又可以有CCM PFC大功率的輸出。
由於切換式電源產品的普及化，同時因應環保的要求下應用於切換式電源產品都被要求加裝功率因素修正器(PFC)以提高電廠的效率，但是近年來能源短缺的現象嚴重、原物料高漲、對電源產品的效率要求越來越高，因此PFC身為電源供應器的一部份也相對被要求有更高的效率，而且效率的要求也不同於以往只看滿載的效率，而是要求20%以上的負載都要能達到個別電源產品的要求。因此目前業界常用有兩種PFC，一種為CRM PFC，一種為CCM PFC，CRM PFC為邊界操作模式，具有簡單效率高的優點，但是不適合做超過200W以上的功率，電流漣波大，會有控制與電磁干擾的問題。CCM PFC為連續導通操作模式，具有大功率輸出之優點，一定負載以下效率都會偏低，目前的PFC控制IC不是CRM就是CCM的控制方式，無法兩者兼顧。以下將介紹目前PFC相闗控制器所使用之習知技術。
第1圖為習知技術之臨界模式CRM PFC的電感電流之波形圖。從電流波形可以明白了解，CRM PFC的開關驅動信號在電感電流達到零的瞬間主開關工作接近零電壓時才開，這樣的工作方式可以令主開關工作接近零電壓(ZVS)與零電流(ZCS)切換，使得CRM PFC的效率較CCM PFC的效率高，開關關閉的點由內部的控制信號與電感電流相同時才關閉，所以CRM PFC在工作時，隨著輸入電壓以及輸出負載的變動開關驅動信號會依據輸出電壓以及輸出負 載的變動進行控制，也因此開關驅動信號會改變頻率與責任週期，所以當負載越來越大時，輸入電感電流會越大開關驅動信號頻率會越來越低，所以如果要設計更大的輸出功率的PFC時，輸入電流過高，EMI電磁干擾的問題就更嚴重。第3圖為CRM PFC之典型應用電路。
第2圖為習知技術之定頻模式CCM PFC的典型電感電流波形。從第2圖中明白的說明CCM PFC的電感電流操作在連續模式，電感的電流漣波較CRM PFC之電感電流漣波小數倍，但是相對的CCM PFC的主開關會工作在硬切換的開關模式，效率相對於CRM PFC的效率低。由於CCM PFC是以固定頻率方式操作，如第4圖之典型應用電路中，可以看出一般CCM PFC之工作頻率由控制IC外部零件設定其工作頻率，不因輸入電壓與負載變動而改變，有部份市售IC為內建固定頻率或加入少許擾頻以降低EMI干擾，因為其工作頻率與輸入電壓與負載變動無關，因此相對於CRM PFC有零電壓切換的特性下，其效率相對較低，但是在大功率輸出時設計上較簡單EMI干擾也較低。
第5圖為CRM狀態時序圖。第5圖(A)為ZCD信號波形圖。ZCD可取自PFC上MOSFET之VDS，也可取自PFC抗流線圈(choke)上之輔助繞組作為ZCD之信號。此信號自高電位至低電位有一衰減期，Vz為零電流控制點。第5圖(B)為PFC之驅動信號VGS波形圖。ZCD自低電位至高電位時VGS自高電位至低電位，但ZCD自高電位至低電位時須ZCD衰減至0，然後VGS才自低電位至高電位。因驅動信號VGS之頻率受ZCD衰減速度之影響，故剛好可使PFC之主開關工作在零電壓(ZVS)零電流(ZCS)切換。第5圖(C)為ZCD檢知器之輸出信號波形圖。此輸出信號於ZCD衰減至零電流控制點Vz時自高電位至低電位。
第6圖為CCM狀態時序圖。第6圖(A)為PFC之驅動信號VGS波形圖。因驅動信號VGS之頻率為固定頻率，故第6圖(B)PFC之 電晶體(MOSFET)之VDS信號為落後PFC之驅動信號VGS。第6圖(C)為PFC之振盪器之波形圖。最高電位等於V+。
