CN102422519A

CN102422519A - Pfc变换器

Info

Publication number: CN102422519A
Application number: CN2010800190858A
Authority: CN
Inventors: 鹈野良之
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2009-05-15
Filing date: 2010-01-21
Publication date: 2012-04-18
Anticipated expiration: 2030-01-21
Also published as: JP5182375B2; US8232780B2; JPWO2010131496A1; US20120057382A1; CN102422519B; WO2010131496A1

Abstract

开关控制电路(13)具备：将输入电压检测电路(11)、电流检测用电阻(R1)、以及输出电压检测电路(12)的检测信号变换为数字值的A/D变换器(131)；向模拟比较器(134)提供参考电压的D/A变换器(133)；对开关元件(Q1)输出控制电压的PWM电路(135)；和将规定值作为参考电压而提供给D/A变换器(133)，并且读取A/D变换器(131)的变换值，求出电感器电流的平均值的CPU(132)。CPU(132)在PWM电路(135)的输出成为高电平时读取电感器电流Ib，求出由所述规定值决定的电感器电流峰值Ip和所述接通时的电感器电流值Ib的平均值作为电感器电流的平均值ILav。

Description

PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种以交流电源为输入并输出直流电压的AC-DC变换器，尤其涉及一种改善功率因数的PFC变换器。

背景技术

在日本以及欧洲等，根据用途或输入电力等来进行分级的高次谐波电流限制。为了应对于此，设法在要进行限制的一般家电产品的电源中附加被称为PFC(功率因数校正电路)变换器的电路，抑制高次谐波电流。

以商用交流电源为输入电源的一般的开关电源装置，对商用交流电源进行整流平滑从而变换为直流电压后，利用DC-DC变换器对其进行开关，所以输入电流变得不连续，从正弦波产生较大的失真。这是导致高次谐波电流的原因。

因此，以抑制该高次谐波电流为目的，在全波整流电路的后级并且基于平滑电容器的平滑电路之前设置了PFC变换器。

该PFC变换器由斩波电路构成，进行动作，使得输入电流波形成为与输入电压波形相似的形状，即成为同相位的正弦波状。因此，高次谐波电流被抑制在一定水平以下。

这里，基于图1来说明专利文献1所示的PFC变换器的构成例。

在图1所示的功率因数校正电路中，在对交流输入电源Vac的交流电源电压进行整流的二极管桥B1的输出两端，连接了由升压电抗器L1、MOSFET构成的开关元件Q1和电流检测电阻R构成的串联电路。在开关元件Q1的两端连接了由二极管D1和平滑电容器C1构成的串联电路，在平滑电容器C1的两端连接了负载RL。开关元件Q1通过控制电路10的PWM(脉宽调制)控制而进行导通/截止。电流检测电阻R检测流过二极管桥B1的输入电流。

控制电路10具备误差放大器111、乘法器112、误差放大器113、电压控制振荡器(VCO)115、以及PWM比较器116。

误差放大器111求出平滑电容器C1的电压与基准电压E1的误差。乘法器112将误差电压信号和二极管桥B1的整流电压相乘。误差放大器113生成乘法器112的乘法结果与流过二极管桥B1的电流信号的误差并输出给PWM比较器116。

VCO115生成与交流电源电压的整流后的电压值相应的频率的三角波信号。

PWM比较器116的(-)端子中输入来自VCO115的三角波信号，(+)端子中输入来自误差放大器113的信号。即，PWM比较器116给予开关元件Q1与流过二极管桥B1的电流和输出电压相应的占空脉冲。该占空脉冲是对交流电源电压以及直流负载电压的变动以一定周期连续地进行补偿的脉冲宽度控制信号。根据这种构成，交流电源电流波形被控制为与交流电源电压波形一致，功率因数被改善。

另一方面，专利文献2公开了一种数字控制的PFC变换器。

在数字控制的情况下，也检测流过电感器的电流，通过与该电流值相应的PWM控制，使开关元件进行开关。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2004-282958号公报

