JP3674283B2 - 絶縁形電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスを用いて入力側と出力側（電源側と負荷側）とを絶縁する、いわゆる絶縁形コンバータにおいて、入力側の瞬時電力と出力側の瞬時電力との間に差が生じる場合にインバータまたはコンバータの直流側の平滑コンデンサの容量を低減するための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１９は第１の従来技術であり、平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」に記載の回路構成を、電源と負荷とを絶縁する絶縁形ＤＣ−ＡＣコンバータに適用したものである。図において、５１は直流電源、５２はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２からなる２象源チョッパ、５３はリアクトル、５４はコンデンサ、５５はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６を有する単相電圧形インバータ、５６はトランス、５７はダイオードブリッジからなる単相全波整流回路、５８は平滑コンデンサ、５９はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ７〜Ｔｒ１０を有する単相電圧形インバータ、６０は負荷である。
この回路の詳細な動作説明は省略するが、基本動作としては、インバータ５９の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプルを吸収するため、２象限チョッパ５２によりコンデンサ５４の電圧を制御してエネルギーを授受し、これにより平滑コンデンサ５８の容量低減を図っている。
【０００３】
また、図２０は第２の従来技術であり、平成５年電気学会産業応用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制策」に記載の回路構成を絶縁形ＤＣ−ＡＣコンバータに適用したものである。図において、６１はリアクトル５３及びコンデンサ５４からなるＬＣフィルタであり、他の構成は図１９と同様である。
この回路の基本動作は、インバータ５９の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプルを、同一の共振周波数を持つＬＣフィルタ６１により吸収し、これによって平滑コンデンサ５８の容量低減を図っている。
【０００４】
更に、図２１は第３の従来技術であり、平成８年電気学会産業応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」に記載の回路構成を絶縁形ＡＣ−ＤＣコンバータに適用したものである。図において、６２は単相交流電源、６４はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４を有する単相フルブリッジコンバータ、６５はリアクトル、６６はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１５，Ｔｒ１６からなる上下アーム、６７は平滑コンデンサ、６８はリアクトル、６９は平滑コンデンサであり、他の構成で図１９、図２０と同一の構成要素には同一番号を付してある。
この回路の基本動作は、リアクトル６５に流れる電流を上下アーム６６によって制御することにより、インバータ５５の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプルをリアクトル６５によって吸収し、これにより平滑コンデンサ６７の容量低減を図るものである。
【０００５】
また、図２２は第４の従来技術としての絶縁形ＡＣ−ＤＣコンバータである。この従来技術では、トランス５６の二次側にリアクトル６３を介して単相フルブリッジコンバータ６４が接続され、その直流出力側に平滑コンデンサ６９を介して負荷６０が接続されている。
単相フルブリッジコンバータ６４の動作は公知であるため詳述を省略するが、単相交流電圧をリアクトル６３を介して半導体スイッチング素子により適宜短絡することによって、入力電流波形を正弦波状に制御し、所望の直流電圧を得ている。
この場合、単相交流電源６２からコンバータ６４に入力される電力は電源の２倍の周波数の電力リプルを伴うので、一定電力を出力する場合には平滑用のエネルギー吸収要素、ここでは大型の平滑コンデンサ６９が必要になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記第１〜第３の従来技術ではインバータ５５の直流側にリアクトルが使用されており、これが装置の小型化を阻害している。
また、第１、第３の従来技術では、インバータ５５の直流側に１組の上下アームを付加する必要があり、低価格化の妨げとなる。
更に、第２の従来技術では共振コンデンサ５４の耐圧が直流リンク電圧の２倍になって大型化し、同様に第４の従来技術でもコンデンサ６９が大型化するため、何れの場合も装置全体の小型化を損なうといった問題がある。
そこで本発明は、上述した種々の問題点を解消し、安価で簡単な構成により、平滑コンデンサの容量を低減して装置の小型化を可能にした絶縁形電力変換装置を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電圧源と、この直流電圧源に接続されて半導体スイッチング素子の動作により直流電力を交流電力に変換する電圧形インバータと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続されて二次側の負荷との間を絶縁するトランスと、を備えた絶縁形電力変換装置において、前記トランスの巻線に設けられたタップと前記インバータの直流入力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、直流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネルギー吸収要素により吸収するものである。
【０００８】
図１は請求項１に記載した発明の概念図であり、この図において１００は直流電圧源、２００は単相電圧形インバータ等のインバータ、３００はトランス、４００は交流負荷等の負荷、５００はエネルギー吸収要素である。ここで、エネルギー吸収要素５００は、請求項１２、請求項１３に記載するようにコンデンサ単体またはコンデンサとリアクトルとの直列共振回路により構成される。
図１において、トランス３００の一次側（電源側）には中間タップが設けられており、エネルギー吸収要素５００は、前記中間タップとインバータ２００の直流入力端子の一端との間に接続されている。
直流電圧源１００は直流電源を単独で用いるか、あるいは、単相または多相交流電源を単相または多相コンバータにより直流電源に変換したものでも良い。インバータ２００は単相または多相電圧形インバータであれば良く、その出力相数に合わせてトランス３００の相数が決定される。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、交流電圧源と、この交流電圧源に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、このトランスの二次側と負荷との間に接続されて半導体スイッチング素子の動作により交流電力を直流電力に変換するコンバータと、を備えた絶縁形電力変換装置において、前記トランスの巻線に設けられたタップと前記コンバータの直流出力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、前記コンバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、交流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネルギー吸収要素により吸収するものである。
【００１０】
図３は請求項２に記載した発明の概念図であり、図１と同一の構成要素には同一番号を付してある。なお、１５０は交流電圧源、４５０は直流負荷等の負荷、６００は単相フルブリッジコンバータ等のコンバータである。
この発明では、トランス３００の二次側（負荷側）に中間タップが設けられており、エネルギー吸収要素５００は、前記中間タップとコンバータ６００の直流出力端子の一端との間に接続されている。
交流電圧源１５０は単相交流電源、多相交流電源等であり、その相数に合わせてトランス３００及びコンバータ６００の相数が決定される。
【００１１】
図２、図４は請求項１３に記載した発明の概念図であり、図１、図３におけるエネルギー吸収要素５００を具体化したものである。
すなわち、エネルギー吸収要素５００はコンデンサ５０１とリアクトル５０２との直列共振回路により構成されている。ここで、リアクトル５０２の鉄心はトランス３００の鉄心と共用しても良い。
なお、請求項１２に記載するように、エネルギー吸収要素５００をコンデンサ単体によって構成しても良い。
【００１２】
前述した図２において、インバータ２００の各相上下アームの上側すべてのスイッチング素子または下側すべてのスイッチング素子をオンさせるスイッチングモードを選択することにより、インバータ２００から零電圧ベクトルを出力させることができる。この零電圧ベクトルモードでは、インバータ２００の交流出力端子から見ると、コンデンサ５０１またはリアクトル５０２の電圧は零相電圧となる。
