JP6926619B2 - 電力変換装置および電力変換システム - Google Patents

Description

本技術は、電力変換装置および電力変換システムに関する。

無停電電源装置などの交流電源を運用する場合、電源容量の増設、または冗長構成による信頼度を高めるために、電力変換を行う直交変換器（ＤＣ（Direct Current）／ＡＣ（Alternate Current）変換器）を母線に複数台接続して並列運転することが行われる。

図１１は直交変換器の並列運転システムの構成例を示す図である。並列運転システム１００は、電力変換ユニット１０１〜１０３を有する。電力変換ユニット１０１〜１０３の出力側は、母線２に並列接続して、母線２に接続される負荷Ｍを給電駆動する。なお、電力変換ユニットは、任意の複数台が母線２に並列接続してよい。

電力変換ユニット１０１は、直流電源１０１ａ、直交変換器１０１ｂ、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、電流検出器１０１ｃ、電圧検出器１０１ｄおよび制御回路１０１ｅを含む。また、電力変換ユニット１０２は、直流電源１０２ａ、直交変換器１０２ｂ、インダクタＬ２、コンデンサＣ２、電流検出器１０２ｃ、電圧検出器１０２ｄおよび制御回路１０２ｅを含む。さらに、電力変換ユニット１０３は、直流電源１０３ａ、直交変換器１０３ｂ、インダクタＬ３、コンデンサＣ３、電流検出器１０３ｃ、電圧検出器１０３ｄおよび制御回路１０３ｅを含む。

電力変換ユニット１０１の動作において、直交変換器１０１ｂは、直流電源１０１ａから出力される直流を交流に変換して、負荷Ｍに電力を供給する。制御回路１０１ｅは、電圧検出器１０１ｄで検出された検出電圧Ｖｏｕｔと、電流検出器１０１ｃで検出された検出電流Ｉｏｕｔとを用いて、直交変換器１０１ｂの出力に対するフィードバック制御を行う。電力変換ユニット１０２、１０３についても同様の動作である。

上記の並列運転システム１００では、電力変換ユニット１０１〜１０３を共通に制御するための共通回路は備えておらず、また、電力変換ユニット１０１〜１０３間の信号授受も要せずに、直交変換器１０１ｂ〜１０３ｂの並列運転が実施される。

電源の並列運転に関する従来技術としては、例えば、インバータに対して、出力電力の増加に伴って周波数を下げる特性と、出力電流の増加に伴って出力電圧を下げる特性とを持たせ、システムとしての共通回路を不要とした技術が提案されている（特許文献１）。

特開平１−９９４７７号公報

複数の電源の並列運転を可能にするためには、各直交変換器の電圧（振幅と位相）を一致させることが必要である。直交変換器の電圧にずれが生じると、直交変換器の出力電流が不均等になり横流が流れてしまうので、安定した並列運転を実施するためには、出力電流を均等化して横流の発生を抑制することが重要となる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、出力電流の均等化を行って横流の発生を抑制し、並列運転の安定化を図った電力変換装置および電力変換システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、電力変換装置が提供される。電力変換装置は、直交変換器、電圧検出回路および制御回路を備える。制御回路は、平均電圧演算部、平均電圧補正部、乗算器および電圧一定化制御部を含む。直交変換器は、直流を交流に変換する。電圧検出回路は、直交変換器の出力電圧を検出して検出電圧を出力する。平均電圧演算部は、検出電圧を平均化して平均電圧を求める。平均電圧補正部は、直交変換器の出力電力の無効電力を低減化するための平均電圧の補正率を求める。乗算器は、平均電圧に補正率を乗算して平均電圧補正量を求める。電圧一定化制御部は、平均電圧補正量にもとづいて、出力電圧の振幅を一定化する。また、直交変換器は、複数台が並列運転されるうちの一機器である。

また、上記課題を解決するために、上記の電力変換装置を複数台備えた電力変換システムが提供される。

横流の発生を抑制して並列運転の安定化を図る。

本発明の電力変換システムの構成例を示す図である。 直交変換器の構成の一例を示す図である。 制御回路の全体構成例を示す図である。 駆動制御回路の構成例を示す図である。 有効電力と周波数補正量との関係を示す図である。 無効電力と電圧振幅補正量との関係を示す図である。 電圧振幅制限回路の構成例を示す図である。 直交変換器と母線との結線状態を示す図である。 直交変換器が起動してから負荷に給電するまでの動作を示すフローチャートである。 平均電圧補正部の構成例を示す図である。 直交変換器の並列運転システムの構成例を示す図である。

以下、実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の電力変換システムの構成例を示す図である。電力変換システム１は、同一の回路構成を持つ複数の電力変換装置１−１〜１−ｎを有する。

