JP5630580B2 - 系統連系装置 - Google Patents

Description

本発明は、太陽電池、燃料電池、或いは蓄電池等の直流電源から出力される直流電力を交流電力に変換して、この交流電力を商用電力系統へ重畳する系統連系装置に関する。

従来より、太陽電池、燃料電池、或いは蓄電池等の直流電力を交流電力に変換し、系統連系用リレーを介して商用電力系統へ連系する系統連系装置が提供されている。

系統連系装置は、太陽電池、燃料電池、或いは蓄電池等の直流電源の出力電力を三相の交流電力に変換するインバータ回路、インバータ回路の出力する交流電力に含まれる高調波成分を除去するフィルタ回路、フィルタ回路と商用電力系統との間に接続された系統連系用リレー、マイコンからなり昇圧回路やインバータ回路の各スイッチ素子及び系統連系用リレーに開閉信号を与える制御回路で構成される（特許文献１）。
特開平７−３２２５０５

特許文献１に示すように、インバータ回路は、２つのスイッチ素子を直列に接続したアーム回路を複数並列に接続して構成される（特許文献１ではＵ相、Ｖ相、Ｗ相夫々を制御するために３並列になっている）。これらのスイッチ回路に所定のＰＷＭ信号が入力されることにより、インバータ回路は直流電力を交流電力に変換する。

制御回路は、インバータ回路を駆動するために、スイッチ素子へ出力するＰＷＭ信号を生成する。図４に従来のインバータ回路を制御する制御回路のブロック図を示す。この図に示すように、制御回路９０８は、位相検出器９０７、座標変換器９０１、加算器９０２、９０３、ＰＩ制御器９０４、逆座標変換器９０５、及びＰＷＭ制御器９０６を有する。

位相検出器９０７は、商用電力系統の線間電圧に基づいて位相θを判断する。座標変換器９０１は、Ｕ相電流Ｉｕ、及びＷ相電流Ｉｗを位相θに基づいて、商用電力系統の回転座標上の電流ベクトルＩｄ、Ｉｑに演算する。加算器９０２、９０３は、目標電流ベクトルＩｔｄ、Ｉｔｑと電流ベクトルＩｄ、Ｉｑの差分（誤差）を演算する。ＰＩ制御器９０４は、この誤差がゼロになるようにｄ軸制御値Ｃｄ、ｑ軸制御値Ｃｑ（制御ベクトル）を演算する（ＰＩ制御）。逆座標変換器９０５は、制御ベクトルＣｄ、Ｃｑを位相θに基づいて、３つのアーム回路を駆動するための制御値Ｃｕ、Ｃｗ、Ｃｖに逆変換する。ＰＷＭ制御器９０６は、制御値Ｃｕ、Ｃｗ、Ｃｖと搬送波を比較して夫々のアーム回路のスイッチング素子のスイッチングタイミング（スイッチのＯＮデューティ）を定め、このタイミングにてスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦのゲート信号（ＰＷＭ信号）を生成し、インバータ回路のスイッチ素子を駆動する。

しかしながら、目標電流ベクトルＩｔｄ、Ｉｔｑと電流ベクトルＩｄ、Ｉｑの差分（誤差）をゼロするためのＰＩ制御では、電圧センサや電流センサ等の検出回路の遅延等の問題により、実際に誤差をゼロにすることは難しかった。また、ＰＩ制御では、ゼロクロス歪みのような急峻な電流の変化にも対応できず、結果、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流波形が歪んでしまうという問題があった。