また、図４のコンバータ６００を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、コンバータ６００の交流入力端子から見ても、コンデンサ５０１またはリアクトル５０２の電圧は零相電圧となる。
【００１３】
図２のインバータ２００から出力される零相電圧はトランス３００の出力線間電圧には現れないので、負荷４００側へは影響を与えない。すなわち、正相分について考えると、トランス３００に印加する電圧に関して従来と同様の電圧形インバータとして動作する。
一方、零相分について考えると、零電圧ベクトルの出力時には、インバータ２００の複数の上下アームをあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチングする１つの上下アームのように見なすことができ、従来の付加アームと同じ動作を行わせることができる。また、トランス３００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトルと見なすことができる。
【００１４】
すなわち、図２のインバータ２００や図４のコンバータ６００の零電圧ベクトルモードの動作（零相電圧の制御動作）により、図１９や図２１の従来技術における上下アーム５２，６６と等価な動作を行わせることができ、上下アームを別個に付加しなくてもエネルギー吸収要素５００の電圧制御が可能になる。
よって、電圧源側と負荷側との間で発生する電力リプルを、上下アーム等を付加することなくエネルギー吸収要素５００によって吸収可能になり、平滑コンデンサの容量低減や装置の小型軽量化、低価格化が可能になる。
【００１５】
請求項３以下の発明は、前記請求項１，２の発明をより具体化したものであり、請求項３，４記載の発明は、電圧源側で発生する電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収する。このうち、請求項３ではトランスの電圧源側の巻線に中間タップを設け、請求項４ではトランスの負荷側の巻線に中間タップを設けるものである。
更に、請求項５，６記載の発明は、負荷側で発生する電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収する。このうち、請求項５ではトランスの電圧源側の巻線に中間タップを設け、請求項６ではトランスの負荷側の巻線に中間タップを設けるものである。
【００１６】
請求項７記載の発明は、請求項１記載の絶縁形電力変換装置において、直流電圧源が、単相交流電源とその出力側に接続された単相コンバータとにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、直流電圧源側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００１７】
請求項８記載の発明は、請求項２記載の絶縁形電力変換装置において、交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの負荷側巻線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、交流電圧源側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００１８】
請求項９記載の発明は、請求項１記載の絶縁形電力変換装置において、直流電圧源が直流電源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００１９】
請求項１０記載の発明は、請求項２記載の絶縁形電力変換装置において、交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの負荷源側巻線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００２０】
請求項１１記載の発明は、単相交流電源と、この交流電源に接続された単相フルブリッジコンバータと、このコンバータの直流出力端子に接続された単相電圧形インバータと、このインバータの交流出力端子に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、を備え、前記コンバータの１組の上下アームの中点とトランスの一次巻線の中間タップとの間にリアクトルを接続すると共に、前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記リアクトルの電流を制御することにより、電力リプルを前記リアクトルにより吸収するものである。
【００２１】
なお、請求項１４に記載するように、前記請求項１０記載の絶縁形電力変換装置では、エネルギー吸収要素を、コンデンサとリアクトルとからなる直列共振回路を２つ並列に接続して構成し、各共振回路により交流電圧源側及び負荷側で発生する電力リプルをそれぞれ吸収することもできる。
また、エネルギー吸収要素にリアクトルを含む発明（請求項１１，１３または１４の発明）では、請求項１５に記載するように、リアクトルの鉄心とトランスの鉄心とを共通にする（トランス内部にリアクトルを組み込んで鉄心を共用する）ことにより、トランス及びリアクトルを一体化して一層の小型化を図ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図５は本発明の第１実施形態を示す回路図であり、請求項７，１２の発明の実施形態に相当する。図において、前記同様に６２は単相交流電源であり、その両端にはリアクトル１０１を介して単相フルブリッジコンバータ６４が接続されている。このコンバータ６４は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４から構成されている。これらの交流電源６２、リアクトル１０１、コンバータ６４は、図１、図２における直流電圧源１００を構成する。
【００２３】
前記コンバータ６４の直流出力端子間には平滑コンデンサ６７及び単相電圧形インバータ５５が接続されている。このインバータ５５は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６から構成されている。
インバータ５５の交流出力端子はトランス３０１の一次巻線（電源側巻線）３０２の両端に接続されていると共に、一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（図では負側端子）との間には、エネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０１が接続されている。
また、トランス３０１の二次巻線（負荷側巻線）３０４の両端にはダイオードブリッジからなる単相全波整流回路５７が接続され、その出力側には平滑リアクトル６８及び平滑コンデンサ６９を介して直流負荷等の負荷４０１が接続されている。
上記構成において、コンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動作させる。この制御動作は公知であるため、ここでは説明を省略する。
【００２４】
本実施形態は、単相電圧形インバータ５５の零電圧ベクトルモードに着目したものである。すなわち、単相電圧形インバータ５５により零電圧ベクトルを出力するには２組の上アームをすべて導通させる場合と２組の下アームをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。電圧形インバータとして三相電圧形インバータを用いる場合には、３組の上アームをすべて導通させるか、３組の下アームをすべて導通させることにより、零電圧ベクトルが出力される。
【００２５】
インバータ５５から出力される零相電圧は出力電圧には現れないので、トランス３０１の二次側の出力電圧には影響せず、負荷４０１への電力供給には問題がない。従って、インバータ５５に着目した正相分の等価回路は図６のようになり、インバータ５５は従来と同様に動作してトランス３０１の一次側に交流電圧を印加する。
一方、零相分について考えると図７のようになり、図５におけるインバータ５５の２組の上下アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つの上下アーム５５’とみなすことができる。ここで、図７の３０２’はトランス３０１の漏れインダクタンスの値を持つリアクトルであり、図１９や図２１におけるリアクトル５３，６５に相当する。
【００２６】
つまり、インバータ５５の上アームのスイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ５、あるいは下アームのスイッチング素子Ｔｒ４及びＴｒ６をオンさせて零電圧ベクトルモードで動作させることにより、等価的に図７の回路が構成される。そして、この図７の上下アーム５５’によって図１９や図２１における上下アーム５２，６６と同様のチョッパ動作を行わせれば、電源側で発生する電力リプルをエネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０１により吸収でき、平滑コンデンサ６７の容量や耐圧を低減させることができる。
【００２７】