電力変換装置１−１〜１−ｎの出力側は、母線２に並列接続して、母線２に接続されている負荷Ｍに給電する。電力変換システム１は、電力変換装置１−１〜１−ｎを共通に制御する共通回路は持たず、また、装置間で互いに信号授受は行わず、電力変換装置１−１〜１−ｎそれぞれが自律的に動作する。

電力変換装置１−１は、制御回路１０、直交変換器２０、直流電源３ａ、フィルタ４０、電圧検出器ＰＴ１、ＰＴ２、コンタクタＳＷおよび電流検出器ＣＴを備える。
直流電源３ａは、例えば、太陽電池などの蓄電器であり直流を出力する電源部である。直交変換器２０は、制御回路１０からの制御にもとづいて、内部のパワー半導体素子などを駆動して直流を交流に変換する。

具体的には、直交変換器２０は、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など）が直列に接続されたブリッジ回路が備えられている。

制御回路１０から出力されたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス信号が、このようなスイッチング素子のゲートに入力することで、スイッチング素子のゲート駆動制御が行われる。

フィルタ４０は、直交変換器２０から出力された交流をフィルタリングして、不要な周波数成分を除去する。フィルタ４０は、例えば、インダクタとコンデンサとで形成されたＬＣフィルタである。ＬＣフィルタにより、直交変換器２０から出力される交流信号からスイッチング周波数成分が除去される。

電圧検出器ＰＴ１は、フィルタリング後の直交変換器２０の出力電圧を検出し、検出電圧Ｖｏｕｔ１を制御回路１０へ出力する。コンタクタＳＷは、制御回路１０の指示にもとづき、オン／オフする。この場合、コンタクタＳＷがオンすることで、電力変換装置１−１内の直交変換器２０の出力端は母線２に接続され、コンタクタＳＷがオフすることで直交変換器２０の出力端は母線２から切り離される。

電圧検出器ＰＴ２は、母線２を流れる負荷Ｍの給電電圧を検出し、検出電圧Ｖｏｕｔ２を制御回路１０へ出力する。電流検出器ＣＴは、直交変換器２０の出力電流を検出し、検出電流Ｉｏｕｔを制御回路１０へ出力する。

なお、電圧検出器ＰＴ１、ＰＴ２には、例えば、計器用変圧器（ＰＴ：Potential Transformer）が使用される。また、電流検出器ＣＴには、例えば、カレントトランス（ＣＴ：Current Transformer）が使用される。

一方、制御回路１０は、平均電圧演算部１ａ、平均電圧補正部１ｂ、乗算器１ｃおよび電圧一定化制御部１ｄを含む。なお、図１に示す制御回路１０の構成は、内部回路として一部分の構成を示しており、詳細構成については後述する。

平均電圧演算部１ａは、検出電圧Ｖｏｕｔ１を平均化して平均電圧を求める。平均電圧補正部１ｂは、直交変換器２０の出力電力の無効電力を低減化するための平均電圧の補正率（平均電圧補正率）を求める。乗算器１ｃは、平均電圧に平均電圧補正率を乗算して平均電圧補正量を求める。電圧一定化制御部１ｄは、平均電圧補正量にもとづいて、直交変換器２０の出力電圧の振幅を一定化する。

このような電力変換装置１−１の構成により、直交変換器２０からの出力電流の無効成分（無効電力に伴って流れる電流）が低減するように制御されるので、出力電流が均等化し、横流の発生を抑制して並列運転の安定化を図ることが可能になる。

次に直交変換器の構成例について説明する。図２は直交変換器の構成の一例を示す図である。３相構成の場合の直交変換器２００のブリッジ回路周辺の構成を示している。
直交変換器２００は、高電圧線Ｌａと、ＧＮＤ線Ｌｂとの間に、平滑コンデンサＣ０と、パワー半導体スイッチであるＩＧＢＴ２１〜２６と、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６とが配置される。また、ＩＧＢＴ２１〜２６には、ＩＧＢＴ２１〜２６の駆動用のドライブ回路２０１〜２０６がそれぞれ接続されている。

出力端子ＯＵＴ１〜ＯＵＴ３は、負荷につながり、直交変換器２００は、高電圧線Ｌａを流れる直流高電圧を３相交流に変換して、３本の交流配線から負荷に電力を供給する。
また、直交変換器２００では、モータ等の誘導性負荷の電流をオン／オフすることで負荷を駆動するので、負荷電流を還流させるために、ＩＧＢＴ２１〜２６に対して、ＦＷＤ（Free Wheel Diode）であるダイオードＤ１１〜Ｄ１６が接続されている。