上述之兩種PFC的工作方式，都受限其控制方式的限制，因此各自適用於不同的功率大小與效率的應用，這樣各別的控制方式使得工程師在設計時選用控制方式與設計的要求便受到跼限，對於能源短缺與環保的要求下，高效率與大功率的PFC設計都要在不增加成本的前提下，目前業界所採用之方式多為跳壓的方式，無更好的解決方法，對於切換式電源供應器而言，提高輕載效率又不增加成本，是非常難的。
因此本發明乃針對先前技術之缺點，提出一種簡單且設計合理，不影響原控制方法的穩定，且有效改善上述缺失結合兩種PFC控制的優點之控制方法及裝置。
本發明之目的在提供一種結合CRM以及CCM兩種PFC控制方式的優點之PFC控制方法與裝置，藉由控制CRM PFC之控制方式加入CCM PFC的控制，以CRM PFC的控制觀念將其零電流檢測的信號(ZCD)加入CCM PFC的頻率控制，同步改變CCM PFC的工作頻率與PFC驅動信號的動作，使得CCM PFC的PFC驅動信號與CRM PFC之控制方式相同，同時又不影響原來CCM PFC的控制穩定度，由於CRM PFC在輕載時，切換頻率高，當負載越來越重時，切換頻率越來越低，所以當負載輕時，此發明之方法會使PFC的切換頻率會由ZCD信號所控制，當負載重至一定比例以上，由於切換頻率低至原本CCM PFC所設定的最低頻率時，切換頻率就由所設定的最低頻率決定，此時PFC會操作在CCM模式，因此達成提高PFC輕載效率，同時又達成大功率輸出之PFC。
本發明之次一目的在提供一種多模式操作之功率因素修正器之控制方法與裝置，此方法可適用於高效率之應用，昇壓式架構或返馳式之架構皆可利用此控制方式來達成高效率，特別是在PFC 的應用上提高PFC的效率同時可以做大功率輸出，此發明解決了業界常用的CRM/CCM兩種PFC的缺點，同時結合兩種的優點達到PFC在極輕載與空載時會因PFC之振盪器會受限振盪器的最高頻之限制，所以PFC在極輕載與空載時會進入叢發模式(Brust Mode)，其空載損耗比CCM PFC低更多，且PFC在一定負載以下也能與CRM PFC一樣的高效率又可以有CCM PFC大功率的輸出。
本發明之再一目的在提供一種多模式操作之功率因素修正器之控制方法與裝置，利用傳統CRM PFC的零電流檢知之方式產生同步信號用以控制CCM PFC之振盪器使得PFC的控制方式在不同負載下有不同的狀態在半載之下可以設計為CRM模式操作，切換頻率高於CCM模式，當負載持續增加，切換頻率會漸漸降低，當切換頻率低至CCM PFC的設定切換頻率時，PFC則操作在CCM模式。當PFC操作在CCM模式時，零電流檢知信號則會被關閉不會再同步PFC之振盪器，使零電流檢知信號不再影響CCM模式之操作。
為達成上述目的及其他目的，本發明之第一觀點在教導一種多模式功率因素修正器之控制方法，在一定負載以下使功率因素修正器(PFC)以臨界模式(Critical mode,CRM)的控制方法動作，以提高效率；在一定的負載之上使PFC以定頻模式(Continue Conduction mode,CCM)的控制方法動作以得大功率輸出，至少包含：利用主功率級昇壓架構電路所產生的零電流檢知信號做為零電流檢知器之控制輸入，當零電流檢知信號由高電位下降至零電流檢知器之檢知參考點時，零電流檢知器之輸出會由高電位改變為低電位此輸出會使振盪器的輸出鋸齒波立即放電，因此改變了原來振盪的頻率。
