JPH0652992B2 - 変換器の制御回路 - Google Patents
変換器の制御回路Info
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- JPH0652992B2 JPH0652992B2 JP61283774A JP28377486A JPH0652992B2 JP H0652992 B2 JPH0652992 B2 JP H0652992B2 JP 61283774 A JP61283774 A JP 61283774A JP 28377486 A JP28377486 A JP 28377486A JP H0652992 B2 JPH0652992 B2 JP H0652992B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、変換器の出力電圧を高精度でかつ歪率の低
い正弦波電圧に抑制する変換器の制御開口に関するもの
である。
い正弦波電圧に抑制する変換器の制御開口に関するもの
である。
第５図は例えばインテレツク（Intelec）1983（oct 18
〜21，Tokyo）論文集、P.205〜212、「インバータアウ
トプット ボルテージ ウエープフオーム クローズド
ループ コントロールテクニーク（Inverter Output Vo
ltage Waveform Closed Loop Control Technique）」に
示された従来のインバータ制御回路を、本発明と同様の
形式に書き改めたブロツク接続図であり、１はインバー
タ主回路、２，３は交流フイルターを構成するリアクト
ルおよびコンデンサ、Ｃは直流電源、５は負荷、７はイ
ンバータ主回路１用のドライブ回路、８０１は正弦波の
基準電圧を発生する交流基準電圧発生回路、８０２は増
巾器、８０３はＰＷＭ変調回路で、これは比較回路８０
３ａおよび搬送波発生回路８０３ｂから構成されてい
る。
〜21，Tokyo）論文集、P.205〜212、「インバータアウ
トプット ボルテージ ウエープフオーム クローズド
ループ コントロールテクニーク（Inverter Output Vo
ltage Waveform Closed Loop Control Technique）」に
示された従来のインバータ制御回路を、本発明と同様の
形式に書き改めたブロツク接続図であり、１はインバー
タ主回路、２，３は交流フイルターを構成するリアクト
ルおよびコンデンサ、Ｃは直流電源、５は負荷、７はイ
ンバータ主回路１用のドライブ回路、８０１は正弦波の
基準電圧を発生する交流基準電圧発生回路、８０２は増
巾器、８０３はＰＷＭ変調回路で、これは比較回路８０
３ａおよび搬送波発生回路８０３ｂから構成されてい
る。
次に動作について説明する。
コンデンサ３の端子間には、ＰＷＭ変調回路８０３の制
御出力に応じた正弦波状の出力電圧が得られる。一方、
交流基準電圧発生回路８０１の正弦波基準電圧と上記出
力電圧とが一致するように、増巾器８０２とＰＷＭ変調
回路８０３とがインバータ主回路１のスイッチングを制
御する。
御出力に応じた正弦波状の出力電圧が得られる。一方、
交流基準電圧発生回路８０１の正弦波基準電圧と上記出
力電圧とが一致するように、増巾器８０２とＰＷＭ変調
回路８０３とがインバータ主回路１のスイッチングを制
御する。
また、ＰＷＭ変調回路８０３は三角波状の搬送波発生回
路８０３ｂと比較回路８０３ａとから構成されており、
増巾器８０２からの電圧偏差を増巾したほぼ正弦波状の
信号にもとづき、ＰＷＭ変調回路８０３のスイッチング
時点を決定している。実際には、増巾器８０２は安定性
の点から有限のゲインしか有していないため、交流基準
電圧発生回路８０１に対して、インバータの出力電圧は
若干の偏差を持つた状態でインバータの出力電圧が、上
記交流基準電圧発生回路８０１よりの基準電圧を追従す
るように動作する。
路８０３ｂと比較回路８０３ａとから構成されており、
増巾器８０２からの電圧偏差を増巾したほぼ正弦波状の
信号にもとづき、ＰＷＭ変調回路８０３のスイッチング
時点を決定している。実際には、増巾器８０２は安定性
の点から有限のゲインしか有していないため、交流基準
電圧発生回路８０１に対して、インバータの出力電圧は