すなわち、ＩＧＢＴ２１〜２６がオフになる瞬間、モータ等の誘導性負荷からは逆起電力が発生するので、ＩＧＢＴ２１〜２６それぞれに対して、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６を逆並列に接続して、このときの負荷電流を還流させている。

各構成要素の接続関係について説明する。Ｐ端子と接続する高電圧線Ｌａを通じて、コンデンサＣ０の一端、ＩＧＢＴ２１、２３、２５のコレクタおよびダイオードＤ１１、Ｄ１３、Ｄ１５のカソードが接続する。

さらに、Ｎ端子と接続するＧＮＤ線Ｌｂを通じて、コンデンサＣ０の他端、ＩＧＢＴ２２、２４、２６のエミッタおよびダイオードＤ１２、Ｄ１４、Ｄ１６のアノードが接続する。

一方、ＩＧＢＴ２１のエミッタは、ダイオードＤ１１のアノード、ＩＧＢＴ２２のコレクタ、ダイオードＤ１２のカソードおよび出力端子ＯＵＴ１に接続する。ＩＧＢＴ２３のエミッタは、ダイオードＤ１３のアノード、ＩＧＢＴ２４のコレクタ、ダイオードＤ１４のカソードおよび出力端子ＯＵＴ２に接続する。ＩＧＢＴ２５のエミッタは、ダイオードＤ１５のアノード、ＩＧＢＴ２６のコレクタ、ダイオードＤ１６のカソードおよび出力端子ＯＵＴ３に接続する。

ドライブ回路２０１〜２０６の出力端子はそれぞれ、ＩＧＢＴ２１〜２６のゲートに接続する。また、ドライブ回路２０１〜２０６には、制御回路１０から出力されたＰＷＭパルス信号ｓ１〜ｓ６が入力される。

図２の構成では、ドライブ回路２０１〜２０６が直交変換器２００に含まれる構成としたが、制御回路１０に含まれる構成にしてもよい。
次に制御回路１０について以降詳しく説明する。図３は制御回路の全体構成例を示す図である。制御回路１０は、駆動制御回路１０ａと電圧振幅制限回路１０ｂを備える。駆動制御回路１０ａには、検出電圧Ｖｏｕｔ１と検出電流Ｉｏｕｔが入力し、さらに電圧振幅制限回路１０ｂで生成された振幅制限補正量が入力する。

検出電圧Ｖｏｕｔ１は、図１に示した電圧検出器ＰＴ１で検出された電圧であり、検出電流Ｉｏｕｔは、図１に示した電流検出器ＣＴで検出された電流である。また、駆動制御回路１０ａは、ＰＷＭパルス信号を生成して直交変換器２０へ出力し、さらに無効電力Ｑを算出して電圧振幅制限回路１０ｂへ出力する。

電圧振幅制限回路１０ｂには、検出電流Ｉｏｕｔと、駆動制御回路１０ａで算出された無効電力Ｑが入力する。また、電圧振幅制限回路１０ｂは、内部で算出した振幅制限補正量を駆動制御回路１０ａへ出力する。

次に駆動制御回路１０ａの構成および動作について説明する。図４は駆動制御回路の構成例を示す図である。駆動制御回路１０ａは、基準振幅設定部１１ａ、基準周波数設定部１１ｂ−１、正弦波生成部１１ｂ−２、加算器１２ａ、１２ｂ、減算器１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、平均電圧演算部１４、平均ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）１５ａ、瞬時ＡＶＲ１５ｂ、電力演算部１６、周波数補正部１７ａ、電圧振幅補正部１７ｂ、乗算器１８ａ、１８ｂ、変調部１９および平均電圧補正部３０を備える。

平均電圧演算部１４は、図１に示した平均電圧演算部１ａの機能を実現し、平均電圧補正部３０は、図１に示した平均電圧補正部１ｂの機能を実現する。また、乗算器１８ａは、図１に示した乗算器１ｃの機能を実現し、減算器１３ｂと平均ＡＶＲ１５ａは、図１に示した電圧一定化制御部１ｄの機能を実現する。

基準振幅設定部１１ａは、直交変換器２０の出力電圧の基準振幅を設定するための基準振幅指令信号を出力する。例えば、直交変換器２０から母線２に向けて２００Ｖの交流を出力させるならば、基準振幅設定部１１ａは、２００Ｖの基準振幅指令信号を出力する。

加算器１２ａは、基準振幅指令信号と、電圧振幅補正部１７ｂから出力された電圧振幅補正量とを加算して第１の電圧振幅指令信号を生成する。減算器１３ａは、第１の電圧振幅指令信号と、電圧振幅制限回路１０ｂで生成された振幅制限補正量との差分を求めて、第２の電圧振幅指令信号を出力する。