专利文献2：JP特开平7-177746号公报

发明的概要

发明要解决的课题

如上所述，在PFC变换器中，为了使输入电流成为与输入电压波形相似的形状，基本上需要检测流过电感器的电流(以下称为“电感器电流”)。

此外，作为一般的电流检测手段，有如下方法：

(1)在电流路径中串联插入电流检测用电阻，检测在电阻的两端产生的下降电压。

(2)在电流路径中插入电流互感器，使用以电感器为一次侧的电流互感器进行检测。

(3)在电流路径中设置霍尔传感器，检测其输出电压。

在上述(1)的使用电流检测用电阻的方法中，因为在该电流检测用电阻的电力消费直接成为损失，所以在低损失化上成为问题。在(2)的使用电流互感器的方法中，因为要检测的电流中的直流成分被截除，所以仅能检测电流的交流成分，不能检测电流的直流成分(DC偏移)。虽然若利用电流互感器检测上述(b)以及(c)中各自的电流，并将信号合成，则可以进行电感器电流的检测，但是在该情况下，需要两个电流互感器。在(3)的使用霍尔传感器的方法中，虽然不产生上述(1)(2)的问题，但是因为传感器昂贵，所以存在整体上成本变高这样的缺点。

尤其，如专利文献2的PFC变换器那样，在数字控制的PFC中，使用AD变换器进行电流检测时，通过时钟、取样保持时间、寄存器的数量等，难以连续地持续取得值。因此，难以从具有纹波的电感器电流取得其平均值。此外，若使用滤波器去除纹波，则要在控制循环系统中插入滤波器，所以导致响应性的劣化。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种低成本且响应性高的、进行平均电流控制的PFC变换器。

用于解决课题的手段

为了解决所述课题，本发明如下构成。

第一类型的PFC变换器，具备：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其连接在所述整流电路的次级，包括电感器以及开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；输入电压检测电路，其设置在所述整流电路的后级；电感器电流检测电路，其(实质地)检测流过所述电感器的电流；输出电压检测电路，其设置在所述整流平滑电路的后级；和开关控制电路，其根据所述输入电压检测电路、所述电感器电流检测电路和所述输出电压检测电路的检测结果，对所述开关元件进行导通/截止控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压成为相似形，并且具有如下(1)或者(2)的构成。

(1)具备模拟比较器，该模拟比较器在所述开关元件接通后电感器电流达到规定值时使输出反转，所述开关控制电路，在所述模拟比较器的输出反转时关断所述开关元件，并且通过采样而取得所述开关元件接通时的电感器电流值，通过运算，从由所述规定值决定的所述开关元件关断时的电感器电流值和所述接通时的电感器电流值求出电感器电流的平均值。

例如，将由规定值决定的电流峰值设为Ip、将所述开关元件的刚刚接通之后对所述电感器电流检测电路的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Ib、将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav时，将通过如下运算而得到的值作为所述电感器电流的平均电流值即输入电流的平均值来检知：

ILav＝(Ip+Ib)/2。

据此，能够检测实质地对PFC变换器的输入电流的平均值。

(2)具备模拟比较器，该模拟比较器在所述开关元件接通后检测电感器电流达到规定值的情况，所述开关控制电路，在所述模拟比较器的输出反转时关断所述开关元件，并且具备对从所述开关元件接通到关断为止的时间(Ton)进行计数的计时器，根据所述计时器的计数值检测所述开关元件的导通时间(Ton)，或者算出截止时间(Toff)，并且根据所述输入电压、所述输出电压、所述电感器的电感、以及所述导通时间(Ton)或者截止时间(Toff)，求出电感器电流的平均值。

例如，将由所述规定值决定的电流峰值设为Ip、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将输出电压设为Vo、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的导通时间设为Ton、将截止时间设为Toff、将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav时，将通过

ILav＝Ip-Vi/L×Ton/2

或者

ILav＝Ip-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2

的运算而得到的值作为所述电感器电流的平均电流值即输入电流的平均值来检知。

据此，能够检测实质地对PFC变换器的输入电流的平均值。

所述电感器电流检测电路与所述开关元件串联连接。

据此，利用流过开关元件的电流来检测电感器电流，所以可以削减部件、降低损失。

第二类型的PFC变换器具备：第一串联电路，其相对于负载并联连接，并且包括第一开关元件和第一整流元件；电感器，其连接在所述第一开关元件和所述第一整流元件的连接点、与交流输入电源的第一输入端之间；第二串联电路，其相对于负载并联连接，并且包括第二开关元件和第二整流元件，第二开关元件与第二整流元件的连接点连接于所述交流输入电源的第二输入端；平滑电路，其相对于负载并联连接；电感器电流检测电路，其(实质地)检测流过所述电感器的电流；和开关控制电路，其对所述第一开关元件以及第二开关元件进行导通/截止控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流输入电源的交流电压成为相似形。该第二类型的PFC变换器具备如下(3)或者(4)的构成。