なお、インバータ５５のスイッチングに伴うコンデンサ５０１の電流リプルは漏れインダクタンスの値を持つリアクトル３０２’により平滑されるが、漏れインダクタンスだけでは足りない場合には、トランス３０１の中間タップ３０３とコンデンサ５０１との間にトランス３０１と鉄心を共用したリアクトルを更に接続する。また、図５において、負荷４０１側に設けた平滑リアクトル６８はトランス３０１の漏れインダクタンスによって代用することも可能である。
【００２８】
次に、図８は上記インバータ５５の制御回路である。インバータ５５はＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図８の制御回路によって作成される。電源側から発生する電力リプルを低減するためにコンデンサ５０１に流す電流指令すなわち零相電流指令値ｉ0 *の作成方法は、前述した平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」等により公知である。
【００２９】
図８において、零相電流指令値ｉ0 *と実際の零相電流検出値ｉ0との偏差を電流制御器（ＡＣＲ）７０２に入力し、零相電圧指令値ｖ0 *を得る。この零相電圧指令値ｖ0 *を、インバータの出力電圧指令値ｖinv *と符号反転器７０１を介した−ｖinv *とに加算し、その加算結果をコンパレータ７０３，７０４にそれぞれ入力する。これらのコンパレータ７０３，７０４では各入力を三角波と比較し、その出力を上下アームで反転させることにより、インバータ５５のスイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパターンを得る。
つまり、インバータ５５はスイッチングパターンの変化により単相電圧形インバータと２象限チョッパとを重ね合わせた動作を行い、前者は正相分電流を制御し、後者は零相分電流を制御する。
【００３０】
次に、図９は第２実施形態を示す回路図であり、この実施形態は請求項７，１３の発明の実施形態に相当する。
この実施形態では、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（負側端子）との間に、リアクトル５０２とコンデンサ５０１とが直列に接続されており、これらのリアクトル５０２及びコンデンサ５０１によってエネルギー吸収要素としての直列共振回路が構成されている。この共振回路の共振周波数は、電源周波数の２倍に選ばれる。リアクトル５０２の鉄心とトランス３０１の鉄心とを共用することにより、トランス３０１及びリアクトル５０２の一体化による一層の小型化が可能である。その他の構成は図５と同様である。
この実施形態でも、単相フルブリッジコンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動作させる。
【００３１】
図１０はインバータ５５の制御回路であり、インバータ５５に対するＰＷＭパルスを得るための回路である。図８との相違点は、零相電圧指令値ｖ0 *を直接与え、零相電圧を一定に保つことである。図１０において、７０５は電圧制御器（ＡＶＲ）であり、その他の構成は図８と同様である。
本実施形態により、従来では共振コンデンサの耐圧として直流リンク電圧の２倍以上必要であったものが、零相電圧の２倍以上の値となる。例えば、零相電圧が直流リンク電圧の１／２になるように零相電圧指令値ｖ0 *を設定すれば、コンデンサ５０１の耐圧は従来の１／２程度で良くなる。
この場合、出力に現れる電力リプルは、平滑コンデンサ６７の容量を小さくした場合でも、前述の平成５年電気学会産業応用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制策」によって公知のように、共振コンデンサ５０１及び共振リアクトル５０２により低減することができる。
【００３２】
次に、図１１は第３実施形態を示す回路図であり、請求項８，１２の発明の実施形態に相当する。この実施形態では、トランス３０５の一次巻線３０６が単相交流電源６２に直接接続され、二次巻線３０８の両端がリアクトル６３を介して単相フルブリッジコンバータ６４の交流入力端子に接続されている。また、コンバータ６４の直流出力端子の両端に平滑コンデンサ６９及び負荷４０１が接続される。更に、二次巻線３０８の中間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（図では負側端子）との間に、エネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０３が接続されている。コンバータ６４に接続されているリアクトル６３は、トランス３０５の漏れインダクタンスによって代用可能である。
この実施形態においては、コンバータ６４を零電圧ベクトルモードで動作させることにより零相電圧を制御し、コンデンサ５０３に蓄えるエネルギーを制御する。これにより、トランス３０５の二次側に生じる電源の２倍の周波数の電力リプルをコンデンサ５０３により吸収することができ、平滑コンデンサ６９の責務を低減することができる。
【００３３】
図１２はコンバータ６４の制御回路であり、コンバータ６４に対するＰＷＭパルスを得るための回路である。単相フルブリッジコンバータの制御方法は公知であるため、説明を省略するが、ここで特徴的な部分は、零相電流指令値ｉ0 *と零相電圧検出値ｉ0との偏差を電源電流ｉSの電流制御器（ＡＣＲ）７０２に入力し、この電流制御器７０２から出力された零相電圧指令値ｖ0 *を、電流制御器（ＡＣＲ）７０６から出力された値とその符号を反転させた値とにそれぞれ加算する点である。
７０５は平滑コンデンサ６９の直流電圧指令値Ｖdc *と検出値Ｖdcとの偏差が入力される電圧制御器（ＡＶＲ）であり、電源電圧と同相の正弦波（ｓｉｎωst）と電圧制御器７０５の出力とを乗じた結果が電源電流指令値ｉS *となる。そして、この電源電流指令値ｉS *と検出値ｉSとの偏差が前記電流制御器７０６に入力されている。
ここで、零相電流指令値ｉ0 *の作成方法は前述の如く公知である。
【００３４】
次に、図１３は第４実施形態を示す回路図であり、請求項８，１３の発明の実施形態に相当する。この実施形態の構成はおおむね図１１と同様であるが、異なるのは、トランス３０５の二次巻線３０８の中間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（負側端子）との間に、コンデンサ５０３及びリアクトル５０４からなるエネルギー吸収要素としての直列共振回路が接続されている点である。この共振周波数は電源周波数の２倍に選ばれる。
本実施形態の特徴的な部分は、その制御回路において、図１２では零相電流指令値ｉ0 *を加えているが、本実施形態の制御回路（図示せず）では、零相電圧指令値ｖ0 *を、図１２の電流制御器７０６から出力された値とその符号を反転させた値とにそれぞれ直接、加算するようにした点である。
【００３５】
この実施形態では、コンバータ６４を零電圧ベクトルモードで動作させることにより零相電圧を制御し、コンデンサ５０３及びリアクトル５０４に蓄えるエネルギーを制御する。これにより、トランス３０５の二次側に生じる電源の２倍の周波数の電力リプルをコンデンサ５０３及びリアクトル５０４により吸収することができ、平滑コンデンサ６９の容量や耐圧の増大を防ぐことができる。
【００３６】
図１４は、第５実施形態を示す回路図であり、請求項９，１２の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、直流電源５１と、その両端に接続された単相電圧形インバータ５５と、その交流出力端子に一次巻線３０２が接続されたトランス３０１と、その二次巻線３０４に交流入力端子が接続された単相全波整流回路５７と、平滑コンデンサ５８と、単相電圧形インバータ５９とから構成され、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（図では負側端子）との間にエネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０１が接続されている。
なお、４０２は交流負荷等の負荷である。
【００３７】
この実施形態のインバータ５５の制御回路は図８と同様であるが、零相電流指令値ｉ0 *は負荷４０２によって発生する電力リプルを吸収できるような値に設定される。
インバータ５５を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、コンデンサ５０１の電圧を制御し、負荷４０２から発生する電力リプルをこのコンデンサ５０１により吸収する。これにより、平滑コンデンサ５８の容量や耐圧も小さくて済む。
【００３８】
図１５は、第６実施形態を示す回路図であり、請求項９，１３の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端との間にコンデンサ５０１とリアクトル５０２からなる直列共振回路を接続した点を除けば、図１４の実施形態と構成上、同一である。
共振回路の共振周波数は、インバータ５５の出力周波数の２倍に選ばれる。なお、リアクトル５０２の鉄心とトランス３０１の鉄心とを共用すれば、両者の一体化による小型化が可能になる。
【００３９】
図１６は、第７実施形態を示す回路図であり、請求項１０，１２の発明の実施形態に相当する。この実施形態は実質的に、図１１の実施形態における平滑コンデンサ６９と負荷４０１との間に、単相電圧形インバータ５９を接続したものである。なお、図１６における平滑コンデンサ５８は図１１における平滑コンデンサ６９と実質的に同一であり、また、図１６における負荷４０２と図１１における負荷４０１とは交流負荷であるか直流負荷であるかが異なるだけである。