若干の偏差を持つた状態でインバータの出力電圧が、上
記交流基準電圧発生回路８０１よりの基準電圧を追従す
るように動作する。
従来の変換器の制御回路は以上のように構成されている
ので、インバータ等の変換器はこれを出力側から見たと
き、非常に低インピーダンスの電圧源として動作してい
る。そこで、このインバータの負荷側で短絡事故が生じ
たり、トランスの投入によるインラツシユ電流が流れた
りしたときに、出力電流が流れすぎて、過電流状態にな
りやすく、保護が困難になつていた。また、整流器など
の高調波を多く発生する負荷を接続すると、上記のよう
な制御の原理上、電圧偏差が生じて始めてそれを補正す
る制御動作を行っているため、負荷高調波に応じた電圧
歪がどうしても残るという問題点があつた。
ので、インバータ等の変換器はこれを出力側から見たと
き、非常に低インピーダンスの電圧源として動作してい
る。そこで、このインバータの負荷側で短絡事故が生じ
たり、トランスの投入によるインラツシユ電流が流れた
りしたときに、出力電流が流れすぎて、過電流状態にな
りやすく、保護が困難になつていた。また、整流器など
の高調波を多く発生する負荷を接続すると、上記のよう
な制御の原理上、電圧偏差が生じて始めてそれを補正す
る制御動作を行っているため、負荷高調波に応じた電圧
歪がどうしても残るという問題点があつた。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、変換器の出力電圧の過渡応答が良く、線形負
荷，非線形負荷のどちらにも高精度で歪率の少ない正弦
波電圧を供給し、変換器の過電流に対する保護が容易、
かつ確実な変換器の制御回路を得ることを目的とする。
たもので、変換器の出力電圧の過渡応答が良く、線形負
荷，非線形負荷のどちらにも高精度で歪率の少ない正弦
波電圧を供給し、変換器の過電流に対する保護が容易、
かつ確実な変換器の制御回路を得ることを目的とする。
この発明に係る変換器の制御回路は、フイルタを通した
後の交流出力電圧が、目的とする値の正弦波電圧となる
ために必要な変換器の出力電流の指令値を、負荷電流に
関する情報、出力フイルタの並列コンデンサに流すべき
電流に関する情報、出力電圧の所望の平均値に基づいて
交流正弦波電圧基準の振幅を調整し、この交流正弦波電
圧基準を指令値として瞬時電圧を制御して得た情報など
から生成し、この電流指令値に瞬時に追従する電流マイ
ナーループを設けることによつて、常に出力短絡などの
過電流に対し、マイナーループの電流制限機能で保護す
るとともに、出力電圧にもとつぎ、交流正弦波電圧基準
を僅かに変化させ、正弦波を発生するように構成したも
のである。
後の交流出力電圧が、目的とする値の正弦波電圧となる
ために必要な変換器の出力電流の指令値を、負荷電流に
関する情報、出力フイルタの並列コンデンサに流すべき
電流に関する情報、出力電圧の所望の平均値に基づいて
交流正弦波電圧基準の振幅を調整し、この交流正弦波電
圧基準を指令値として瞬時電圧を制御して得た情報など
から生成し、この電流指令値に瞬時に追従する電流マイ
ナーループを設けることによつて、常に出力短絡などの
過電流に対し、マイナーループの電流制限機能で保護す
るとともに、出力電圧にもとつぎ、交流正弦波電圧基準
を僅かに変化させ、正弦波を発生するように構成したも
のである。
この発明における変換器の制御回路は正弦波出力電圧を
生じるための変換器電流指令値を、交流正弦波電圧基準
と、変換器の出力電圧にもとづき求めた出力フイルタの
並列コンデンサに流すべき電流値と、負荷に流すべき電
流値との和で与えられ、交流正弦波電圧基準は出力電圧
により僅かに補正されているので、変換器の出力電流
が、電流マイナーループにより上記指令値に瞬時応答す
ることによつて、インバータのフイルターコンデンサと
負荷インピーダンスの並列回路に、所定の正弦波電圧を
発生させるために必要な電流が流され、その結果、常に
高精度の正弦波出力電圧が得られるように動作する。
生じるための変換器電流指令値を、交流正弦波電圧基準
と、変換器の出力電圧にもとづき求めた出力フイルタの
並列コンデンサに流すべき電流値と、負荷に流すべき電
流値との和で与えられ、交流正弦波電圧基準は出力電圧
により僅かに補正されているので、変換器の出力電流