本発明は上述の問題に鑑みて成された発明であり、電流波形の歪を抑制する系統連系装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、ブリッジ接続された複数のスイッチ素子を有し、直流電力を交流電力へ変換して出力するインバータ回路と、前記交流電力の電流を検出する電流センサと、前記電流センサの検出する瞬時電流値と該瞬時電流値の目標値との誤差を周期的に演算し、前記誤差がゼロになるような制御値を求め、該制御値に基づいて前記スイッチ素子を駆動する制御回路と、を備えた系統連系装置において、前記制御回路は、過去に演算された複数の前記誤差の内少なくとも２つを、夫々重みづけして合算し、前記重みづけは、前記電流の歪みが小さくなるように、前記合算される誤差の内最新の誤差に、他の誤差に重みづけられる値よりも重い重みづけをし、前記合算で得られる合算値により前記制御値を補正し、補正した制御値により前記スイッチ素子のスイッチングタイミングを定め、該スイッチングタイミングにより前記スイッチ素子を駆動する。

本発明によれば、合算される誤差の内最新の誤差に、他の誤差に重みづけられる値よりも重い重みづけをして複数の誤差（２つ以上）を合算する。そして、この合算で得られる合算値により制御値を補正する。このため、瞬時電流値とその目標値との差分（誤差）をゼロにするような制御を行った場合に、誤差が残ったとしても、残った誤差を加味して制御値を補正するため、誤差が小さくなり、インバータ回路の出力する電流波形の歪みを抑制することができる。また、合算される誤差の内最新の誤差に、他の誤差に重みづけられる値よりも重い重みづけを行うため、最新の誤差の影響を強く反映した補正を行うことになる。これにより、過去に検出した誤差の影響を抑制することができ、よりインバータ回路の出力する電流波形の歪を抑制する効果が期待できる。

また、上述の発明において、前記複数の誤差の内、より過去に演算された誤差に、より小さな値を重みづけすることを特徴とする。

また、上述の発明において、前記合算値は、前記複数の誤差の内、前記最新の誤差を含む、連続で演算された誤差を合算した値であることを特徴とする。

また、上述の発明において、前記合算値は、前記複数の誤差の内、前記最新の誤差を含む、所定数おきに演算された誤差を合算した値であることを特徴とする。

本発明によれば、電流波形の歪を抑制する系統連系装置を提供することができる。

本実施形態に係る太陽光発電システム１００を示す構成図である。 制御回路８の機能ブロック図である。 理想の電流波形と実際の電流波形を示す図である。 従来のインバータ回路を制御する制御回路のブロック図である。

以下、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。図１は本実施形態に係る太陽光発電システム１００を示す構成図である。この図に示すように太陽光発電システム１００は、太陽電池１（直流電源）、系統連系装置２を備える。

系統連系装置２は、昇圧回路４、インバータ回路５、フィルタ回路６、系統連系用リレー７、制御回路８、電流センサＣＴｉ、ＣＴ１、ＣＴ２、及び電圧センサＶＳｉ、ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳｕｖ、ＶＳｗｖを備える。系統連系装置２は、系統連系用リレー７を介してインバータ回路５の出力する三相の交流電力を商用電力系統３０へ重畳する。

昇圧回路４は、太陽電池１から出力された直流電圧を昇圧する。そして、昇圧回路４は、この昇圧した直流電圧をインバータ回路５へ出力する。昇圧回路４には、図１に示すように、リアクトル４１、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のようなスイッチ素子４２、及びダイオード４３を有して構成される。昇圧回路４の入力側には、太陽電池１が接続され、太陽電池１の正極と直列にリアクトル４１とダイオード４３とが接続される。スイッチ素子４２は、リアクトル４１及びダイオード４３の接続点と太陽電池１の負極との間に接続され、その間を開閉する。

昇圧回路４は、制御回路８によって動作が制御される。具体的には、制御回路８がＯＮデューティ比を決定し、そのデューティ比を有するパルス信号をスイッチ素子４２のゲートに周期的に与える。すると、スイッチ素子４２は、周期的に開閉し、昇圧回路４は、デューティ比に応じた所定の昇圧比を得る。