本發明之第二觀點在教導一種多模式功率因素修正器之控制裝置，功率因素修正器為一個CCM控制模式的控制器，主要利用一個定頻模式功率因素修正器電路，該定頻模式功率因素修正器 電路具有一個電壓迴路誤差放大器，其輸出連至一個乘法器；一個平方電路之輸出亦連至該乘法器，該乘法器之輸出連至一個電流迴路誤差放大器，該電流迴路誤差放大器之輸出連至一個比較器之負輸入；一個振盪器，其輸入為鋸齒波，此鋸齒波亦連至該比較器之正輸入；一個正反器，該比較器之輸出連至輸出連至該正反器之R輸入，該振盪器之輸出連至該正反器之S輸入；一個及閘，該正反器之Q輸出連至該及閘之一個輸入；一個反向器，該振盪器之輸出亦連至該反向器之輸入，該反向器之輸出連至該及閘之另一輸入，該及閘之輸出為功率因素修正器之軀動信號；其特徵在於：一個零電流檢知器，該正反器之輸出連至該零電流檢知器之控制以控制輸出與否，作為零電流檢知輸出控制信號；該零電流檢知器之輸入為ZCD信號，此ZCD信號可取自自PFC上電晶體(MOSFET)之VDS，也可取自PFC抗流線圈(choke)上之輔助繞組作為ZCD之信號；該零電流檢知器之輸出連至該振盪器之輸入，控制輸出鋸齒波的放電點，作為零電流同步信號用以同步鋸齒波使PFC上電晶體(MOSFET)之VGS之驅動信號能在電晶體(MOSFET)之VDS為零時才驅動PFC上電晶體(MOSFET)達成零電壓(ZVS)切換之動作。
本發明之以上及其他目的及優點參考以下之參照圖示及最佳實施例之說明而更易完全瞭解。
第7圖為此發明工作在CRM狀態之時序圖。第7圖(A)為ZCD信號波形圖。ZCD可取自PFC上電晶體(MOSFET)之VDS，也可取自PFC抗流線圈(choke)上之輔助繞組作為ZCD之信號。此信號自高電位至低電位有一衰減期，Vz為零電流控制點。第7圖(B)為PFC之驅動信號VGS波形圖。ZCD自低電位至高電位時VGS自高電位至低電位，但ZCD自高電位至低電位時須ZCD衰減至0，然後VGS才自低電位至高電位。因驅動信號VGS之頻率受ZCD衰減速度之影響， 故剛好可使PFC之主開關工作在零電壓(ZVS)零電流(ZCS)切換。第7圖(C)為ZCD檢知器之輸出信號波形圖。此輸出信號於ZCD衰減至零電流控制點Vz時自高電位至低電位。第7圖(D)為PFC之振盪器波形，當ZCD檢知器輸出自低電位至高電位時，PFC之振盪器立即放電，此放電之電壓點稱為VS，PFC之振盪器波形未達振盪器之VH之比較電位振盪器便放電，PFC之振盪頻率因此改變，也同時改變PFC之驅動信號VGS。使得定頻PFC的振盪器工作在變頻的方式，第7圖(D)為ZCD信號使用脈波方式時，其同步振盪器的方式則改為將脈波注入振盪器之輸出鋸齒波之頂點電壓加上脈波，提早達到上比較點VH時，才開始放電至下比較點VL，因此改變了原來振盪的頻率，如同CRM PFC相同的工作方式，但是此發明的方式不同於傳統的CRM PFC的控制方式。
第8圖為此發明工作在CCM狀態之時序圖第8圖(A)為PFC之ZCD之波形圖。因為當PFC的負載大於CRM之負載設計時，ZCD信號會落後驅動信號VGS，故第8圖(B)PFC之驅動信號VGS信號為領先PFC電晶體(MOSFET)之VdS。第8圖(C)為ZCD檢知器信號輸出。此信號在PFC驅動信號Vgs信號為高電會位時，即立刻將ZCD檢知器信號輸出之電位不可被ZCD信號改變。因此不會改變PFC之振盪器之放電電位點。第8圖(D)為PFC之振盪器之波形圖。最高電位等於VH。所以PFC之振盪器之頻率都不會被改變也不會受ZCD信號影響而干擾了原來CCM PFC的控制穩定。