平均電圧演算部１４は、検出電圧Ｖｏｕｔ１を整流し、整流波形をフィルタリングして平均化することで平均電圧を算出する。平均電圧補正部３０は、平均電圧補正率を出力する。なお、平均電圧補正部３０については図１０で後述する。乗算器１８ａは、平均電圧に平均電圧補正率を乗算して平均電圧補正量を生成して出力する。

減算器１３ｂは、第２の電圧振幅指令信号と、平均電圧補正量との差分を算出して、平均電圧偏差を生成する。平均ＡＶＲ１５ａは、平均電圧偏差がゼロになるような交流波形の振幅指令信号を生成して出力する。

基準周波数設定部１１ｂ−１は、基準周波数を設定するための基準周波数指令信号を出力する。電力演算部１６は、検出電圧Ｖｏｕｔ１と検出電流Ｉｏｕｔから、有効電力Ｐと無効電力Ｑを算出する。周波数補正部１７ａは、有効電力Ｐにもとづき周波数補正量を求める。電圧振幅補正部１７ｂは、無効電力Ｑにもとづき電圧振幅補正量を求める。

加算器１２ｂは、基準周波数設定部１１ｂ−１から出力された基準周波数指令信号と、周波数補正部１７ａから出力された周波数補正量とを加算して、周波数補正信号を生成する。

正弦波生成部１１ｂ−２は、周波数補正信号を受信すると、周波数補正後の周波数に対応した正弦波を生成する。乗算器１８ｂは、平均ＡＶＲ１５ａから出力された振幅指令信号と、正弦波とを乗算して、出力電圧瞬時指令値を生成する。

減算器１３ｃは、出力電圧瞬時指令値と、検出電圧Ｖｏｕｔ１の瞬時値との差分を算出して瞬時電圧偏差を生成して出力する。瞬時ＡＶＲ１５ｂは、瞬時電圧偏差をゼロにするための振幅指令信号を出力する。変調部１９は、瞬時ＡＶＲ１５ｂから出力された振幅指令信号を変調処理し、ＰＷＭパルス信号を生成して出力する。

ここで、制御回路１０における出力電流均等化制御（横流抑制制御）について説明する。例えば、２台の直交変換器が母線に並列接続して負荷を駆動しているものとする。
出力周波数変動に着目した場合、一方の直交変換器に周波数変動があった場合、周波数の高い方から低い方へ横流が流れる。そして、周波数の高い側の直交変換器は、横流流出のため有効電力が大きくなり、周波数の低い側の直交変換器は、有効電力が小さくなる。

したがって、制御回路１０では、電力演算部１６で算出された有効電力Ｐが大きいほど周波数補正部１７ａで設定される周波数補正量を小さくし、有効電力Ｐが小さいほど周波数補正量を大きくする制御を行う。

図５は有効電力と周波数補正量との関係を示す図である。横軸は有効電力Ｐ、縦軸は周波数補正量である。有効電力Ｐが所定値Ｐｔｈを超えると、周波数補正部１７ａで設定される周波数補正量は負となり、有効電力Ｐが大きいほど周波数補正量は小さく設定される。

また、有効電力Ｐが所定値Ｐｔｈ未満の場合、周波数補正部１７ａで設定される周波数補正量は正となり、有効電力Ｐが小さいほど周波数補正量は大きく設定される。
このように、周波数補正部１７ａでは、図５に示すような関係にもとづき、有効電力Ｐに応じて周波数補正量を設定する。また、図４に示したように、加算器１２ｂによって、有効電力Ｐに応じて設定された周波数補正量と、基準周波数指令信号とが加算され、その加算結果が正弦波生成部１１ｂ−２に入力して正弦波が生成される。

このような処理が行われることで、出力電力の有効成分（有効電力）が相対的に高い側の直交変換器が出力周波数指令を下げる方向に作用し、出力電力の有効成分が相対的に低い側の直交変換器が出力周波数指令を上げる方向に作用することになる。

例えば、直交変換器が２台並列で運転している場合、出力周波数の大きい側の直交変換器は、出力周波数が減少する方向に制御され、出力周波数の小さい側の直交変換器は、出力周波数が増加する方向に制御される。

よって、各直交変換器の出力周波数が一致する方向に制御されるので、並列接続された直交変換器間で出力電流が均等化され、横流が抑制されることになる。
また、出力電圧変動に着目した場合、２台の直交変換器の内で一方の直交変換器に出力電圧変動があった場合、出力電圧の高い方から低い方へ横流が流れる。そして、出力電圧の高い側の直交変換器は、電圧に対して負荷電流が遅れた波になる遅れ無効電力が発生し、出力電圧の低い側の直交変換器は、電圧に対して負荷電流が進んだ波になる進み無効電力が発生する。