インバータ回路５は、２つのコンデンサ３ａ、３ｂ、及び複数のスイッチ素子５１〜５４を有し、昇圧回路４を介して太陽電池１から出力される直流電力を交流電力へ変換して商用電力系統３０へ出力する。コンデンサ３ａと３ｂには、容量の大きい（６０００〜１５０００μＦ程度）電解コンデンサが用いられる。コンデンサ３ａと３ｂは、直列に接続されて直列回路を成している。この直列回路は、ダイオード４３と太陽電池１の負極とに接続される。また、スイッチ素子５１とスイッチ素子５２は直列接続され第１のアーム回路を成しており、スイッチ素子５３とスイッチ素子５４は直列接続され第２のアーム回路を成している。インバータ回路５は、直列回路、第１のアーム回路、第２のアーム回路を夫々並列に接続し、コンデンサ３ａ、３ｂの接続点、スイッチ素子５１、５２の接続点、スイッチ素子５３、５４の接続点から三相の交流電力を出力するハーフブリッジ接続が成されている。

インバータ回路５のスイッチ素子５１〜５４には、ＩＧＢＴのようなスイッチ素子を用いると良い。インバータ回路５は、制御回路８によってその動作が制御される。インバータ回路５は、制御回路８のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御にしたがって各スイッチ素子５１〜５４を周期的に開閉し、入力される直流電力を三相交流電力に変換する。三相交流電力は、スイッチ素子５３と第２スイッチ素子５４との接続点から延びるＵ相出力線ｕ、コンデンサ３ａとコンデンサ３ｂとの接続点から延びるＶ相出力線ｖ、スイッチ素子５１と第２スイッチ素子５２との接続点から延びるＷ相出力線ｗに供給される。

フィルタ回路６は、リアクトル６１、６２、及びコンデンサ６３ａ、６３ｂ、６３ｃからなる。また、フィルタ回路６は、スイッチ素子５１及びスイッチ素子５２の接続点と、スイッチ素子５３及びスイッチ素子５４の接続点と、コンデンサ３ａ及びコンデンサ３ｂの接続点とに接続される（インバータ回路５の出力側に設けられる）。具体的には、Ｕ相出力線ｕにリアクトル６１が介在し、Ｗ相出力線ｗにリアクトル６２が介在している。そして、各コンデンサ６３ａ、６３ｂ、６３ｃをデルタ結線した結線点に、夫々、Ｕ相出力線ｕ、Ｖ相出力線ｖ、Ｗ相出力線ｗが接続されている。フィルタ回路６は、インバータ回路５の各スイッチ素子５１〜５４が開閉するときに生ずる三相交流電流の高調波成分を除去する。

系統連系用リレー７は、商用電力系統３０に接続される出力線ｕ、ｖ、ｗに介在し、出力線ｕ、ｖ、ｗの開閉を行う。また、系統連系用リレー７は、制御回路８からの制御信号によって閉状態と開状態が制御され、系統連系装置２（太陽電池１）と商用系統３０とを連系または解列するものである。

各電流センサＣＴｉ、ＣＴ１、ＣＴ２には、カレントトランスが用いられる。電流センサＣＴｉは、太陽電池１の正極とリアクトル４１との間に設けられた直流電流検出用のセンサであり、昇圧回路４に入力する電流Ｉｉｎを検出する。電流センサＣＴ１は、コンデンサ６３ａ及びコンデンサ６３ｃの結線点とリアクトル６１との間に設けられ、インバータ回路５の出力する交流のＵ相電流Ｉｕを検出する。電流センサＣＴ２は、コンデンサ６３ｂ及びコンデンサ６３ｃの結線点とリアクトル６２との間に設けられ、インバータ回路５の出力する交流のＷ相電流Ｉｗを検出する。これらの電流センサＣＴ１、ＣＴ２により検出されるＵ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗは、瞬時電流である。