(3)具备模拟比较器，该模拟比较器在所述第一开关元件或者第二开关元件接通后在电感器电流达到规定值时使输出反转，所述开关控制电路在所述模拟比较器的输出反转时关断所述开关元件，并且根据所述开关元件接通时的电感器电流值和所述开关元件关断时的电感器电流值求出电感器电流的平均电流值。

据此，能够实质地检测对PFC变换器的输入电流的平均值。

(4)具备模拟比较器，该模拟比较器在所述第一开关元件或者第二开关元件接通后检测电感器电流达到规定值的情况，所述开关控制电路在所述模拟比较器的输出反转时关断所述开关元件，并且具备对从所述开关元件接通到关断为止的时间(Ton)进行计数的计时器，根据所述计时器的计数值检测所述开关元件的导通时间(Ton)，或者算出截止时间(Toff)，并且根据所述输入电压、所述输出电压、所述电感器的电感、以及所述导通时间(Ton)或者所述截止时间(Toff)，求出电感器电流的平均值。

据此，能够实质地检测对PFC变换器的输入电流的平均值。

(5)所述开关控制电路具备：A/D变换器，其将所述输入电压检测电路、所述电感器电流检测电路以及所述输出电压检测电路的检测信号变换为数字值；D/A变换器，其向所述模拟比较器提供参考电压；PWM电路，其对所述开关元件输出控制电压；和CPU，其向所述D/A变换器给予相当于所述参考电压的所述规定值，并根据所述A/D变换器的变换值求出所述电感器电流的平均值。

发明效果

根据本发明，可以取得如下效果。

(a)根据一个开关进行一次开关动作的采样值计算电感器电流的平均值即可，所以不需要高性能的AD变换器，CPU等运算处理部的负载也较少。因此能够利用处理能力比较低的DSP等，整体上能够低成本化。

(b)不需要用于检测电感器电流的平均值的滤波器，不会产生由滤波器导致的响应性的劣化。

(c)利用流过开关元件的电流来检测电感器电流，所以可以削减部件、降低损失。

(d)通过模拟比较器实时地处理开关元件的关断，所以可以获得较高的响应性。

附图说明

图1是表示专利文献1所示的PFC变换器的构成例的图。

图2是第一实施方式所涉及的PFC变换器101的电路图。

图3是开关控制电路13的PFC变换器101的交流输入电源的1周期中的电流波形。

图4是以开关周期为单位的PFC变换器101的电压/电流的波形图。图4(A)是在商用电源频率的半周期单位流过电感器L1的电流的平均值ILav的电流波形，图4(B)是扩大其一部分时间轴来表示的以开关周期为单位的流过电感器L1的电流IL的波形图，图4(C)是电感器电流IL以及开关元件Q1的漏电流ID的波形图。

图5是第二实施方式所涉及的PFC变换器102的电路图。

图6是电感器电流IL以及开关元件Q1的漏电流ID的波形图。

图7是第三实施方式所涉及的PFC变换器103的电路图。

图8是表示PFC变换器103的四个定时的电流路径的图。

具体实施方式

《第一实施方式》

参照图2～图4来说明第一实施方式所涉及的PFC变换器。

图2是第一实施方式所涉及的PFC变换器101的电路图。在图2中，符号P11、P12是PFC变换器101的输入端口，符号P21、P22是PFC变换器101的输出端口。在输入端口P11-P12中输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出端口P21-P22中连接负载电路20。

负载电路20例如是DC-DC变换器以及通过该DC-DC变换器接受电源供给的电子设备的电路。

在PFC变换器101的输入极设置用于对交流输入电源Vac的交流电压进行全波整流的二极管桥B1。在该二极管桥B1的输出侧连接电感器L1以及开关元件Q1的串联电路。在开关元件Q1串联连接电流检测用电阻R1。对该开关元件Q1和电流检测用电阻R1在串联电路的两端并联连接由二极管D1以及平滑电容器C1构成的整流平滑电路。通过该电感器L1、开关元件Q1、二极管D1以及平滑电容器C1构成所谓的升压斩波电路。

在二极管桥B1的输出侧的两端间设置输入电压检测电路11。另外，在输出端口P21-P22间设置输出电压检测电路12。

开关控制电路13具备：将输入电压检测电路11、电流检测用电阻R1、以及输出电压检测电路12的检测信号变换为数字值的A/D变换器131；向模拟比较器134提供参考电压的D/A变换器133；对开关元件Q1输出控制电压的PWM电路135；读取A/D变换器131的变换值，并将规定值作为参考电压提供给D/A变换器133，控制PWM电路135来切换输出控制电压的CPU132。