したがって、制御回路１０では、電力演算部１６で算出された無効電力Ｑに対して、遅れ無効電力の発生量が大きいほど電圧振幅補正部１７ｂで設定される電圧振幅補正量を小さくし、進み無効電力の発生量が大きいほど電圧振幅補正量を大きくする制御を行う。

図６は無効電力と電圧振幅補正量との関係を示す図である。横軸は無効電力Ｑであり（正極が遅れ無効電力、負極が進み無効電力）、縦軸は電圧振幅補正量である。
無効電力Ｑが遅れ無効電力の場合、電圧振幅補正部１７ｂで設定される電圧振幅補正量は負となり、遅れ無効電力の発生量が大きいほど電圧振幅補正量は小さく設定される。

また、無効電力Ｑが進み無効電力の場合、電圧振幅補正部１７ｂで設定される電圧振幅補正量は正となり、進み無効電力の発生量が大きいほど電圧振幅補正量は大きく設定される。

このように、電圧振幅補正部１７ｂでは、図６に示すような関係にもとづき、無効電力Ｑに応じて電圧振幅補正量を設定する。また、図４に示したように、加算器１２ａによって、無効電力Ｑに応じて設定された電圧振幅補正量と、基準振幅指令信号とが加算され、その加算結果にもとづく信号が平均ＡＶＲ１５ａに入力される。

このような処理が行われることで、出力電力の無効成分（遅れ無効電力）が相対的に高い側の直交変換器が電圧振幅指令を下げる方向に作用し、出力電力の無効成分が相対的に低い側の直交変換器が電圧振幅指令を上げる方向に作用することになる。

例えば、直交変換器が２台並列で運転している場合、出力電圧の大きい側の直交変換器は、出力電圧が減少する方向に制御され、出力電圧の小さい側の直交変換器は、出力電圧が増加する方向に制御される。

よって、各直交変換器の出力電圧が一致する方向に制御されるので、並列接続された直交変換器間で出力電流が均等化され、横流が抑制されることになる。
次に電圧振幅制限回路１０ｂの構成および動作について説明する。図７は電圧振幅制限回路の構成例を示す図である。電圧振幅制限回路１０ｂでは、横流の残留成分がある場合でも装置定格までは安定した並列運転を可能にする回路である。

電圧振幅制限回路１０ｂは、出力電流振幅演算部２ａ、出力電流制限設定部２ｂ、減算器２ｃ、電圧振幅制限演算部２ｄおよび力率判定部２ｅを備える。出力電流振幅演算部２ａは、入力された検出電流Ｉｏｕｔにもとづいて出力電流振幅値を算出する。出力電流制限設定部２ｂは、出力電流制限設定値（直交変換器の出力電流の電流制限レベル）を出力する。

減算器２ｃは、出力電流振幅値と出力電流制限設定値との差分を算出して、電流偏差を出力する。電圧振幅制限演算部２ｄは、出力電流振幅値が電流制限レベル（装置定格値）を超過した場合において、力率判定部２ｅの判定結果にもとづき、電流偏差をゼロにするような振幅設定補正量を求める。

力率判定部２ｅは、図４に示した電力演算部１６で算出された無効電力Ｑがゼロ以上か否かを判定する。判定結果がゼロ以上の場合、すなわち、無効電力Ｑ＝０（力率が１）または無効電力Ｑが正極性（無効電力が遅相）の場合、電圧振幅制限演算部２ｄは、出力電流振幅値が電流制限レベル（装置定格値）を超過した場合に、電流偏差をゼロにする振幅制限補正量を出力する。また、判定結果がゼロ未満（無効電力が進相）の場合、電圧振幅制限演算部２ｄは、ゼロを出力する。

これにより、出力電力が遅れ力率となっている直交変換器のみ出力電圧を低下することになる。装置間の横流成分の内、無効成分は各直交変換器の電圧振幅差によって発生し、出力電圧が高い装置から出力電圧の低い装置に向って遅れの無効電流成分が流出する。

逆に、出力電圧の低い装置側から見ると進みの無効電流成分が出力されることになる。したがって、電圧振幅の低い進みの無効電力を出力する直交変換器の出力電圧振幅の低減を停止することにより振幅偏差は低減されることになる。

なお、本発明では、図４に示した平均電圧補正部３０を有して横流抑制制御を行うので、電圧振幅制限回路１０ｂは構成回路としてなくてもよい。また、電圧振幅制限回路１０ｂが存在しても、横流残留があった場合には装置定格値まで並列運転可能となるから、システムの安定性としては良い方向に働くことになる。