次に、電圧センサＶＳｉ、ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳｕｖ、ＶＳｗｕについて述べる。電圧センサＶＳｉは、昇圧回路４の入力側に設けられ、昇圧回路４の直流の入力電圧Ｖｉｎを検出する。電圧センサＶＳ１は、昇圧回路４の出力側に設けられ、昇圧回路４の直流の出力電圧Ｖｃ（直列回路３ａ、３ｂの両端電圧）を検出する。電圧センサＶＳ２は、コンデンサ３ｂと並列に接続され、コンデンサ３ｂの直流の両端電圧Ｖｃｂを検出する。電圧センサＶＳｕｖは、Ｕ相出力線ｕとＶ相出力線ｖに接続され、Ｕ相出力線ｕとＶ相出力線ｖの交流の線間電圧Ｖｕｖを検出する。電圧センサＶＳｗｖは、Ｗ相出力線ｗとＶ相出力線ｖに接続され、Ｗ相出力線ｗとＶ相出力線ｖの交流の線間電圧Ｖｗｖを検出する。これらの線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｗｖは、瞬時電圧である。

制御回路８は、上述の各種センサＣＴｉ、ＣＴ１、ＣＴ２、ＶＳｉ、ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＳｕｖ、ＶＳｗｖを用いて、昇圧回路４、インバータ回路５、及び系統連系用リレー７の動作を制御する。

制御回路８は、太陽電池の出力電力が最大になるように昇圧回路４をＭＰＰＴ動作させる。ＭＰＰＴ動作は、電流センサＣＴｉから得られる電流Ｉｉｎ、と電圧センサＶＳｉから得られる電圧Ｖｉｎにより電力Ｐを換算し、電力Ｐが最大になるように昇圧回路のスイッチ素子４１のＯＮデューティを調節することで行う。

本発明の特徴となるインバータ回路５の制御について以下に説明する。図２に、制御回路８の機能ブロック図を示す。制御回路８は、座標変換器１０１、減算器１０２、１０３、ＰＩ制御器１０４、逆座標変換器１０５、ＰＷＭ制御器１０６、ＦＩＲフィルタ１０７、位相検出器１０８、及び加算器１０９、１１０を有する。

位相検出器１０８は、電圧センサＶＳｕｖ、ＶＳｗｖの検出する線間電圧Ｖｗｖ及び線間電圧Ｖｕｖを入力し、三相交流電圧の位相θを判断する。位相検出器１０８は、検出された位相θを座標変換器１０１へ出力する。

座標変換器１０１は、電流検出センサＣＴ１、ＣＴ２の検出するＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗ、及び位相θを入力し、相電流Ｉｕ、Ｉｗを商用電力系統３０の回転座標系上の電流ベクトルに演算する。回転座標系は、互いに直交するｄ軸とｑ軸とからなり、電流ベクトルのｄ軸成分をＩｄ（ｄ軸電流）、電流ベクトルのｑ軸成分（ｑ軸電流）をＩｑとする。

減算器１０２は、ｄ軸電流Ｉｄと、この電流Ｉｄの目標値（ｄ軸電流目標値）Ｉｔｄを入力し、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流目標値Ｉｔｄとのｄ軸誤差ｅｄを演算する。減算器１０２は、演算したｄ軸誤差ｅｄをＰＩ制御器１０４とＦＩＲフィルタ１０７とへ出力する。

減算器１０３は、ｑ軸電流Ｉｑと、この電流Ｉｑの目標値（ｑ軸電流目標値）Ｉｔｑを入力し、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流目標値Ｉｔｑとのｑ軸誤差ｅｑを演算する。減算器１０３は、演算したｑ軸誤差ｅｑをＰＩ制御器１０４とＦＩＲフィルタ１０７とへ出力する。

目標電流Ｉｔｄは、電流ベクトルの目標値である目標電流ベクトルのｄ軸成分であり、目標電流Ｉｔｑは、電流ベクトルの目標値である目標電流ベクトルのｑ軸成分である。また、目標電流ベクトルは、目標となる三相交流電流を回転座標系上に座標変換したものである。このため、回転座標系にて目標電流ベクトルの位相、大きさを設定することにより、所望の有効電流や無効電流を有する三相交流電流を得ることができる。