が、電流マイナーループにより上記指令値に瞬時応答す
ることによつて、インバータのフイルターコンデンサと
負荷インピーダンスの並列回路に、所定の正弦波電圧を
発生させるために必要な電流が流され、その結果、常に
高精度の正弦波出力電圧が得られるように動作する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示すブロツク図である。第１
図において、１はインバータ主回路であり、これは例え
ば第２図(a)，(b)に示すような単相または３相のスイツ
チング素子S1〜S4，S5〜S10のフルブリツジ構成のイン
バータを１〜２ＫＨＺ程度以上の三角波キヤリアでＰＷ
Ｍ変調するものなどがその例である。２と３はフイルタ
用のリアクトルとコンデンサ、５は負荷、６ａはインバ
ータ電流ＩＡの検出器、６ｂは負荷電流ＩＬの検出器、
６ｃはインバータ出力電圧ＶＣを検出する電圧検出器で
ある。なお、簡単のため、直流電源は省略している。図
において、８００番台の番号は制御回路の構成要素であ
ることを示す。すなわち、８０１は正弦波の基準電圧を
発生する交流基準電圧発生回路、８０４は乗算器であ
り、電圧振幅指令Ｅと正弦波とを入力として交流正弦波
電圧基準ＶＣ ＊＝Ｅsinωtを出力する。８０５はCPcos
ωtの発生回路、８０６は乗算器であり、電圧振幅指令
ＥとCPcosωtとを入力として、ＶＣ ＊に対して９０°進
んだコンデンサ３に流すべき電流のバイアス分ＩC *を出
力する。８０７はこれらの基準値の時間ベースとなるク
ロツク発生回路である。８０８は電圧偏差検出回路、８
０９は瞬時電圧制御回路で、制御信号ＪＣを発生する。
８１０は負荷電流の検出値ＩＬにもとづき、負荷電流の
フイードフオワード制御信号ＩL *を発生するフイードフ
オワード制御信号発生回路、８１１は以上３つの信号、
ＩC *，ＪＣ，ＩL *の和であるインバータ電流指令値ＩA *
を求める加算回路である。８１２はインバータ電流指令
値ＩA *をインバータの許容電流以下に制限するリミツ
タ、８１３は誤差検出回路、８１４は電流制御増幅器、
８１５はインバータ電流ＩＡのＰＷＭ変調によるリツプ
ル分を除去するローパスフイルタ、８０３はＰＷＭ変調
回路で、これは例えば第３図に示す三角波状の搬送波発
生回路８０３ａと比較回路８０３ｂとより構成される。
８１６はインバータ出力電圧ＶＣから振幅を検出する振
幅検出回路、８１７は電圧振幅偏差検出回路、８１８は
電圧制御回路で、交流正弦波電圧基準の振幅Ｅを発生す
る。
図はこの発明の一実施例を示すブロツク図である。第１
図において、１はインバータ主回路であり、これは例え
ば第２図(a)，(b)に示すような単相または３相のスイツ
チング素子S1〜S4，S5〜S10のフルブリツジ構成のイン
バータを１〜２ＫＨＺ程度以上の三角波キヤリアでＰＷ
Ｍ変調するものなどがその例である。２と３はフイルタ
用のリアクトルとコンデンサ、５は負荷、６ａはインバ
ータ電流ＩＡの検出器、６ｂは負荷電流ＩＬの検出器、
６ｃはインバータ出力電圧ＶＣを検出する電圧検出器で
ある。なお、簡単のため、直流電源は省略している。図
において、８００番台の番号は制御回路の構成要素であ
ることを示す。すなわち、８０１は正弦波の基準電圧を
発生する交流基準電圧発生回路、８０４は乗算器であ
り、電圧振幅指令Ｅと正弦波とを入力として交流正弦波
電圧基準ＶＣ ＊＝Ｅsinωtを出力する。８０５はCPcos
ωtの発生回路、８０６は乗算器であり、電圧振幅指令
ＥとCPcosωtとを入力として、ＶＣ ＊に対して９０°進
んだコンデンサ３に流すべき電流のバイアス分ＩC *を出
力する。８０７はこれらの基準値の時間ベースとなるク
ロツク発生回路である。８０８は電圧偏差検出回路、８
０９は瞬時電圧制御回路で、制御信号ＪＣを発生する。
８１０は負荷電流の検出値ＩＬにもとづき、負荷電流の
フイードフオワード制御信号ＩL *を発生するフイードフ
オワード制御信号発生回路、８１１は以上３つの信号、
ＩC *，ＪＣ，ＩL *の和であるインバータ電流指令値ＩA *
を求める加算回路である。８１２はインバータ電流指令
値ＩA *をインバータの許容電流以下に制限するリミツ
タ、８１３は誤差検出回路、８１４は電流制御増幅器、