第9圖顯示多模式操作之功率因素修正器之控制方法與裝置。第9圖主要由一個定頻模式功率因素修正器電路911，定頻模式功率因素修正器電路911具有一個電壓迴路誤差放大器901，其輸出連至一個乘法器903；一個平方電路902之輸出亦連至乘法器903，乘法903之輸出連至一個電流迴路誤差放大器904，電流迴路誤差放大器904之輸出連至一個比較器905之負輸入；一個振盪器906，其輸出為鋸齒波，此鋸齒波亦連至比較器905之正輸入；一個正反器907，比較器905之輸出連至正反器907之R輸入， 振盪器906之輸出連至正反器907之S輸入；一個及閘909，正反器909之Q輸出連至及閘909之一個輸入；一個反向器908，振盪器906之輸出亦連至反向器908之輸入，反向器908之輸出連至及閘909之另一輸入，及閘909之輸出為功率因素修正器之軀動信號；正反器907的輸出910做為零電流檢知器911之零電流檢知信號913，零電流檢知器911之輸出912做為振盪器906的控制信號912。零電流檢知器911之輸入為ZCD。正反器907所產生的零電流檢知信號913做為零電流檢知器914之控制輸入，當零電流檢知信號913由高電位下降至零電流檢知器914之檢知參考點時，零電流檢知器914之輸出912會由高電位改變為低電位(H->L)(此零電流檢知器之檢知為負緣觸發，其輸出由高電位變化至低電位，也可以改為由低電位變化至高電位，也能用脈波方式視振盪器的方式的控制信號需求，此輸出會使振盪器的輸出鋸齒波立即放電(此點在此稱Vs)改變其原來會達到上比較點VH時，才開始放電至下比較點VL，因此改變了原來振盪的頻率。使用脈波方式時，其同步振盪器的方式則改為將脈波注入振盪器之輸出鋸齒波之頂點電壓加上脈波，提早達到上比較點VH時，才開始放電至下比較點VL，因此改變了原來振盪的頻率。
當振盪器的鋸齒波放電至VL點時，PFC之PWM驅動信號會立即輸出高電位，而振盪器之鋸齒波會開始線性充電，至下一次的同步信號來改變放電的時間點(VS)，如果沒同步信號來改變則會由原來振盪器的VH來決定其工作頻率。當PFC之PWM驅動信號為高電位時，零電流檢知器輸出之同步信號會被關閉，直到PFC之PWM驅動信號為低電位時，才能再次啟動零電流檢知器之輸出。如此的操作方式便可以使原來CCM PFC的控制可以操作在CRM的模式進而使整個PFC可以依據需求設計在所需要的負載下操作在CRM模式在一定的負載以上操作在CCM模式，如此便達成可高效率與大功率輸出之功率因素修正器，此方式亦可用在非PFC的應用上。
藉由以上較佳之具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述 本創作之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實例來對本發明之範疇加以限制。相反的，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範疇內。
901‧‧‧電壓迴路誤差放大器
902‧‧‧平方電路
903‧‧‧乘法器
904‧‧‧電流迴路誤差放大器
905‧‧‧比較器
906‧‧‧振盪器
907‧‧‧正反器
908‧‧‧反向器
909‧‧‧及閘
910‧‧‧正反器907的輸出
912‧‧‧零電流檢知器914之輸出
913‧‧‧零電流檢知信號
914‧‧‧零電流檢知器
第1圖(習知技術)臨界模式CRM PFC的電感電流之波形圖。
第2圖(習知技術)定頻模式CCM PFC的典型電感電流波形。
第3圖CRM PFC之典型應用電路。
第4圖CCM PFC的典型應用電路。
第5圖為CRM狀態時序圖；第5圖(A)為ZCD信號波形圖；第5圖(B)為PFC之驅動信號VGS波形圖；第5圖(C)為ZCD檢知器之輸出信號波形圖；第6圖為CCM狀態時序圖；第6圖(A)為PFC之驅動信號VGS波形圖；第6圖(B)為PFC之主開關之VDS波形圖；第6圖(C)為PFC之振盪器之波形圖。