ＰＩ制御器１０４は、ｄ軸誤差ｅｄ、ｑ軸誤差ｅｑを入力し、これらの誤差ｅｄ、ｅｑが夫々ゼロになるようにｄ軸制御値Ｃｄ、及びｑ軸制御値Ｃｑを算出し、加算器１０９、１１０へ出力する。

ＦＩＲフィルタ１０７には、ｄ軸誤差ｅｄ、ｑ軸誤差ｅｑが順次入力され、過去に演算された誤差ｅｄ、ｅｑを含めて複数の誤差が時系列に記憶されている。ＦＩＲフィルタ１０７では、これらの複数の誤差ｅｄ、ｅｑについて、夫々重みづけして合算しｄ軸合算値ａｄ、ｑ軸合算値ａｑを求める。具体的には、ｄ軸合算値ａｄを下記（数１）により演算し、ｑ軸合算値ａｑを下記（数２）により演算する。

ここで、ｅｄｉは、ｉ＝０のｅｄ０を最新とし、ｉ番目前に演算されたｄ軸誤差ｅｄを示す。また、ｈｄｉは、ｉ＝０のｈｄ０を最新とし、ｉ番目前に演算されたｄ軸誤差に重みづけられる値を示す。また、ｅｑｉは、ｉ＝０のｅｑ０を最新とし、ｉ番目前に演算されたｑ軸誤差ｅｄを示す。また、ｈｑｉは、ｉ＝０のｈｑ０を最新とし、ｉ番目前に演算されたｑ軸誤差ｅｑに重みづけられる値を示す。

誤差ｅｄｉ、ｅｑｉに重みづけられる値ｈｄｉ、ｈｑｉは、より過去に演算された誤差に重みづけられる値ｈｄｉ、ｈｑｉほど小さな値を重みづけるようにすると良い。本実施形態ではｎ＝３とし、値ｈｄｉ、ｈｑｉは、（数３）に示すように、１／２から始まり１／２ずつ減少する重みを利用する。尚、値ｈｄｉ、ｈｑｉは、予め実験等により最適な値を求めておくと良い。

（数１）〜（数３）をまとめると、ｄ軸合算値ａｄ、ｑ軸合算値ａｑは（数４）、（数５）により演算される。ＦＩＲフィルタ１０７は、演算したｄ軸合算値ａｄ、ｑ軸合算値ａｑを加算器１０９、１１０へ出力する。

加算器１０９では、ｄ軸制御値Ｃｄにｄ軸合算値ａｄを加算し、ｄ軸制御値Ｃｄを補正する。加算器１０９は、補正したｄ軸電圧指令値（Ｃｄ＋ａｄ）を逆座標変換器１０５へ出力する。

加算器１１０では、ｑ軸制御値Ｃｑにｑ軸合算値ａｑを加算し、ｑ軸制御値Ｃｑを補正する。加算器１１０は、補正したｑ軸制御値（Ｃｑ＋ａｑ）を逆座標変換器１０５へ出力する。

逆座標変換器１０５は、補正したｄ軸制御値（Ｃｄ＋ａｄ）、補正したｑ軸制御値（Ｃｑ＋ａｑ）、及び位相θを入力し、二相三相変換を行い、第１のアーム回路、及び第２のアーム回路を駆動するための制御値Ｃｕ、Ｃｗを演算する。そして、逆座標変換器１０５は、演算した第１のアーム回路の制御値Ｃｕ、及び第２のアーム回路の制御値ＣｗをＰＷＭ制御器１０６へ出力する。