この実施形態におけるコンバータ６４に対するＰＷＭパルスは図１２の回路により発生させれば良く、負荷４０２によって発生する電力リプルを、コンバータ６４の零電圧ベクトルモードの動作によりコンデンサ５０３の電圧を制御して吸収する。
図示されていないが、中間タップ３０７とコンデンサ５０３との間にリアクトルを挿入して直列共振回路を構成し、その両端電圧をコンバータ６４の零電圧ベクトルモードの動作により制御して電力リプルを吸収しても良い。
【００４０】
図１７は、第８実施形態を示す回路図であり、請求項１０，１４の発明の実施形態に相当する。この実施形態の主要部は図１６の実施形態と同一であるが、異なるのは、トランス３０５の中間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（負側端子）との間に、コンデンサ５０３とリアクトル５０４とからなる直列共振回路と、コンデンサ５０５とリアクトル５０６とからなる直列共振回路とを並列に接続した点である。
これらの直列共振回路はいずれもエネルギー吸収要素を構成しており、その共振周波数は、それぞれ電源周波数の２倍とインバータ５９の出力周波数の２倍に選ばれる。つまり、本実施形態においては、単相交流電源６２から発生する電力リプルと負荷４０２から発生する電力リプルの双方を、並列接続された２つの直列共振回路によって吸収するものであり、コンバータ６４の零電圧ベクトルモードの動作により、コンデンサ５０３，５０５の電圧または２つの直列共振回路の両端電圧を制御し、電源６２または負荷４０２で発生する電力リプルを吸収する。
【００４１】
図１８は第９実施形態を示す回路図であり、請求項１１記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、単相フルブリッジコンバータ６４の一組の上下アームの中点６４１とトランス３０１の中間タップ３０３との間にエネルギー吸収要素としてのリアクトル５０７を接続したものであり、その他の構成は、図５においてコンデンサ５０１を除去したものと同様である。コンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動作させるが、この動作は公知であるため、説明を省略する。また、インバータ５５に対するＰＷＭパルスは図８の制御回路によって得ることができる。
この実施形態では、インバータ５５を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、リアクトル５０７を流れる電流を制御して電力リプルを吸収し、インバータ５５の直流入力側に設けられた平滑コンデンサ６７の容量を低減させている。なお、零相電圧指令値の作成方法は、前述の平成８年電気学会産業応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」により公知である。
本実施形態においても、リアクトル５０７の鉄心をトランス３０１と共用すれば、トランス３０１及びリアクトル５０７の一体化による小型化が可能になる。
【００４２】
上記各実施形態において、エネルギー吸収要素は、トランスの中間タップとインバータの直流入力端子の他端との間、あるいは、コンバータの直流出力端子の他端との間に接続しても良い。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電圧形インバータやコンバータを零電圧ベクトルモードで動作させ、コンデンサ単体や直列共振回路からなるエネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、従来付加されていた１組の上下アームに代えて電源側や負荷側の電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収させることができ、これによって平滑コンデンサの容量や耐圧を低減することができる。
このように平滑コンデンサの責務を低減し、また、リアクトルをトランスによって代用もしくはその鉄心を共用することにより、装置全体の小型軽量化、低価格化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の概念図である。
【図２】請求項１３に記載した発明の概念図である。
【図３】請求項２に記載した発明の概念図である。
【図４】請求項１３に記載した発明の概念図である。
【図５】第１実施形態を示す回路図である。
【図６】図５の電圧形インバータに着目した正相分の等価回路図である。
【図７】図５の電圧形インバータに着目した零相分の等価回路図である。
【図８】第１実施形態の制御回路図である。
【図９】第２実施形態を示す回路図である。
【図１０】第２実施形態の制御回路図である。
【図１１】第３実施形態を示す回路図である。
【図１２】第３実施形態の制御回路図である。
【図１３】第４実施形態を示す回路図である。
【図１４】第５実施形態を示す回路図である。
【図１５】第６実施形態を示す回路図である。
【図１６】第７実施形態を示す回路図である。
【図１７】第８実施形態を示す回路図である。
【図１８】第９実施形態を示す回路図である。
【図１９】第１の従来技術を示す回路図である。
【図２０】第２の従来技術を示す回路図である。
【図２１】第３の従来技術を示す回路図である。
【図２２】第４の従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１００ 直流電圧源
１５０ 交流電圧源
２００ インバータ
３００ トランス
４００，４５０ 負荷
５００ エネルギー吸収要素
５０１，５０３，５０５ コンデンサ
５０２，５０４，５０６，５０７ リアクトル
６００ コンバータ
５１ 直流電源
５５，５９ 単相電圧形インバータ
５５’ 上下アーム
５７ 単相全波整流回路
５８，６７，６９ 平滑コンデンサ
６２ 単相交流電源
６３，６８，１０１ リアクトル
６４ 単相フルブリッジコンバータ
３０１，３０５ トランス
３０２，３０６ 一次巻線
３０２’ 漏れインダクタンス
３０３，３０７ 中間タップ
３０４，３０８ 二次巻線
４０１，４０２ 負荷
７０１ 符号反転器
７０２，７０６ 電流制御器
７０３，７０４ コンパレータ
７０５ 電圧制御器
Ｔｒ３〜Ｔｒ６，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４ 半導体スイッチング素子
【発明の属する技術分野】
本発明は、トランスを用いて入力側と出力側（電源側と負荷側）とを絶縁する、いわゆる絶縁形コンバータにおいて、入力側の瞬時電力と出力側の瞬時電力との間に差が生じる場合にインバータまたはコンバータの直流側の平滑コンデンサの容量を低減するための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１９は第１の従来技術であり、平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」に記載の回路構成を、電源と負荷とを絶縁する絶縁形ＤＣ−ＡＣコンバータに適用したものである。図において、５１は直流電源、５２はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２からなる２象源チョッパ、５３はリアクトル、５４はコンデンサ、５５はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６を有する単相電圧形インバータ、５６はトランス、５７はダイオードブリッジからなる単相全波整流回路、５８は平滑コンデンサ、５９はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ７〜Ｔｒ１０を有する単相電圧形インバータ、６０は負荷である。
この回路の詳細な動作説明は省略するが、基本動作としては、インバータ５９の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプルを吸収するため、２象限チョッパ５２によりコンデンサ５４の電圧を制御してエネルギーを授受し、これにより平滑コンデンサ５８の容量低減を図っている。
【０００３】
また、図２０は第２の従来技術であり、平成５年電気学会産業応用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制策」に記載の回路構成を絶縁形ＤＣ−ＡＣコンバータに適用したものである。図において、６１はリアクトル５３及びコンデンサ５４からなるＬＣフィルタであり、他の構成は図１９と同様である。
この回路の基本動作は、インバータ５９の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプルを、同一の共振周波数を持つＬＣフィルタ６１により吸収し、これによって平滑コンデンサ５８の容量低減を図っている。
【０００４】
更に、図２１は第３の従来技術であり、平成８年電気学会産業応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」に記載の回路構成を絶縁形ＡＣ−ＤＣコンバータに適用したものである。図において、６２は単相交流電源、６４はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４を有する単相フルブリッジコンバータ、６５はリアクトル、６６はダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１５，Ｔｒ１６からなる上下アーム、６７は平滑コンデンサ、６８はリアクトル、６９は平滑コンデンサであり、他の構成で図１９、図２０と同一の構成要素には同一番号を付してある。