８１５はインバータ電流ＩＡのＰＷＭ変調によるリツプ
ル分を除去するローパスフイルタ、８０３はＰＷＭ変調
回路で、これは例えば第３図に示す三角波状の搬送波発
生回路８０３ａと比較回路８０３ｂとより構成される。
８１６はインバータ出力電圧ＶＣから振幅を検出する振
幅検出回路、８１７は電圧振幅偏差検出回路、８１８は
電圧制御回路で、交流正弦波電圧基準の振幅Ｅを発生す
る。
このように、この実施例の制御回路は瞬時電流制御を行
う電流マイナーループと、瞬時電圧偏差から瞬時補償電
流を求める瞬時電圧制御ループと、出力電圧の振幅を制
御する電圧制御ループとから構成されている。
う電流マイナーループと、瞬時電圧偏差から瞬時補償電
流を求める瞬時電圧制御ループと、出力電圧の振幅を制
御する電圧制御ループとから構成されている。
次に、上記実施例の動作を第１図を参照しながら説明す
る。インバータが正弦波交流電圧を出力するために流す
べき電流指令値ＩA *を求め、この指令値ＩA *に対して電
流マイナーループによりインバータ電流ＩＡを瞬時に応
答させ、交流基準電圧に追従した正弦波出力電圧を得
る。すなわち、この電流マイナーループの動作は次の通
りである。インバータ出力電流ＩＡは検出器６ａで検出
されて検出信号ＩＡ１となり、ローパスフイルタ８１５
によつてＰＷＭ変調によるリツプル分を除去された検出
信号ＩＡ２となる。インバータが交流基準電圧を出力す
るために流すべき電流指令値ＩA *とインバータ電流ＩＡ
との誤差を誤差検出回路８１３で検出し、増巾器８１４
で増巾する。そして、この増巾器８１４の出力信号Ｉ
Ｅ１がＰＷＭ変調回路８０３の入力となり、これの変調
出力をインバータに加えて、ＰＷＭ制御する。この電流
マイナーループは、遅れを小さくし、ゲインを高くする
ことによつて瞬時応答させることができる。
る。インバータが正弦波交流電圧を出力するために流す
べき電流指令値ＩA *を求め、この指令値ＩA *に対して電
流マイナーループによりインバータ電流ＩＡを瞬時に応
答させ、交流基準電圧に追従した正弦波出力電圧を得
る。すなわち、この電流マイナーループの動作は次の通
りである。インバータ出力電流ＩＡは検出器６ａで検出
されて検出信号ＩＡ１となり、ローパスフイルタ８１５
によつてＰＷＭ変調によるリツプル分を除去された検出
信号ＩＡ２となる。インバータが交流基準電圧を出力す
るために流すべき電流指令値ＩA *とインバータ電流ＩＡ
との誤差を誤差検出回路８１３で検出し、増巾器８１４
で増巾する。そして、この増巾器８１４の出力信号Ｉ
Ｅ１がＰＷＭ変調回路８０３の入力となり、これの変調
出力をインバータに加えて、ＰＷＭ制御する。この電流
マイナーループは、遅れを小さくし、ゲインを高くする
ことによつて瞬時応答させることができる。
次に、電流指令値ＩA *の求め方と瞬時電圧制御ループの
動作を説明する。インバータが流すべき電流は、コンデ
ンサ３に流れる電流ＩＣと負荷電流ＩＬである。従つ
て、インバータ電流指令値ＩA *は、コンデンサ電流指令
ＩC *と負荷電流指令値ＩL *に電圧偏差を最小にするため
の補正分ＪＣを加えたものである。
動作を説明する。インバータが流すべき電流は、コンデ
ンサ３に流れる電流ＩＣと負荷電流ＩＬである。従つ
て、インバータ電流指令値ＩA *は、コンデンサ電流指令
ＩC *と負荷電流指令値ＩL *に電圧偏差を最小にするため
の補正分ＪＣを加えたものである。
コンデンサ電流指令値ＩC *は、次のように求められる。
コンデンサの電圧ＶＣＰと電流ＩＣの関係は次式で表わ
される。
コンデンサの電圧ＶＣＰと電流ＩＣの関係は次式で表わ
される。
従つて、所定の正弦波電圧を得るためにコンデンサに流
れるべき電流は、交流基準電圧Ｅsinωtに対し９０°進
んだωＣＰＥcosωtである。電流ループがこの目標値を
追従することにより、無負荷状態でインバータは定格電
圧を確立することができる。このようにして無負荷電圧
を確立させた状態では、インバータは電流源に並列コン
デンサを接続した状態で動作しているため、通常の正弦
波インバータに要求される低インピーダンスの電圧源と
しての特性を有していない。そこで、この発明では、イ
ンバータの電流マイナーループを負荷の要求する電流に
高速で追従するように構成することによつて、負荷から