ＰＷＭ制御器１０６は、制御値Ｃｕと搬送波とによりインバータ回路５の第１のアーム回路１のスイッチ素子５１、５２のスイッチングタイミングを定め、このスイッチングタイミングによりスイッチ素子５１、５２をＯＮ／ＯＦＦ（駆動）する。また、制御値Ｃｗと搬送波とによりインバータ回路５の第２のアーム回路のスイッチ素子５１、５２のスイッチングタイミングを定め、このスイッチングタイミングによりスイッチ素子５１、５２をＯＮ／ＯＦＦ（駆動）する。

本実施形態によれば、誤差ｅｄ、ｅｑに重みづけられる値ｈｄｉ、ｈｑｉに、１／２から始まり１／２ずつ減少する重みを利用しているため、合算される誤差の内最新の誤差に、他の誤差に重みづけられる値よりも重い重みづけをして複数の誤差を合算することになる。そして、この合算で得られる合算値により制御値を補正する。このため、瞬時電流値とその目標値との差分（誤差）をゼロにするような制御を行った場合に、誤差が残ったとしても、残った誤差を加味して制御値を補正するため、誤差が小さくなり、インバータ回路の出力する電流波形の歪みを抑制することができる。また、合算される誤差の内最新の誤差に、他の誤差に重みづけられる値よりも重い重みづけを行うため、最新の誤差の影響を強く反映した補正を行うことになる。これにより、過去に検出した誤差の影響を抑制することができ、よりインバータ回路の出力する電流波形の歪を抑制する効果が期待できる。

特に本実施形態では、前記複数の誤差の内、より過去に演算された誤差に、より小さな値を重みづけるようにしているため、最新の誤差の影響を一番強く反映した補正を行うことができる。このため、よりインバータ回路の出力する電流波形の歪を抑制することができる。

また、積算される誤差の数が有限（本実施形態では４個）であるため、関連の小さいより過去の誤差を切り捨てている。このため、より歪の補正効果が期待できる。また、目標出力電流の変動へも追従できる。

図３は、理想の電流波形と実際の電流波形を示す図である。図３（ａ）は、ＦＩＲフィルタを適用せずにＰＩ制御だけを行った場合の波形であり、図３（ｂ）は、ＰＩ制御に加えてＦＩＲフィルタを適用した場合の波形を示す。図３（ａ）、（ｂ）共に細い線Ｉｔが理想の電流波形を示し、太い線Ｉｒが実際の電流波形を示す。図３に示すように、図３（ａ）に比べて、図３（ｂ）の方が理想の電流波形Ｉｔに実際の電流波形Ｉｒが密接しており、ＦＩＲフィルタを用いた方が、電流波形の歪みが取れていることが確認できる。

また、本実施形態によれば、合算値ａｄ、ａｑは、複数の誤差ｅｄｉ、ｅｑｉの内、最新の誤差ｅｄ０、ｅｑ０を含む、連続で演算された誤差を合算した値である。このため、より最新の誤差に近い値を用いて合算値を演算することができるので、よりインバータ回路の出力する電流波形の歪みを抑制することができる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、以上の説明は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明はその趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

例えば、本実施の形態では、合算値ａｄ、ａｑは、複数の誤差ｅｄｉ、ｅｑｉの内、最新の誤差ｅｄ０、ｅｑ０を含む、連続で演算された誤差を合算した値を用いたが、前記複数の誤差の内、前記最新の誤差を含む、所定数おきに演算された誤差を合算した値を用いても良い。この場合、合算値ａｄ、ａｑは、（数６）、（数７）に示されるようになり、αに定数を入れることで、いくつおきに演算された誤差を利用するかを規定することができる（この場合、α−１おきに演算された誤差を利用して合算値を演算することとなる）。

αを調節することにより、α−１おきに演算された誤差を利用して合算値を演算することになるため、周期的に表れる誤差に対して歪みを補正することができる。

また、例えば、本実施形態では、合算値ａｄ、ａｑを（数１）、（数２）を利用して求めたが、以下の（数８）、（数９）に示すように、前回演算したａｄ、ａｑに係数ｈａｄ、ｈａｑをかけたものに、最新に演算した誤差ｅｄ０、ｅｑ０に係数ｈｄ、ｈｑをかけたものを加算して求めても良い（ただし、係数ｈａｄ、ｈａｑは１より小さい）。