この回路の基本動作は、リアクトル６５に流れる電流を上下アーム６６によって制御することにより、インバータ５５の入力側に生じる電源周波数の２倍の周波数の電力リプルをリアクトル６５によって吸収し、これにより平滑コンデンサ６７の容量低減を図るものである。
【０００５】
また、図２２は第４の従来技術としての絶縁形ＡＣ−ＤＣコンバータである。この従来技術では、トランス５６の二次側にリアクトル６３を介して単相フルブリッジコンバータ６４が接続され、その直流出力側に平滑コンデンサ６９を介して負荷６０が接続されている。
単相フルブリッジコンバータ６４の動作は公知であるため詳述を省略するが、単相交流電圧をリアクトル６３を介して半導体スイッチング素子により適宜短絡することによって、入力電流波形を正弦波状に制御し、所望の直流電圧を得ている。
この場合、単相交流電源６２からコンバータ６４に入力される電力は電源の２倍の周波数の電力リプルを伴うので、一定電力を出力する場合には平滑用のエネルギー吸収要素、ここでは大型の平滑コンデンサ６９が必要になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記第１〜第３の従来技術ではインバータ５５の直流側にリアクトルが使用されており、これが装置の小型化を阻害している。
また、第１、第３の従来技術では、インバータ５５の直流側に１組の上下アームを付加する必要があり、低価格化の妨げとなる。
更に、第２の従来技術では共振コンデンサ５４の耐圧が直流リンク電圧の２倍になって大型化し、同様に第４の従来技術でもコンデンサ６９が大型化するため、何れの場合も装置全体の小型化を損なうといった問題がある。
そこで本発明は、上述した種々の問題点を解消し、安価で簡単な構成により、平滑コンデンサの容量を低減して装置の小型化を可能にした絶縁形電力変換装置を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電圧源と、この直流電圧源に接続されて半導体スイッチング素子の動作により直流電力を交流電力に変換する電圧形インバータと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続されて二次側の負荷との間を絶縁するトランスと、を備えた絶縁形電力変換装置において、前記トランスの巻線に設けられたタップと前記インバータの直流入力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、直流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネルギー吸収要素により吸収するものである。
【０００８】
図１は請求項１に記載した発明の概念図であり、この図において１００は直流電圧源、２００は単相電圧形インバータ等のインバータ、３００はトランス、４００は交流負荷等の負荷、５００はエネルギー吸収要素である。ここで、エネルギー吸収要素５００は、請求項１２、請求項１３に記載するようにコンデンサ単体またはコンデンサとリアクトルとの直列共振回路により構成される。
図１において、トランス３００の一次側（電源側）には中間タップが設けられており、エネルギー吸収要素５００は、前記中間タップとインバータ２００の直流入力端子の一端との間に接続されている。
直流電圧源１００は直流電源を単独で用いるか、あるいは、単相または多相交流電源を単相または多相コンバータにより直流電源に変換したものでも良い。インバータ２００は単相または多相電圧形インバータであれば良く、その出力相数に合わせてトランス３００の相数が決定される。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、交流電圧源と、この交流電圧源に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、このトランスの二次側と負荷との間に接続されて半導体スイッチング素子の動作により交流電力を直流電力に変換するコンバータと、を備えた絶縁形電力変換装置において、前記トランスの巻線に設けられたタップと前記コンバータの直流出力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、前記コンバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、交流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネルギー吸収要素により吸収するものである。
【００１０】
図３は請求項２に記載した発明の概念図であり、図１と同一の構成要素には同一番号を付してある。なお、１５０は交流電圧源、４５０は直流負荷等の負荷、６００は単相フルブリッジコンバータ等のコンバータである。
この発明では、トランス３００の二次側（負荷側）に中間タップが設けられており、エネルギー吸収要素５００は、前記中間タップとコンバータ６００の直流出力端子の一端との間に接続されている。
交流電圧源１５０は単相交流電源、多相交流電源等であり、その相数に合わせてトランス３００及びコンバータ６００の相数が決定される。
【００１１】
図２、図４は請求項１３に記載した発明の概念図であり、図１、図３におけるエネルギー吸収要素５００を具体化したものである。
すなわち、エネルギー吸収要素５００はコンデンサ５０１とリアクトル５０２との直列共振回路により構成されている。ここで、リアクトル５０２の鉄心はトランス３００の鉄心と共用しても良い。
なお、請求項１２に記載するように、エネルギー吸収要素５００をコンデンサ単体によって構成しても良い。
【００１２】
前述した図２において、インバータ２００の各相上下アームの上側すべてのスイッチング素子または下側すべてのスイッチング素子をオンさせるスイッチングモードを選択することにより、インバータ２００から零電圧ベクトルを出力させることができる。この零電圧ベクトルモードでは、インバータ２００の交流出力端子から見ると、コンデンサ５０１またはリアクトル５０２の電圧は零相電圧となる。
また、図４のコンバータ６００を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、コンバータ６００の交流入力端子から見ても、コンデンサ５０１またはリアクトル５０２の電圧は零相電圧となる。
【００１３】
図２のインバータ２００から出力される零相電圧はトランス３００の出力線間電圧には現れないので、負荷４００側へは影響を与えない。すなわち、正相分について考えると、トランス３００に印加する電圧に関して従来と同様の電圧形インバータとして動作する。
一方、零相分について考えると、零電圧ベクトルの出力時には、インバータ２００の複数の上下アームをあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチングする１つの上下アームのように見なすことができ、従来の付加アームと同じ動作を行わせることができる。また、トランス３００は漏れインダクタンスの値を持つリアクトルと見なすことができる。
【００１４】
すなわち、図２のインバータ２００や図４のコンバータ６００の零電圧ベクトルモードの動作（零相電圧の制御動作）により、図１９や図２１の従来技術における上下アーム５２，６６と等価な動作を行わせることができ、上下アームを別個に付加しなくてもエネルギー吸収要素５００の電圧制御が可能になる。
よって、電圧源側と負荷側との間で発生する電力リプルを、上下アーム等を付加することなくエネルギー吸収要素５００によって吸収可能になり、平滑コンデンサの容量低減や装置の小型軽量化、低価格化が可能になる。
【００１５】
請求項３以下の発明は、前記請求項１，２の発明をより具体化したものであり、請求項３，４記載の発明は、電圧源側で発生する電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収する。このうち、請求項３ではトランスの電圧源側の巻線に中間タップを設け、請求項４ではトランスの負荷側の巻線に中間タップを設けるものである。
更に、請求項５，６記載の発明は、負荷側で発生する電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収する。このうち、請求項５ではトランスの電圧源側の巻線に中間タップを設け、請求項６ではトランスの負荷側の巻線に中間タップを設けるものである。
【００１６】
請求項７記載の発明は、請求項１記載の絶縁形電力変換装置において、直流電圧源が、単相交流電源とその出力側に接続された単相コンバータとにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、直流電圧源側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００１７】
請求項８記載の発明は、請求項２記載の絶縁形電力変換装置において、交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの負荷側巻線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、交流電圧源側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００１８】