如后面详细叙述的那样，开关控制电路13根据输入电压检测电路11、电流检测用电阻R1、以及输出电压检测电路12的检测信号，对开关元件Q1进行导通/截止控制，使得从交流输入电源Vac输入的输入电流Iac相对于交流输入电源Vac的电压成为相似形。

图3是开关控制电路13的PFC变换器101的交流输入电源的1周期中的电流波形。该例是电流连续模式下的波形图。这里，波形IL是流过图2所示的PFC变换器101中的电感器L1的电流的波形。Ip是该峰值(峰值电流)的包络线、ILav是平均值(平均电流)的包络线。其中，为了图示方便，对于使PFC变换器101的开关频率极端低的情况下，即用能让流过电感器L1的电流波形被看做三角波状的频率来表示。

图4是用电流连续模式进行控制的状态下的以开关周期为单位的PFC变换器101的电压/电流的波形图。

开关控制电路13进行开关控制，使得对PFC变换器101的输入电流、即流过电感器L1的电流的平均值成为与全波整流波形相似的形状。通过如此流过与输入电压相似形的输入电流，从而高次谐波被抑制，功率因数被改善。

在图4中，(A)是在商用电源频率的半周期单位的流过电感器L1的电流的平均值ILav的电流波形，(B)是扩大来其一部分的时间轴来表示的以开关周期为单位的流过电感器L1的电流IL的波形图，(C)是电感器电流IL以及开关元件Q1的漏电流ID的波形图。

这里，参照图4(C)来说明图2所示的PFC变换器101的动作，尤其是开关控制电路13的动作。

首先，PWM电路135以一定周期使输出端口为高电平。通过PWM电路135的输出端口变为高电平，开关元件Q1接通，电感器电流流过开关元件Q1。在该定时(timing)，A/D变换器131读取所述电流检测用电阻R1的下降电压的数字值。该数字值相当于接通时的漏电流(接通时的电感器电流)Ib。

另一方面，CPU132对D/A变换器133输出给定的规定值。据此，模拟比较器134的参考电压成为与所述规定值对应的电压。因为电流检测用电阻R1的下降电压输入到模拟比较器134，所以在该电流检测用电阻R1的下降电压超过所述参考电压时，模拟比较器134的输出电压反转。

通过模拟比较器134的输出电压反转，PWM电路135的输出端口成为低电平，由此开关元件Q1关断。

因为如以上那样进行关断动作，所以所述规定值相当于在关断的定时的电流值、即漏电流(电感器电流)的峰值Ip。

CPU132根据下式求出电感器电流的平均值ILav。

ILav＝(Ib+Ip)/2...(1)

即，求出所述电流值Ib和Ip的平均值作为电感器电流的平均值ILav。然后，CPU132通过操作所述规定值从而对开关元件Q1进行PWM控制，使得电感器电流的平均值ILav相对于交流输入电源的电压成为相似形。

在以上所示的实施方式中，构成为利用与开关元件串联连接的电流检测用电阻的下降电压，检测电感器电流，所以在截止时间没有在电流检测用电阻的电力消费，可实现低损失化。此外，即使同样地使用电流互感器，也不会截除直流成分，能够检测电感器电流。

《第二实施方式》

图5是第二实施方式所涉及的PFC变换器102的电路图。与第一实施方式中图2所示的PFC变换器101不同的是，在开关控制电路13内的PWM电路135中具备读取CPU132的计时器。其他构成与图2所示的相同。

这里，参照图6来说明图5所示的PFC变换器102的动作、尤其是开关控制电路13的动作。

图6是电感器电流IL以及开关元件Q1的漏电流ID的波形图。

PWM电路135内的计时器对一定周期的时钟进行计数。反复进行该计数，每当成为满计数(full count)而返回到初始值时，将输出端口设置为高电平。因此，PWM电路135的输出端口以一定周期成为高电平。

通过PWM电路135的输出端口成为高电平，开关元件Q1接通，电感器电流流过开关元件Q1。用L表示电感器L1的电感、用Vi表示输入电压时，所述电感器电流以由(Vi/L)决定的斜率上升。