次に平均電圧補正部３０について説明する。まず、平均電圧補正部３０が演算を実行する前段階のシステム動作について図８、図９を用いて説明する。図８は直交変換器と母線との結線状態を示す図である。なお、電力変換装置の内部構成については、説明に要する構成要素のみ図示している。

１台目の電力変換装置１ａ−１は、コンタクタＳＷ１がオンしており、電力変換装置１ａ−１内の直交変換器２０−１と母線２が接続して、直交変換器２０−１から負荷Ｍに給電している状態になっている。

また、２台目の電力変換装置１ａ−２は、コンタクタＳＷがオフしており、電力変換装置１ａ−２内の直交変換器２０と母線２が非接続になって、直交変換器２０が併入する前の状態になっている。

図９は直交変換器が起動してから負荷に給電するまでの動作を示すフローチャートである。図８に示した電力変換装置１ａ−２の動作フローを示している。
〔Ｓ１〕電力変換装置１ａ−２内の直交変換器２０がオン（起動）する。

〔Ｓ２〕電力変換装置１ａ−２は、母線電圧同期制御を行う。ここで、母線電圧同期制御について説明する。コンタクタＳＷがオフの状態において、電圧検出器ＰＴ１によって直交変換器２０の出力電圧が検出され（検出電圧Ｖｏｕｔ１）、電圧検出器ＰＴ２によって母線２を流れる電圧（負荷の給電電圧）が検出される（検出電圧Ｖｏｕｔ２）。そして、検出電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は、制御回路１０に入力される。

制御回路１０は、直交変換器２０から現在出力されている電圧の振幅が、負荷Ｍの給電電圧の振幅として所定振幅になっているか否かについては、検出電圧Ｖｏｕｔ１によって判断する。そして、検出電圧Ｖｏｕｔ１にもとづき、負荷Ｍの給電電圧の振幅を所定の振幅にするための補正制御を行う。

一方、制御回路１０は、直交変換器２０から現在出力されている電圧の位相が、負荷の給電電圧の位相として所定位相になっているか否かについては、検出電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２によって判断する。

そして、検出電圧Ｖｏｕｔ１の位相が検出電圧Ｖｏｕｔ２の位相に一致するように直交変換器２０−１の電圧補正を行う。このように、直交変換器２０からの出力電圧の位相を、母線２を流れる負荷給電電圧の位相に一致させる制御が母線電圧同期制御である。

〔Ｓ３〕制御回路１０は、母線電圧同期が取れたか否かを判断する。母線電圧同期が取れた場合（負荷給電電圧の位相と、直交変換器２０の出力電圧の位相とが一致した場合）は、ステップＳ４へ進み、母線電圧同期が取れない場合はステップＳ３の判断を繰り返す。

〔Ｓ４〕制御回路１０は、コンタクタＳＷをオンする。
〔Ｓ５〕平均電圧補正部３０が駆動して補正演算を実行する。
〔Ｓ６〕補正演算が終了した場合はステップＳ７へ行き、補正演算が未終了の場合はステップＳ６の判断を繰り返す。

〔Ｓ７〕電力変換装置１ａ−２内の直交変換器２０からの負荷給電が有効となり、電力変換装置１ａ−１、１ａ−２による並列運転が行われる。
次に平均電圧補正部３０の構成および動作について説明する。図１０は平均電圧補正部の構成例を示す図である。平均電圧補正部３０は、演算回路３０ａと更新制御回路３０ｂを備える。

演算回路３０ａは、平均電圧補正率を算出する回路である。また、更新制御回路３０ｂは、演算回路３０ａの演算実行中には、平均電圧補正率を更新し、演算終了時には、平均電圧補正率をホールドするための回路である。

演算回路３０ａは、無効電力指令設定部３１、減算器３２、補正量生成部３３、基本補正係数設定部３４および加算器３５を含む。更新制御回路３０ｂは、ホールド設定部３６、クロック源３７、ホールド回路３８およびスイッチｓｗ１（第１スイッチ）、スイッチｓｗ２（第２スイッチ）を含む。

演算回路３０ａにおいて、無効電力指令設定部３１は、無効電力指令設定値を出力する。なお、並列運転の安定化制御では、無効電力はゼロが望ましいので、無効電力指令設定値はゼロバール（０（ｖａｒ））に設定される。

減算器３２は、無効電力指令設定値（無効電力ゼロ指令）と、図４に示した電力演算部１６で算出された無効電力Ｑとの偏差を求めて出力する。補正量生成部３３は、偏差をゼロにするための補正量を生成する。

基本補正係数設定部３４は、基本補正係数として１を出力する。加算器３５は、基本補正係数の１と、補正量生成部３３から出力された補正量とを加算することで、平均電圧補正率を生成して出力する。