見て低インピーダンスの電圧源になるようにしている。
負荷の要求する電流は、整流器負荷などでは多くの高調
波を含んだ歪波形となる。この歪電流波形をフイードフ
オワード信号として与え遅れなくインバータが出力する
ことによつて、電流源的インバータを見かけ上正弦波電
圧源になるように構成している。
れるべき電流は、交流基準電圧Ｅsinωtに対し９０°進
んだωＣＰＥcosωtである。電流ループがこの目標値を
追従することにより、無負荷状態でインバータは定格電
圧を確立することができる。このようにして無負荷電圧
を確立させた状態では、インバータは電流源に並列コン
デンサを接続した状態で動作しているため、通常の正弦
波インバータに要求される低インピーダンスの電圧源と
しての特性を有していない。そこで、この発明では、イ
ンバータの電流マイナーループを負荷の要求する電流に
高速で追従するように構成することによつて、負荷から
見て低インピーダンスの電圧源になるようにしている。
負荷の要求する電流は、整流器負荷などでは多くの高調
波を含んだ歪波形となる。この歪電流波形をフイードフ
オワード信号として与え遅れなくインバータが出力する
ことによつて、電流源的インバータを見かけ上正弦波電
圧源になるように構成している。
しかし実際には電流マイナーループの遅れや誤差によ
り、例えば２０次以上の高次の高調波成分には容易に追
従することができない。また、ＰＷＭの変調によるリツ
プル成分が出力に出る。これらの高次調波成分はインバ
ータのフイルターコンデンサＣＰ３により供給され、正
弦波出力を得るようにしている。
り、例えば２０次以上の高次の高調波成分には容易に追
従することができない。また、ＰＷＭの変調によるリツ
プル成分が出力に出る。これらの高次調波成分はインバ
ータのフイルターコンデンサＣＰ３により供給され、正
弦波出力を得るようにしている。
次に、補正分ＪＣを出力する瞬時電圧制御ループの目的
と動作について説明するる。以上説明した制御系は、コ
ンデンサ電流ＩＣを予定の正弦波電流ＩC *に追従させる
フイードバツク制御に、負荷電流指令値ＩL *をフイード
フオワードしたものである。その外に設けた電圧制御の
メジヤーループは、次のような種々の変動や不確定要素
による出力電圧の正弦波からの乱れを修正し、系を安定
化させる動きを持たせている。
と動作について説明するる。以上説明した制御系は、コ
ンデンサ電流ＩＣを予定の正弦波電流ＩC *に追従させる
フイードバツク制御に、負荷電流指令値ＩL *をフイード
フオワードしたものである。その外に設けた電圧制御の
メジヤーループは、次のような種々の変動や不確定要素
による出力電圧の正弦波からの乱れを修正し、系を安定
化させる動きを持たせている。
(I)負荷電流の変化率が大きすぎて、インバータが追従
しきれぬことによる出力電圧の乱れ (II)インバータの直流入力電圧の急変による電流ループ
の偏差にもとづく出力電圧の乱れ (III)素子のスイツチング遅れとインバータアーム短絡
防止時間Ｔｄによる電流偏差 このような原因により電圧が乱れることによつて、負荷
電流が本来の波形と異なるものとなるのでそれを検出
し、フイードフオワードすると、さらに電圧が乱れるこ
とになり、不安定な系となる。このような原因にもとづ
く出力電圧の瞬間的な乱れを修正し、系を安定化させる
ために、瞬時電圧制御系は補正信号ＪＣを高速応答で出
力し、出力電圧を正弦波に保つ作用をする。
しきれぬことによる出力電圧の乱れ (II)インバータの直流入力電圧の急変による電流ループ
の偏差にもとづく出力電圧の乱れ (III)素子のスイツチング遅れとインバータアーム短絡
防止時間Ｔｄによる電流偏差 このような原因により電圧が乱れることによつて、負荷
電流が本来の波形と異なるものとなるのでそれを検出
し、フイードフオワードすると、さらに電圧が乱れるこ
とになり、不安定な系となる。このような原因にもとづ
く出力電圧の瞬間的な乱れを修正し、系を安定化させる
ために、瞬時電圧制御系は補正信号ＪＣを高速応答で出
力し、出力電圧を正弦波に保つ作用をする。
従つて、瞬時電圧制御ループにより歪率は小さくなる
が、このループが働くということは、電圧が瞬間的に乱
れたことを意味するものであり、歪率は良好でも、電圧