因为如以上那样进行关断动作，所以规定值相当于在关断的定时的电流值、即漏电流(电感器电流)的峰值Ip。

此外，在模拟比较器134的输出电压反转时，CPU132读取PWM电路135的内部的计时器的计数值。

所述计时器对与PWM电路135的输出端口变为高电平之后的时间相当的值进行计数，所以通过读取该计数值，可以知道图6所示的导通时间Ton。因为开关周期Tsw是已知的，所以由Tsw-Ton，可以求出截止时间Toff。

另一方面，用L表示电感器L1的电感、用Vi表示输入电压、用Vo表示输出电压时，在截止时间Toff，电感器电流以由(Vo-Vi)/L决定的斜率下降。在截止时间Toff的电感器电流的变化幅度ΔIL是{(Vo-Vi)/L}×Toff。

因此，电感器电流的平均值ILav通过如下运算来求出：

ILav＝Ip-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2…(2)。

另外，使用下式来代替(2)式，同样可以求出ILav：

ILav＝Ip-Vi/L×Ton/2…(3)。

《第三实施方式》

图7是第三实施方式所涉及的PFC变换器103的电路图。另外，图8是表示PFC变换器103的在四个定时的电流路径的图。

图7所示的PFC变换器103是不通过二极管桥的具备电感器和两个开关元件的无二极管桥PFC变换器。

在图7中，符号P11、P12表示PFC变换器103的输入端口，符号P21、P22表示PFC变换器103的输出端口。在输入端口P11-P12中输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出端口P21-P22连接负载电路20。

在PFC变换器103的输入极设置输入电压检测电路11，在一条线上串联连接电感器L1。在电感器L1的后级连接由二极管D1、D2以及开关元件Q1、Q2构成的桥式电路。在开关元件Q1、Q2的源极与接地之间连接电流检测用电阻R21、R22。在桥式电路的输出并联连接由平滑电容器C1构成的平滑电路。

图8(A)是在交流输入电源的正的半周期、开关元件Q1、Q2都为导通状态时的电流路径，图8(B)是在交流输入电源的正的半周期、开关元件Q1、Q2都为截止状态时的电流路径。

此外，图8(C)是在交流输入电源的负的半周期、开关元件Q1、Q2都为导通状态时的电流路径，图8(D)是在交流输入电源的负的半周期、开关元件Q1、Q2都为截止状态时的电流路径。

在交流输入电源的正的半周期，在Q1、Q2为导通状态时，按照图8(A)所示的路径流动电流，在电感器L1蓄积励磁能量，在Q1、Q2为截止状态时，按照图8(B)所示的路径流动电流，从电感器L1放出励磁能量。此时，经由Q2的寄生二极管流动电流。同样地，在交流输入电源的负的半周期，在Q1、Q2为导通状态时，按照图8(C)所示的路径流动，在电感器L1蓄积励磁能量，在Q1、Q2为截止状态时，在图8(D)所示的定时，从电感器L1放出励磁能量。此时，经由Q1的寄生二极管流动电流。

电流检测用电阻R21用于在交流输入电源的正的半周期、Q1的导通时间检测流过电感器L1的电流而设置。此外，电流检测用电阻R22用于在交流输入电源的负的半周期、Q2的导通时间检测流过电感器L1的电流而设置。图7所示的开关控制电路13，利用第一实施方式中所示的方法或者第二实施方式中所示的方法求出电感器电流的平均值。

在采用与第一实施方式同样的方法时，如图4(C)所示，在导通时间Ton的最初的定时检测开关元件Q1或者Q2的漏电流(电感器电流)Ib，在所述模拟比较器134的输出反转时，即在导通时间Ton的最后的定时检测开关元件Q1或者Q2的漏电流(电感器电流)Ip，求出Ib和Ip的平均值作为电感器电流的平均值。

在采用与第二实施方式同样的方法时，如图6所示，在所述模拟比较器134的输出反转时，即在截止时间Toff的最初的定时检测开关元件Q1或者Q2的漏电流Ip，通过(2)式来求出电感器电流的平均值。

在图7/图8所示的例中，在二极管D1和开关元件Q1的连接点与交流输入电源的第一输入端P11之间连接来电感器L1，但是也可以在二极管D2和开关元件Q2的连接点与交流输入电源的第二输入端P12之间连接电感器。

另外，在以上所示的各实施方式中，开关控制电路13中除了作为模拟电路的模拟比较器134以外的部分，可以由DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)构成，也可以由FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程逻辑阵列)构成。