請求項９記載の発明は、請求項１記載の絶縁形電力変換装置において、直流電圧源が直流電源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００１９】
請求項１０記載の発明は、請求項２記載の絶縁形電力変換装置において、交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると共に、エネルギー吸収要素が、トランスの負荷源側巻線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収するものである。
【００２０】
請求項１１記載の発明は、単相交流電源と、この交流電源に接続された単相フルブリッジコンバータと、このコンバータの直流出力端子に接続された単相電圧形インバータと、このインバータの交流出力端子に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、を備え、前記コンバータの１組の上下アームの中点とトランスの一次巻線の中間タップとの間にリアクトルを接続すると共に、前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記リアクトルの電流を制御することにより、電力リプルを前記リアクトルにより吸収するものである。
【００２１】
なお、請求項１４に記載するように、前記請求項１０記載の絶縁形電力変換装置では、エネルギー吸収要素を、コンデンサとリアクトルとからなる直列共振回路を２つ並列に接続して構成し、各共振回路により交流電圧源側及び負荷側で発生する電力リプルをそれぞれ吸収することもできる。
また、エネルギー吸収要素にリアクトルを含む発明（請求項１１，１３または１４の発明）では、請求項１５に記載するように、リアクトルの鉄心とトランスの鉄心とを共通にする（トランス内部にリアクトルを組み込んで鉄心を共用する）ことにより、トランス及びリアクトルを一体化して一層の小型化を図ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図５は本発明の第１実施形態を示す回路図であり、請求項７，１２の発明の実施形態に相当する。図において、前記同様に６２は単相交流電源であり、その両端にはリアクトル１０１を介して単相フルブリッジコンバータ６４が接続されている。このコンバータ６４は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４から構成されている。これらの交流電源６２、リアクトル１０１、コンバータ６４は、図１、図２における直流電圧源１００を構成する。
【００２３】
前記コンバータ６４の直流出力端子間には平滑コンデンサ６７及び単相電圧形インバータ５５が接続されている。このインバータ５５は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６から構成されている。
インバータ５５の交流出力端子はトランス３０１の一次巻線（電源側巻線）３０２の両端に接続されていると共に、一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（図では負側端子）との間には、エネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０１が接続されている。
また、トランス３０１の二次巻線（負荷側巻線）３０４の両端にはダイオードブリッジからなる単相全波整流回路５７が接続され、その出力側には平滑リアクトル６８及び平滑コンデンサ６９を介して直流負荷等の負荷４０１が接続されている。
上記構成において、コンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動作させる。この制御動作は公知であるため、ここでは説明を省略する。
【００２４】
本実施形態は、単相電圧形インバータ５５の零電圧ベクトルモードに着目したものである。すなわち、単相電圧形インバータ５５により零電圧ベクトルを出力するには２組の上アームをすべて導通させる場合と２組の下アームをすべて導通させる場合との２通りのスイッチングパターンがあり、本実施形態ではこの自由度を利用する。電圧形インバータとして三相電圧形インバータを用いる場合には、３組の上アームをすべて導通させるか、３組の下アームをすべて導通させることにより、零電圧ベクトルが出力される。
【００２５】
インバータ５５から出力される零相電圧は出力電圧には現れないので、トランス３０１の二次側の出力電圧には影響せず、負荷４０１への電力供給には問題がない。従って、インバータ５５に着目した正相分の等価回路は図６のようになり、インバータ５５は従来と同様に動作してトランス３０１の一次側に交流電圧を印加する。
一方、零相分について考えると図７のようになり、図５におけるインバータ５５の２組の上下アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つの上下アーム５５’とみなすことができる。ここで、図７の３０２’はトランス３０１の漏れインダクタンスの値を持つリアクトルであり、図１９や図２１におけるリアクトル５３，６５に相当する。
【００２６】
つまり、インバータ５５の上アームのスイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ５、あるいは下アームのスイッチング素子Ｔｒ４及びＴｒ６をオンさせて零電圧ベクトルモードで動作させることにより、等価的に図７の回路が構成される。そして、この図７の上下アーム５５’によって図１９や図２１における上下アーム５２，６６と同様のチョッパ動作を行わせれば、電源側で発生する電力リプルをエネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０１により吸収でき、平滑コンデンサ６７の容量や耐圧を低減させることができる。
【００２７】
なお、インバータ５５のスイッチングに伴うコンデンサ５０１の電流リプルは漏れインダクタンスの値を持つリアクトル３０２’により平滑されるが、漏れインダクタンスだけでは足りない場合には、トランス３０１の中間タップ３０３とコンデンサ５０１との間にトランス３０１と鉄心を共用したリアクトルを更に接続する。また、図５において、負荷４０１側に設けた平滑リアクトル６８はトランス３０１の漏れインダクタンスによって代用することも可能である。
【００２８】
次に、図８は上記インバータ５５の制御回路である。インバータ５５はＰＷＭ制御されるが、そのＰＷＭパルスは例えば図８の制御回路によって作成される。電源側から発生する電力リプルを低減するためにコンデンサ５０１に流す電流指令すなわち零相電流指令値ｉ0 *の作成方法は、前述した平成８年電気学会全国大会予稿集掲載の論文「７１５ ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」等により公知である。
【００２９】
図８において、零相電流指令値ｉ0 *と実際の零相電流検出値ｉ0との偏差を電流制御器（ＡＣＲ）７０２に入力し、零相電圧指令値ｖ0 *を得る。この零相電圧指令値ｖ0 *を、インバータの出力電圧指令値ｖinv *と符号反転器７０１を介した−ｖinv *とに加算し、その加算結果をコンパレータ７０３，７０４にそれぞれ入力する。これらのコンパレータ７０３，７０４では各入力を三角波と比較し、その出力を上下アームで反転させることにより、インバータ５５のスイッチング素子Ｔｒ３〜Ｔｒ６に対するＰＷＭパターンを得る。
つまり、インバータ５５はスイッチングパターンの変化により単相電圧形インバータと２象限チョッパとを重ね合わせた動作を行い、前者は正相分電流を制御し、後者は零相分電流を制御する。
【００３０】
次に、図９は第２実施形態を示す回路図であり、この実施形態は請求項７，１３の発明の実施形態に相当する。
この実施形態では、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（負側端子）との間に、リアクトル５０２とコンデンサ５０１とが直列に接続されており、これらのリアクトル５０２及びコンデンサ５０１によってエネルギー吸収要素としての直列共振回路が構成されている。この共振回路の共振周波数は、電源周波数の２倍に選ばれる。リアクトル５０２の鉄心とトランス３０１の鉄心とを共用することにより、トランス３０１及びリアクトル５０２の一体化による一層の小型化が可能である。その他の構成は図５と同様である。
この実施形態でも、単相フルブリッジコンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動作させる。
【００３１】
図１０はインバータ５５の制御回路であり、インバータ５５に対するＰＷＭパルスを得るための回路である。図８との相違点は、零相電圧指令値ｖ0 *を直接与え、零相電圧を一定に保つことである。図１０において、７０５は電圧制御器（ＡＶＲ）であり、その他の構成は図８と同様である。
本実施形態により、従来では共振コンデンサの耐圧として直流リンク電圧の２倍以上必要であったものが、零相電圧の２倍以上の値となる。例えば、零相電圧が直流リンク電圧の１／２になるように零相電圧指令値ｖ0 *を設定すれば、コンデンサ５０１の耐圧は従来の１／２程度で良くなる。