を高精度に制御するのは困難である。
が、このループが働くということは、電圧が瞬間的に乱
れたことを意味するものであり、歪率は良好でも、電圧
を高精度に制御するのは困難である。
このような問題がないように、振幅指令Ｅ＊と出力電圧
の振幅検出回路８１６の出力より、僅かに振幅指令を変
化させる電圧制御回路８１８を設け、電圧精度を高くし
ている。この制御系は、Ｅ＊を数％制御し、応答も５サ
イクル程度のもので十分である。
の振幅検出回路８１６の出力より、僅かに振幅指令を変
化させる電圧制御回路８１８を設け、電圧精度を高くし
ている。この制御系は、Ｅ＊を数％制御し、応答も５サ
イクル程度のもので十分である。
上記の３つの信号ＩC *，ＩL *，ＪＣの和をリミツタ８１
２に通して、素子の許容電流以下に制限した信号を電流
マイナーループの基準として与えることにより、出力過
電流はインバータ自身の特性により抑制され、使い易い
インバータとなる。
２に通して、素子の許容電流以下に制限した信号を電流
マイナーループの基準として与えることにより、出力過
電流はインバータ自身の特性により抑制され、使い易い
インバータとなる。
なお、上記実施例では単相インバータの場合について説
明したが、ＰＷＭ変調インバータを制御するこの概念
は、各相毎に同様の制御回路を用いて、三相交流基準電
圧を与えることにより、三相インバータに適用できる。
明したが、ＰＷＭ変調インバータを制御するこの概念
は、各相毎に同様の制御回路を用いて、三相交流基準電
圧を与えることにより、三相インバータに適用できる。
さらに上記実施例では電圧形インバータの場合について
説明したが、第４図に示すように高周波インバータ９０
０の出力をサイクロコンバータ９０１により制御して任
意の周波数を得、その出力をフイルター９０２を通して
から正弦波とし、負荷に供給するインバータブラスサイ
クロコンバータ方式にも同様に適用しうる。
説明したが、第４図に示すように高周波インバータ９０
０の出力をサイクロコンバータ９０１により制御して任
意の周波数を得、その出力をフイルター９０２を通して
から正弦波とし、負荷に供給するインバータブラスサイ
クロコンバータ方式にも同様に適用しうる。
上記説明ではコンデンサの電圧で説明しているが出力母
線の電圧と同一であるので出力母線電圧としてもよい。
線の電圧と同一であるので出力母線電圧としてもよい。
以上のように、この発明によれば、交流正弦波出力電圧
を生じるための変換器の電流指令値を作り、この電流指
令値に変換器の電流が追従するよう瞬時値制御を行うよ
うに構成したので、インバータ出力電圧の精度、過渡応
答が良く、また負荷高調波に対し歪率が少なく、負荷の
突入電流や短絡に対してスイッチング素子の過電流保護
を電流マイナーループで確実に行えるという効果があ
る。
を生じるための変換器の電流指令値を作り、この電流指
令値に変換器の電流が追従するよう瞬時値制御を行うよ
うに構成したので、インバータ出力電圧の精度、過渡応
答が良く、また負荷高調波に対し歪率が少なく、負荷の
突入電流や短絡に対してスイッチング素子の過電流保護
を電流マイナーループで確実に行えるという効果があ
る。
第１図はこの発明の一実施例による変換器の制御回路を
示すブロツク接続図、第２図はこの発明の対象とするイ
ンバータの回路図、第３図はＰＷＭ変調回路のブロツク
接続図、第４図はこの発明の他の実施例を示すブロツク
図、第５図は従来のインバータ制御回路のブロツク接続
図である。 １はインバータ主回路、３はコンデンサ、８０１は交流
基準電圧発生回路、８０３はＰＷＭ変調回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
示すブロツク接続図、第２図はこの発明の対象とするイ
ンバータの回路図、第３図はＰＷＭ変調回路のブロツク
接続図、第４図はこの発明の他の実施例を示すブロツク
図、第５図は従来のインバータ制御回路のブロツク接続
図である。 １はインバータ主回路、３はコンデンサ、８０１は交流
基準電圧発生回路、８０３はＰＷＭ変調回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
Claims (4)
- 【請求項１】変換器をスイッチング制御して出力電圧を