なお、補正量生成部３３から出力される補正量がゼロであれば、加算器３５の出力は基本補正係数の１となる。したがって、図４に示す乗算器１８ａには、平均電圧に“１”を乗算することになるので、平均ＡＶＲ１５ａには、平均電圧補正量として、平均電圧演算部１４の出力値（平均電圧）が入力されることになる。

更新制御回路３０ｂにおいて、ホールド設定部３６は、所定レベル信号としてゼロ（Ｌレベル）を出力する。クロック源３７は、クロックを出力する。ホールド回路３８は、データ入力端子とクロック入力端子とを有し、加算器３５の出力端子がデータ入力端子に接続する。なお、ホールド回路３８は、例えば、Ｄ型フリップフロップが使用される。

スイッチｓｗ１は、スイッチング指示にもとづいて、２入力から１出力を選択するスイッチである。スイッチｓｗ１は、スイッチ入力端子Ｔ１、Ｆ１およびスイッチ出力端子ｓｏｕｔ１を有する。

スイッチ入力端子Ｔ１は、クロック源３７の出力端子に接続し、スイッチ入力端子Ｆ１は、ホールド設定部３６の出力端子に接続している。また、スイッチｓｗ１の出力端子ｓｏｕｔ１は、ホールド回路３８のクロック入力端子に接続している。

スイッチｓｗ２は、スイッチング指示にもとづいて、２入力から１出力を選択するスイッチである。スイッチｓｗ２は、スイッチ入力端子Ｔ２、Ｆ２およびスイッチ出力端子ｓｏｕｔ２を有する。

スイッチ入力端子Ｔ２は、加算器３５の出力端子に接続し、スイッチ入力端子Ｆ２は、ホールド回路３８の出力端子に接続している。また、スイッチｓｗ２の出力端子ｓｏｕｔ２は、図４に示す乗算器１８ａの一方の入力端子に接続している。なお、スイッチｓｗ１、ｓｗ２をスイッチングさせるためのスイッチング指示は、例えば、制御回路１０内のプロセッサなどから出力される。

スイッチｓｗ１、ｓｗ２のスイッチング動作において、図８に示すコンタクタＳＷがオンした後に、演算回路３０ａでの平均電圧補正率の演算実行中（図９のステップＳ５）では、スイッチｓｗ１はスイッチ入力端子Ｔ１に接続し、スイッチｓｗ２はスイッチ入力端子Ｔ２に接続する。

この場合、スイッチｓｗ１は、クロック源３７の出力端子とホールド回路３８のクロック入力端子とを接続して、クロックをホールド回路３８に入力し、ホールド回路３８のデータ入力端子から入力される平均電圧補正率をクロックで更新させる。

また、スイッチｓｗ２は、加算器３５の出力端子を、図４の乗算器１８ａの一方の入力端子に接続して、加算器３５から出力される平均電圧補正率を乗算器１８ａに入力させる。

一方、演算回路３０ａの演算終了時（図９のステップＳ７に該当し、具体的には演算開始から一定時間経過した場合）には、スイッチｓｗ１は、スイッチ入力端子Ｆ１に接続し、スイッチｓｗ２はスイッチ入力端子Ｆ２に接続する。

この場合、スイッチｓｗ１は、クロック源３７の出力端子と非接続になって、クロック入力端子にはホールド設定部３６からゼロ（Ｌレベル）が入力し、ホールド回路３８で更新された平均電圧補正率をホールドさせる。

また、スイッチｓｗ２は、ホールド回路３８の出力端子を、図４に示す乗算器１８ａ一方の入力端子に接続して、ホールド回路３８でホールドされた平均電圧補正率を乗算器１８ａに入力させる。

このような平均電圧補正部３０の構成により、直交変換器２０からの出力電流の無効成分が低減するように制御されるので、出力電流が均等化し、横流の発生を抑制して並列運転の安定化を図ることが可能になる。

ここで、図３に示した電圧振幅制限回路１０ｂでは、上述したように、検出電流Ｉｏｕｔが制限電流（装置定格値に相当）を超えた場合に、力率判定部２ｅによる判定条件付きで電圧振幅を低下させる指令を出力する構成としている。このため、横流残留が残っていても（出力電流が不均等であっても）装置定格値まで運転可能となる。

これに対し、本発明では、さらに平均電圧補正部３０を備えている。平均電圧補正部３０内の演算回路３０ａでは、直交変換器の出力電力の無効電力を低減化するための平均電圧の補正率を平均電圧に乗算して平均電圧補正量を求め、平均電圧補正量にもとづいて、直交変換器の出力電圧の振幅を一定化する。これにより、横流の発生を確実に抑制することができるので、横流残留も低減化することになり、安定した並列運転を行うことが可能になる。