第7圖為本發明之CRM狀態時序圖；第7圖(A)為ZCD信號波形圖；第7圖(B)為PFC之驅動信號VGS波形圖；第7圖(C)為ZCD檢知器之輸出信號波形圖；第7圖(D)為PFC之振盪器之波形圖；第8圖為本發明之CCM狀態時序圖；第8圖(A)為ZCD信號波形圖； 第8圖(B)為PFC之驅動信號VGS波形圖；第8圖(C)為ZCD檢知器之輸出信號波形圖；第8圖(D)為PFC之振盪器之波形圖。
第9圖顯示多模式操作之功率因素修正器之控制方法與裝置
901‧‧‧電壓迴路誤差放大器
902‧‧‧平方電路
903‧‧‧乘法器
904‧‧‧電流迴路誤差放大器
905‧‧‧比較器
906‧‧‧振盪器
907‧‧‧正反器
908‧‧‧反向器
909‧‧‧及閘
910‧‧‧正反器907的輸出
912‧‧‧零電流檢知器914之輸出
913‧‧‧零電流檢知信號
914‧‧‧零電流檢知器

Claims (3)

  1. 一種多模式功率因素修正器之控制方法，在一定負載以下使功率因素修正器(PFC)以臨界模式(Critical mode,CRM)的控制方法動作，以提高效率；在一定的負載之上使PFC以定頻模式(Continue Conduction mode,CCM)的控制方法動作以得大功率輸出，至少包含：利用主功率級昇壓架構電路所產生的零電流檢知信號做為零電流檢知器之控制輸入，當零電流檢知信號由高電位下降至零電流檢知器之檢知參考點時，零電流檢知器之輸出會由高電位改變為低電位此輸出會使振盪器的輸出鋸齒波立即放電，因此改變了原來振盪的頻率，零電流檢知器之輸出使用脈波方式時，其同步振盪器的方式則改為將脈波注入振盪器之輸出鋸齒波之頂點電壓加上脈波，提早達到上比較點VH時，才開始放電至下比較點VL，因此改變了原來振盪的頻率。
  2. 如申請專利範圍第1項之多模式功率因素修正器之控制方法，其中該零電流檢知器之輸出由低電位變化至高電位時，使振盪器的輸出鋸齒波立即放電。
  3. 一種多模式功率因素修正器之控制裝置，功率因素修正器為一個CCM控制模式的控制器，主要利用一個定頻模式功率因素修正器電路，該定頻模式功率因素修正器電路具有一個電壓迴路誤差放大器，其輸出連至一個乘法器；一個平方電路之輸出亦連至該乘法器，該乘法器之輸出連至一個電流迴路誤差放大器，該電流迴路誤差放大器之輸出連至一個比較器之負輸入；一個振盪器，其輸入為鋸齒波，此鋸齒波亦連至該比較器之正輸入；一個正反器，該比較器之輸出連至輸出連至該正反器之R輸入，該振盪器之輸出連至該正反器之S輸入；一個及閘，該正反器之Q輸出連至該及閘之一個輸入；一個反向器，該振盪器之輸出亦連至該反向器之輸入，該反向器之輸出連至該及閘之另一輸入，該及閘之輸出為功率因素修正器之軀動信號；其特徵在於： 一個零電流檢知器，該正反器之輸出連至該零電流檢知器之控制以控制輸出與否，作為零電流檢知輸出控制信號；該零電流檢知器之輸入為ZCD信號，此ZCD信號可取自PFC上電晶體(MOSFET)之VDS，也可取自PFC抗流線圈(choke)上之輔助繞組作為ZCD之信號；該零電流檢知器之輸出連至該振盪器之輸入，控制輸出鋸齒波的放電點，作為零電流同步信號用以同步鋸齒波使PFC上電晶體(MOSFET)之VGS之驅動信號能在電晶體(MOSFET)之VDS為零時才驅動PFC上電晶體(MOSFET)達成零電壓(ZVS)切換之動作。
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