この場合、出力に現れる電力リプルは、平滑コンデンサ６７の容量を小さくした場合でも、前述の平成５年電気学会産業応用部門誌（vol.113-D, No.9, p.1106〜p.1107）掲載の論文「単相ＰＷＭコンバータの直流電圧脈動の一抑制策」によって公知のように、共振コンデンサ５０１及び共振リアクトル５０２により低減することができる。
【００３２】
次に、図１１は第３実施形態を示す回路図であり、請求項８，１２の発明の実施形態に相当する。この実施形態では、トランス３０５の一次巻線３０６が単相交流電源６２に直接接続され、二次巻線３０８の両端がリアクトル６３を介して単相フルブリッジコンバータ６４の交流入力端子に接続されている。また、コンバータ６４の直流出力端子の両端に平滑コンデンサ６９及び負荷４０１が接続される。更に、二次巻線３０８の中間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（図では負側端子）との間に、エネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０３が接続されている。コンバータ６４に接続されているリアクトル６３は、トランス３０５の漏れインダクタンスによって代用可能である。
この実施形態においては、コンバータ６４を零電圧ベクトルモードで動作させることにより零相電圧を制御し、コンデンサ５０３に蓄えるエネルギーを制御する。これにより、トランス３０５の二次側に生じる電源の２倍の周波数の電力リプルをコンデンサ５０３により吸収することができ、平滑コンデンサ６９の責務を低減することができる。
【００３３】
図１２はコンバータ６４の制御回路であり、コンバータ６４に対するＰＷＭパルスを得るための回路である。単相フルブリッジコンバータの制御方法は公知であるため、説明を省略するが、ここで特徴的な部分は、零相電流指令値ｉ0 *と零相電圧検出値ｉ0との偏差を電源電流ｉSの電流制御器（ＡＣＲ）７０２に入力し、この電流制御器７０２から出力された零相電圧指令値ｖ0 *を、電流制御器（ＡＣＲ）７０６から出力された値とその符号を反転させた値とにそれぞれ加算する点である。
７０５は平滑コンデンサ６９の直流電圧指令値Ｖdc *と検出値Ｖdcとの偏差が入力される電圧制御器（ＡＶＲ）であり、電源電圧と同相の正弦波（ｓｉｎωst）と電圧制御器７０５の出力とを乗じた結果が電源電流指令値ｉS *となる。そして、この電源電流指令値ｉS *と検出値ｉSとの偏差が前記電流制御器７０６に入力されている。
ここで、零相電流指令値ｉ0 *の作成方法は前述の如く公知である。
【００３４】
次に、図１３は第４実施形態を示す回路図であり、請求項８，１３の発明の実施形態に相当する。この実施形態の構成はおおむね図１１と同様であるが、異なるのは、トランス３０５の二次巻線３０８の中間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（負側端子）との間に、コンデンサ５０３及びリアクトル５０４からなるエネルギー吸収要素としての直列共振回路が接続されている点である。この共振周波数は電源周波数の２倍に選ばれる。
本実施形態の特徴的な部分は、その制御回路において、図１２では零相電流指令値ｉ0 *を加えているが、本実施形態の制御回路（図示せず）では、零相電圧指令値ｖ0 *を、図１２の電流制御器７０６から出力された値とその符号を反転させた値とにそれぞれ直接、加算するようにした点である。
【００３５】
この実施形態では、コンバータ６４を零電圧ベクトルモードで動作させることにより零相電圧を制御し、コンデンサ５０３及びリアクトル５０４に蓄えるエネルギーを制御する。これにより、トランス３０５の二次側に生じる電源の２倍の周波数の電力リプルをコンデンサ５０３及びリアクトル５０４により吸収することができ、平滑コンデンサ６９の容量や耐圧の増大を防ぐことができる。
【００３６】
図１４は、第５実施形態を示す回路図であり、請求項９，１２の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、直流電源５１と、その両端に接続された単相電圧形インバータ５５と、その交流出力端子に一次巻線３０２が接続されたトランス３０１と、その二次巻線３０４に交流入力端子が接続された単相全波整流回路５７と、平滑コンデンサ５８と、単相電圧形インバータ５９とから構成され、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端（図では負側端子）との間にエネルギー吸収要素としてのコンデンサ５０１が接続されている。
なお、４０２は交流負荷等の負荷である。
【００３７】
この実施形態のインバータ５５の制御回路は図８と同様であるが、零相電流指令値ｉ0 *は負荷４０２によって発生する電力リプルを吸収できるような値に設定される。
インバータ５５を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、コンデンサ５０１の電圧を制御し、負荷４０２から発生する電力リプルをこのコンデンサ５０１により吸収する。これにより、平滑コンデンサ５８の容量や耐圧も小さくて済む。
【００３８】
図１５は、第６実施形態を示す回路図であり、請求項９，１３の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、トランス３０１の一次巻線３０２の中間タップ３０３とインバータ５５の直流入力端子の一端との間にコンデンサ５０１とリアクトル５０２からなる直列共振回路を接続した点を除けば、図１４の実施形態と構成上、同一である。
共振回路の共振周波数は、インバータ５５の出力周波数の２倍に選ばれる。なお、リアクトル５０２の鉄心とトランス３０１の鉄心とを共用すれば、両者の一体化による小型化が可能になる。
【００３９】
図１６は、第７実施形態を示す回路図であり、請求項１０，１２の発明の実施形態に相当する。この実施形態は実質的に、図１１の実施形態における平滑コンデンサ６９と負荷４０１との間に、単相電圧形インバータ５９を接続したものである。なお、図１６における平滑コンデンサ５８は図１１における平滑コンデンサ６９と実質的に同一であり、また、図１６における負荷４０２と図１１における負荷４０１とは交流負荷であるか直流負荷であるかが異なるだけである。
この実施形態におけるコンバータ６４に対するＰＷＭパルスは図１２の回路により発生させれば良く、負荷４０２によって発生する電力リプルを、コンバータ６４の零電圧ベクトルモードの動作によりコンデンサ５０３の電圧を制御して吸収する。
図示されていないが、中間タップ３０７とコンデンサ５０３との間にリアクトルを挿入して直列共振回路を構成し、その両端電圧をコンバータ６４の零電圧ベクトルモードの動作により制御して電力リプルを吸収しても良い。
【００４０】
図１７は、第８実施形態を示す回路図であり、請求項１０，１４の発明の実施形態に相当する。この実施形態の主要部は図１６の実施形態と同一であるが、異なるのは、トランス３０５の中間タップ３０７とコンバータ６４の直流出力端子の一端（負側端子）との間に、コンデンサ５０３とリアクトル５０４とからなる直列共振回路と、コンデンサ５０５とリアクトル５０６とからなる直列共振回路とを並列に接続した点である。
これらの直列共振回路はいずれもエネルギー吸収要素を構成しており、その共振周波数は、それぞれ電源周波数の２倍とインバータ５９の出力周波数の２倍に選ばれる。つまり、本実施形態においては、単相交流電源６２から発生する電力リプルと負荷４０２から発生する電力リプルの双方を、並列接続された２つの直列共振回路によって吸収するものであり、コンバータ６４の零電圧ベクトルモードの動作により、コンデンサ５０３，５０５の電圧または２つの直列共振回路の両端電圧を制御し、電源６２または負荷４０２で発生する電力リプルを吸収する。
【００４１】
図１８は第９実施形態を示す回路図であり、請求項１１記載の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、単相フルブリッジコンバータ６４の一組の上下アームの中点６４１とトランス３０１の中間タップ３０３との間にエネルギー吸収要素としてのリアクトル５０７を接続したものであり、その他の構成は、図５においてコンデンサ５０１を除去したものと同様である。コンバータ６４は入力電流波形を正弦波にするように動作させるが、この動作は公知であるため、説明を省略する。また、インバータ５５に対するＰＷＭパルスは図８の制御回路によって得ることができる。
この実施形態では、インバータ５５を零電圧ベクトルモードで動作させることにより、リアクトル５０７を流れる電流を制御して電力リプルを吸収し、インバータ５５の直流入力側に設けられた平滑コンデンサ６７の容量を低減させている。なお、零相電圧指令値の作成方法は、前述の平成８年電気学会産業応用部門全国大会予稿集掲載の論文「７９ 単相電圧形ＰＷＭコンバータの直流電力脈動低減方式」により公知である。
本実施形態においても、リアクトル５０７の鉄心をトランス３０１と共用すれば、トランス３０１及びリアクトル５０７の一体化による小型化が可能になる。
【００４２】
上記各実施形態において、エネルギー吸収要素は、トランスの中間タップとインバータの直流入力端子の他端との間、あるいは、コンバータの直流出力端子の他端との間に接続しても良い。