所望の平均値を持つ正弦波とする変換器の制御回路にお
いて、上記出力電圧の所望の平均値に基づいて交流正弦
波電圧基準の振幅を調整し、この交流正磁波電圧基準を
指令値として瞬時電圧を制御して得た第１の電流指令値
成分と、上記出力電圧の所望の平均値に基づいて出力フ
ィルタの並列コンデンサに流すべき電流値として求めた
第２の電流指令値成分と、負荷に流すべき電流値として
求めた第３の電流指令値成分とを加算し、上記変換器の
出力電流指令値を生成する加算回路と、この加算回路よ
りの出力電流指令値に瞬時に追従する電流マイナールー
プとを設けたことを特徴とする変換器の制御回路。 - 【請求項２】変換器は電圧形インバータであることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の変換器の制御回
路。 - 【請求項３】変換器は出力交流電力の周波数より高い周
波数の交流電源を任意の周波数に変換するサイクロコン
バータであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の変換器の制御回路。 - 【請求項４】電流マイナーループはインバータ主回路よ
りのインバータ電流を検出する検出器と、この検出器よ
りの検出信号よりPWM変調によるリップル分を除去する
ローパスフィルタと、変換器が交流基準電圧を出力する
ために流すべき電流指令値と上記ローパスフィルタより
のインバータ電流との誤差を検出する誤差検出回路と、
この誤差検出回路よりの出力を増幅した信号を入力とす
るPWM変調回路と、このPWM変調回路よりの変調出力でPW
M制御されるインバータとで構成されたことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の変換器の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61283774A JPH0652992B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 変換器の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61283774A JPH0652992B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 変換器の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63136968A JPS63136968A (ja) | 1988-06-09 |
| JPH0652992B2 true JPH0652992B2 (ja) | 1994-07-06 |
Family
ID=17669947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61283774A Expired - Lifetime JPH0652992B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 変換器の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0652992B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100472528B1 (ko) * | 2002-04-09 | 2005-03-07 | 건국대학교 산학협력단 | 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의제어 방법 |
| JP5221016B2 (ja) * | 2006-09-07 | 2013-06-26 | 株式会社東芝 | 車両用電源装置及び電源装置制御システム |
-
1986
- 1986-11-28 JP JP61283774A patent/JPH0652992B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63136968A (ja) | 1988-06-09 |
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