また、平均電圧補正部３０では、さらに更新制御回路３０ｂを有している。更新制御回路３０ｂによって、横流を抑制するための平均電圧補正率が負荷給電中においてホールドされて使用されるので、出力電流均等化の精度が高まり、信頼度の高い並列運転が可能になる。

以上、実施の形態を例示したが、実施の形態で示した各部の構成は同様の機能を有する他のものに置換することができる。また、他の任意の構成物や工程が付加されてもよい。

１ 電力変換システム
１−１〜１−ｎ 電力変換装置
１０ 制御回路
２０ 直交変換器
３ａ 直流電源
４０ フィルタ
ＰＴ１、ＰＴ２ 電圧検出器
ＳＷ コンタクタ
ＣＴ 電流検出器
Ｍ 負荷
１ａ 平均電圧演算部
１ｂ 平均電圧補正部
１ｃ 乗算器
１ｄ 電圧一定化制御部
２ 母線
Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２ 検出電圧
Ｉｏｕｔ 検出電流

Claims (5)

1. 直流を交流に変換する直交変換器と、
   前記直交変換器の出力電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路と、
   前記検出電圧を平均化して平均電圧を求める平均電圧演算部、前記直交変換器の出力電力の無効電力を低減化するための前記平均電圧の補正率を求める平均電圧補正部、前記平均電圧に前記補正率を乗算して平均電圧補正量を求める乗算器、および前記平均電圧補正量にもとづいて、前記出力電圧の振幅を一定化する電圧一定化制御部を含む制御回路と、
   を備え、
   前記直交変換器は、複数台が並列運転されるうちの一機器である、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記平均電圧補正部は、
   前記無効電力と、前記無効電力を低減するための無効電力低減指令との偏差を求める減算器と、前記偏差を低減するための補正量を生成する補正量生成部と、前記補正量に補正係数を加算して前記平均電圧の前記補正率を求める加算器とを含む演算回路と、
   前記演算回路の演算実行中には、前記補正率を更新し、演算終了時には、前記補正率をホールドする更新制御回路と、
   を有することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記更新制御回路は、第１スイッチ、第２スイッチ、クロックを発生するクロック源、およびデータ入力端子とクロック入力端子とを有して前記加算器の出力端子が前記データ入力端子に接続するホールド回路を少なくとも含み、
   前記演算回路の演算実行中には、
   前記第１スイッチは、前記クロック源の出力端子と前記クロック入力端子とを接続して前記クロックを前記ホールド回路に入力し、前記ホールド回路の前記データ入力端子から入力される前記補正率を前記クロックで更新させ、前記第２スイッチは、前記加算器の出力端子を前記乗算器の一方の入力端子に接続して、前記加算器から出力される前記補正率を前記乗算器に入力させ、
   前記演算回路の演算終了時には、
   前記第１スイッチは、前記クロック源の出力端子と非接続になって、前記クロック入力端子に所定レベル信号を入力し、前記ホールド回路で更新された前記補正率をホールドさせ、前記第２スイッチは、前記ホールド回路の出力端子を前記乗算器の一方の入力端子に接続して、前記ホールド回路でホールドされた前記補正率を前記乗算器に入力させる、
   ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記直交変換器の出力電流の電流制限レベルと、前記出力電流との電流偏差を求め、前記電流偏差に応じて、前記出力電圧の振幅制限を行うための振幅制限補正量を出力する電圧振幅制限演算部と、
   前記出力電力の力率または前記出力電力の無効電力が進相か遅相かを判定する判定部と、をさらに備え、
   前記電圧振幅制限演算部は、前記出力電流が前記電流制限レベルを超過し、かつ前記出力電力の力率が１または前記出力電力が遅相電力である場合には、前記電流偏差に応じて前記出力電圧の振幅を低下させるような前記振幅制限補正量を出力する、
   ことを特徴とする請求項１記載に電力変換装置。
5. 母線に接続された負荷と、
   直流を交流に変換する直交変換器と、前記直交変換器の出力電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出回路と、前記検出電圧を平均化して平均電圧を求める平均電圧演算部、前記直交変換器の出力電力の無効電力を低減化するための前記平均電圧の補正率を求める平均電圧補正部、前記平均電圧に前記補正率を乗算して平均電圧補正量を求める乗算器、および前記平均電圧補正量にもとづいて、前記出力電圧の振幅を一定化する電圧一定化制御部を含む制御回路とを備え、前記直交変換器の出力側が前記母線に並列接続して前記負荷に給電する複数の電力変換装置と、
   を有することを特徴とする電力変換システム。

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