【００４３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電圧形インバータやコンバータを零電圧ベクトルモードで動作させ、コンデンサ単体や直列共振回路からなるエネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、従来付加されていた１組の上下アームに代えて電源側や負荷側の電力リプルをエネルギー吸収要素により吸収させることができ、これによって平滑コンデンサの容量や耐圧を低減することができる。
このように平滑コンデンサの責務を低減し、また、リアクトルをトランスによって代用もしくはその鉄心を共用することにより、装置全体の小型軽量化、低価格化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の概念図である。
【図２】請求項１３に記載した発明の概念図である。
【図３】請求項２に記載した発明の概念図である。
【図４】請求項１３に記載した発明の概念図である。
【図５】第１実施形態を示す回路図である。
【図６】図５の電圧形インバータに着目した正相分の等価回路図である。
【図７】図５の電圧形インバータに着目した零相分の等価回路図である。
【図８】第１実施形態の制御回路図である。
【図９】第２実施形態を示す回路図である。
【図１０】第２実施形態の制御回路図である。
【図１１】第３実施形態を示す回路図である。
【図１２】第３実施形態の制御回路図である。
【図１３】第４実施形態を示す回路図である。
【図１４】第５実施形態を示す回路図である。
【図１５】第６実施形態を示す回路図である。
【図１６】第７実施形態を示す回路図である。
【図１７】第８実施形態を示す回路図である。
【図１８】第９実施形態を示す回路図である。
【図１９】第１の従来技術を示す回路図である。
【図２０】第２の従来技術を示す回路図である。
【図２１】第３の従来技術を示す回路図である。
【図２２】第４の従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１００ 直流電圧源
１５０ 交流電圧源
２００ インバータ
３００ トランス
４００，４５０ 負荷
５００ エネルギー吸収要素
５０１，５０３，５０５ コンデンサ
５０２，５０４，５０６，５０７ リアクトル
６００ コンバータ
５１ 直流電源
５５，５９ 単相電圧形インバータ
５５’ 上下アーム
５７ 単相全波整流回路
５８，６７，６９ 平滑コンデンサ
６２ 単相交流電源
６３，６８，１０１ リアクトル
６４ 単相フルブリッジコンバータ
３０１，３０５ トランス
３０２，３０６ 一次巻線
３０２’ 漏れインダクタンス
３０３，３０７ 中間タップ
３０４，３０８ 二次巻線
４０１，４０２ 負荷
７０１ 符号反転器
７０２，７０６ 電流制御器
７０３，７０４ コンパレータ
７０５ 電圧制御器
Ｔｒ３〜Ｔｒ６，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４ 半導体スイッチング素子
Claims (15)
- 直流電圧源と、この直流電圧源に接続されて半導体スイッチング素子の動作により直流電力を交流電力に変換する電圧形インバータと、前記インバータの交流出力端子に一次側が接続されて二次側の負荷との間を絶縁するトランスと、を備えた絶縁形電力変換装置において、
前記トランスの巻線に設けられたタップと前記インバータの直流入力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、
前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、直流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネルギー吸収要素により吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 交流電圧源と、この交流電圧源に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、このトランスの二次側と負荷との間に接続されて半導体スイッチング素子の動作により交流電力を直流電力に変換するコンバータと、を備えた絶縁形電力変換装置において、
前記トランスの巻線に設けられたタップと前記コンバータの直流出力端子の一端との間にエネルギー吸収要素を接続すると共に、
前記コンバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記エネルギー吸収要素の両端電圧を制御することにより、交流電圧源側または負荷側で発生する電力リプルを前記エネルギー吸収要素により吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１または２記載の絶縁形電力変換装置において、
前記トランスの電圧源側巻線の中間タップに一端が接続されたエネルギー吸収要素により、電圧源側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１または２記載の絶縁形電力変換装置において、
前記トランスの負荷側巻線の中間タップに一端が接続されたエネルギー吸収要素により、電圧源側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１または２記載の絶縁形電力変換装置において、
前記トランスの電圧源側巻線の中間タップに一端が接続されたエネルギー吸収要素により、負荷側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１または２記載の絶縁形電力変換装置において、
前記トランスの負荷側巻線の中間タップに一端が接続されたエネルギー吸収要素により、負荷側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１記載の絶縁形電力変換装置において、
前記直流電圧源が、単相交流電源とその出力側に接続された単相コンバータとにより構成されると共に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、直流電圧源側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項２記載の絶縁形電力変換装置において、
前記交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると共に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの負荷側巻線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、交流電圧源側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１記載の絶縁形電力変換装置において、
前記直流電圧源が直流電源のみにより構成されると共に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの電圧源側巻線の中間タップと単相電圧形インバータの直流入力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項２記載の絶縁形電力変換装置において、
前記交流電圧源が単相交流電源のみにより構成されると共に、前記エネルギー吸収要素が、トランスの負荷側巻線の中間タップと単相コンバータの直流出力端子の一端との間に接続され、このエネルギー吸収要素が、負荷側で発生する電力リプルを吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 単相交流電源と、この交流電源に接続された単相フルブリッジコンバータと、このコンバータの直流出力端子に接続された単相電圧形インバータと、このインバータの交流出力端子に一次側が接続されて負荷との間を絶縁するトランスと、を備え、
前記コンバータの１組の上下アームの中点と前記トランスの一次巻線の中間タップとの間にリアクトルを接続すると共に、
前記インバータを零電圧ベクトルモードで動作させて前記リアクトルの電流を制御することにより、電力リプルを前記リアクトルにより吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１〜１０の何れか１項に記載の絶縁形電力変換装置において、
前記エネルギー吸収要素がコンデンサであることを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１〜１０の何れか１項に記載の絶縁形電力変換装置において、
前記エネルギー吸収要素がコンデンサとリアクトルとからなる直列共振回路であることを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１０記載の絶縁形電力変換装置において、
前記エネルギー吸収要素が、コンデンサとリアクトルとからなる直列共振回路を２つ並列に接続して構成され、各共振回路により交流電圧源側及び負荷側で発生する電力リプルをそれぞれ吸収することを特徴とする絶縁形電力変換装置。 - 請求項１１，１３または１４の何れか１項に記載の絶縁形電力変換装置において、
前記エネルギー吸収要素を構成するリアクトルの鉄心とトランスの鉄心とを共用したことを特徴とする絶縁形電力変換装置。
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