この様にすることで、過去に演算した誤差がｈａｄ×ａｄの項に集約されることになるため、過去に演算した誤差を記憶せずとも、過去に演算した誤差を加味することができ、メモリを節約することができる。また、設定する係数の数が各加算値ａｄ、ａｑに２つと少ないため、係数の設定が楽になる。

また、例えば、本実施形態において、太陽光発電システム１００の例を挙げたが、太陽電池１の代わりに、蓄電池や燃料電池などの直流電源を使用することができる。また、これらの直流電源の出力する直流電力の代わりに交流電源（風力発電機など）の交流電力を直流電力に整流したものを系統連系装置２へ入力しても良い。

また、例えば、本実施形態において、ハーフブリッジ接続されているインバータ回路５を用いたが、フルブリッジ接続されているインバータ回路を用いることもできる。

また、例えば、制御値Ｃｄ、Ｃｑに対してＦＩＲフィルタ１０７を用いて補正を行ったが、制御値Ｃｄ、Ｃｑ、及び合算値ａｄ、ａｑ夫々を逆座標変換し、座標変換した後の制御値に座標変換した後の合算値を加えるようにしても良い。

また、本実施形態では、座標変換を行って変換した座標上で誤差を算出して補正を行ったが、座標変換を行わずに、電流Ｉｕ、Ｉｖの波形とＰＩ制御により算出される基準波形（制御値）との誤差を算出して、誤差の合算値を基準波形に加算するようにしても良い。

また、本実施形態では、制御値を、第１のアーム回路、及び第２のアーム回路を駆動するための制御値としたが、ＰＩ制御器１０４においては、電圧値を指令する値や、電流値を指令する値を演算する場合もあるのでこれらも制御値ということができる。

１ 太陽電池
２ 系統連系装置
３ 電解コンデンサ
４ 昇圧回路
５ インバータ回路
６ フィルタ回路
７ 系統連系用リレー
８ 制御回路
３０ 商用電力系統
ＣＴｉ 電流センサ
ＣＴ１ 電流センサ
ＣＴ２ 電流センサ
ＶＳｉ 電圧センサ
ＶＳ１ 電圧センサ
ＶＳ２ 電圧センサ
ＶＳｕｖ電圧センサ
ＶＳｗｖ電圧センサ

Claims (4)

1. ブリッジ接続された複数のスイッチ素子を有し、直流電力を交流電力へ変換して出力するインバータ回路と、
   前記交流電力の電流を検出する電流センサと、
   前記電流センサの検出する瞬時電流値と該瞬時電流値の目標値との誤差を周期的に演算し、前記誤差がゼロになるような制御値を求め、該制御値に基づいて前記スイッチ素子を駆動する制御回路と、を備えた系統連系装置において、
   前記制御回路は、過去に演算された複数の前記誤差の内少なくとも２つを、夫々重みづけして合算し、前記重みづけは、前記電流の歪みが小さくなるように、前記合算される誤差の内最新の誤差に、他の誤差に重みづけられる値よりも重い重みづけをし、前記合算で得られる合算値により前記制御値を補正し、補正した制御値により前記スイッチ素子のスイッチングタイミングを定め、該スイッチングタイミングにより前記スイッチ素子を駆動する系統連系装置。
2. 前記複数の誤差の内、より過去に演算された誤差に、より小さな値を重みづけすることを特徴とする請求項１に記載の系統連系装置。
3. 前記合算値は、前記複数の誤差の内、前記最新の誤差を含む、連続で演算された誤差を合算した値であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の系統連系装置。
4. 前記合算値は、前記複数の誤差の内、前記最新の誤差を含む、所定数おきに演算された誤差を合算した値であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の系統連系装置。
   
   
   
   
   

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