符号说明

B1…二极管桥

C1…平滑电容器

D1、D2…二极管

Iac…输入电流

ID…漏电流

IL…电感器电流

ILav…电感器电流的平均值

L1…电感器

P11、P12…输入端

P21、P22…输出端口

Q1、Q2…开关元件

R1…电流检测用电阻

R21、R22…电流检测用电阻

Toff…截止时间

Ton…导通时间

Tsw…开关周期

Vac…交流输入电源

Vo…输出电压

11…输入电压检测电路

12…输出电压检测电路

13…开关控制电路

20…负载电路

101、102、103…PFC变换器

131…A/D变换器

132...CPU

133…D/A变换器

134…模拟比较器

135…PWM电路

Claims

1.一种PFC变换器，具备：

整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；

串联电路，其连接在所述整流电路的次级，包括电感器以及开关元件；

整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；

输入电压检测电路，其设置在所述整流电路的后级；

电感器电流检测电路，其检测流过所述电感器的电流；

输出电压检测电路，其设置在所述整流平滑电路的后级；和

开关控制电路，其根据所述输入电压检测电路、所述电感器电流检测电路和所述输出电压检测电路的检测结果，对所述开关元件进行导通/截止控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压成为相似形，

其中，所述PFC变换器具备模拟比较器，该模拟比较器在所述开关元件接通后电感器电流达到规定值时使输出反转，

所述开关控制电路，在所述模拟比较器的输出反转时关断所述开关元件，通过采样而取得所述开关元件接通时的电感器电流值，并且通过运算，根据由所述规定值决定的所述开关元件关断时的电感器电流值和所述接通时的电感器电流值求出电感器电流的平均值。

2.一种PFC变换器，具备：

整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；

整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；

输入电压检测电路，其设置在所述整流电路的后级，并检测输入电压；

电感器电流检测电路，其检测流过所述电感器的电流；

输出电压检测电路，其设置在所述整流平滑电路的后级，并检测输出电压；和

其中，所述PFC变换器具备模拟比较器，该模拟比较器在所述开关元件接通后检测电感器电流达到规定值的情况，

所述开关控制电路，在所述模拟比较器的输出反转时关断所述开关元件，并且具备对从所述开关元件接通到关断为止的时间进行计数的计时器，根据所述计时器的计数值检测所述开关元件的导通时间，或者算出截止时间，并且根据由所述规定值决定的所述开关元件关断时的电感器电流值、所述输入电压、所述输出电压、所述电感器的电感、以及所述导通时间或者所述截止时间，求出电感器电流的平均值。

3.一种PFC变换器，具备：

第一串联电路，其与负载并联连接，并且包括第一开关元件和第一整流元件；

电感器，其连接在所述第一开关元件和所述第一整流元件的连接点、与交流输入电源的第一输入端之间；

第二串联电路，其与负载并联连接，并且包括第二开关元件和第二整流元件，第二开关元件与第二整流元件的连接点连接于所述交流输入电源的第二输入端；

平滑电路，其与负载并联连接；

电感器电流检测电路，其检测流过所述电感器的电流；和

开关控制电路，其对所述第一开关元件以及第二开关元件进行导通/截止控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流输入电源的交流电压成为相似形，

其中，所述PFC变换器具备模拟比较器，该模拟比较器在所述第一开关元件或者第二开关元件接通后在电感器电流达到规定值时使输出反转，

所述开关控制电路，在所述模拟比较器的输出反转时关断所述第一开关元件或者第二开关元件，通过采样来取得所述第一开关元件或者第二开关元件接通时的电感器电流值，并且通过运算，根据由所述规定值决定的所述开关元件关断时的电感器电流值和所述接通时的电感器电流值求出电感器电流的平均值。

4.一种PFC变换器，具备：

平滑电路，其与负载并联连接；

输入电压检测电路，其检测输入电压；

输出电压检测电路，其设置在所述平滑电路的后级，并且检测输出电压；

电感器电流检测电路，其检测流过所述电感器的电流；和

其中，所述PFC变换器具备模拟比较器，该模拟比较器在所述第一开关元件或者第二开关元件接通后检测电感器电流达到规定值的情况，

5.根据权利要求1到4中任意一项所述的PFC变换器，其中，

所述开关控制电路具备：

A/D变换器，其将所述输入电压检测电路、所述电感器电流检测电路以及所述输出电压检测电路的检测信号变换为数字值；

D/A变换器，其向所述模拟比较器提供参考电压；

PWM电路，其对所述开关元件输出控制电压；和

CPU，其向所述D/A变换器给予相当于所述参考电压的所述规定值，并根据所述A/D变换器的变换值求出所述电感器电流的平均值。