JP2015042076A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機入力端の線間に現れるサージ電圧の振幅を低減可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、変調率演算手段は、インバータが出力する相電圧の振幅と直流電圧との電圧比である変調率を演算して出力する。指令信号生成手段は、変調率と相電圧の位相に基づいて３相の指令信号を出力する。駆動信号生成手段は、指令信号と三角波信号との比較に基づいてスイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を出力する。インバータと電動機とを接続するケーブルの長さに応じて、インバータが出力する線間電圧が第１極性から逆の第２極性に反転するまでに確保すべき最小離間時間が定められている。変調率演算手段は、最小離間時間と三角波信号の周波数とに基づいて、最小離間時間を確保するために必要な変調率の上限値を演算し、インバータが出力する相電圧の指令値に対して演算した変調率を上限値以下に制限して出力する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は電力変換装置に関する。

インバータと電動機とを接続するケーブルは、３相分の電線を束ねたもの、さらにはアース線を加えて束ねたものである。ケーブルは、長くなると配線インダクタンスと浮遊キャパシタンスとからなる分布定数線路として作用する。このため、インバータが出力する電圧がステップ状に変化すると振動が発生する。この場合、ケーブルが長くなるほど、配線インダクタンス、浮遊キャパシタンスが大きくなり振動周波数が低下する。振動が減衰する前に電圧が再びステップ状に変化すると振動が増大し、電動機入力端にインバータの直流電圧Ｖdcを超える振幅を持つサージ電圧が印加される。

サージ電圧の振幅は、インバータ出力端の線間電圧のステップ変化と、振動するサージ電圧の位相とが重なったときに最も大きくなる。例えば、インバータの出力端の線間電圧が０Ｖ、Ｖdc、０Ｖと変化するとき、電動機入力端に現れるサージ電圧は最大で直流電圧Ｖdcのほぼ２倍の振幅になる。さらに、インバータの出力端の線間電圧が０Ｖ、Ｖdc、０Ｖ、−Ｖdc、０Ｖまたは０Ｖ、Ｖdc、−Ｖdc、０Ｖと変化するとき、電動機入力端に現れるサージ電圧は最大で直流電圧Ｖdcのほぼ４倍の振幅になる。

特許第４０３２７０７号公報

直流電圧Ｖdcの４倍もの高い振幅を持つサージ電圧は、電動機の絶縁を劣化させる虞がある。そこで、電動機入力端の線間に現れるサージ電圧の振幅を低減可能な電力変換装置を提供する。

実施形態の電力変換装置は、インバータ、変調率演算手段、指令信号生成手段および駆動信号生成手段を備えている。インバータは、ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子が駆動信号に従ってスイッチング動作することにより、入力した直流電圧を電圧値と周波数が可変の交流電圧に変換して電動機に出力する。

変調率演算手段は、インバータが出力する相電圧の振幅と直流電圧との電圧比である変調率を演算して出力する。指令信号生成手段は、変調率と相電圧の位相に基づいて３相の指令信号を出力する。駆動信号生成手段は、指令信号と三角波信号との比較に基づいてスイッチング素子をＰＷＭ駆動する駆動信号を出力する。

インバータと電動機とを接続するケーブルの長さに応じて、インバータが出力する線間電圧が第１極性から逆の第２極性に反転するまでに確保すべき最小離間時間が定められている。変調率演算手段は、最小離間時間と三角波信号の周波数とに基づいて、最小離間時間を確保するために必要な変調率の上限値を演算し、インバータが出力する相電圧の指令値に対して演算した変調率を上限値以下に制限して出力する。

第１の実施形態を示す電力変換装置の構成図 ２相変調の指令信号を示す図 変調率を上限値以下に制限する場合について２相の指令信号が等しくなる時の波形図 変調率を上限値以下に制限しない場合について２相の指令信号が等しくなる時の波形図 ケーブル長Ｌｃと最小離間時間Ｔminとの関係を示す特性図 変調率と離間時間ｔとの関係を示す特性図 第２の実施形態を示す図１相当図 第３の実施形態を示す図１相当図 指令信号を上限値でクランプしたときの波形図 指令信号が互いに異なる時の波形図 第４の実施形態を示す図９相当図

（第１の実施形態）
図１から図６を参照しながら第１の実施形態を説明する。電力変換装置１は、インバータ２、記憶手段３、変調率演算手段４、指令信号生成手段５、駆動信号生成手段６およびドライブ回路７を備えている。

インバータ２は、三相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ、ＦＥＴなどのスイッチング素子８up〜８wnを備えている。ドライブ回路７を介して与えられる駆動信号に従ってスイッチング素子８up〜８wnがスイッチング動作すると、インバータ２は、直流電圧源９から入力した直流電圧Ｖdcを電圧値と周波数が可変の交流電圧に変換して出力する。インバータ２の出力端子には、ケーブル１０を介して電動機１１の入力端子が接続されている。直流電圧源９は、例えば三相交流電圧を入力とする整流回路および平滑回路から構成されている。

記憶手段３、変調率演算手段４、指令信号生成手段５および駆動信号生成手段６は、マイクロコンピュータにより構成されている。記憶手段３は、電気的に書き換え可能な不揮発性メモリである。記憶手段３は、ケーブル１０の長さＬｃと、インバータ２が出力する線間電圧が正極性（第１極性）であるＶdcから逆の負極性（第２極性）である−Ｖdcに反転するまでに確保すべき最小離間時間Ｔminとの関係（図５参照）を示すデータが予め書き込まれている。

変調率演算手段４は、インバータ２が出力する相電圧の振幅指令値Ｖ（ピーク値）と直流電圧Ｖdcとの電圧比である変調率αを演算する。変調率αは、Ｕ^※／Ｕｎ（Ｕ^※：電力変換装置１の出力電圧の線間電圧実効値、Ｕｎ：電力変換装置１への三相交流入力電圧の線間電圧実効値）により定義されるものである。この関係を振幅指令値Ｖと直流電圧Ｖdcとの電圧比として表すと、Ｖdc＝２^1/2Ｕｎ、Ｖ＝２^1/2Ｖ^※＝２^1/2（Ｕ^※／３^1/2）の関係から変調率αは（１）式のようになる。
α＝３^1/2（Ｖ／Ｖdc） …（１）

さらに、変調率演算手段４は、最小離間時間Ｔminと後述する三角波信号Ｖｃの周波数（キャリア周波数ｆｃ）に基づいて、最小離間時間Ｔminを確保するために必要な変調率αの上限値αmaxを演算し、変調率αをその上限値αmax以下に制限して出力する。

指令信号生成手段５は、変調率演算手段４から出力される変調率αと相電圧の位相θに基づいて、３相の指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを出力する。駆動信号生成手段６は、指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrとキャリアである三角波信号Ｖｃとを比較して、スイッチング素子８up〜８wnをＰＷＭ駆動する駆動信号を出力する。駆動信号生成手段６は、例えばマイクロコンピュータが具備する３相ＰＷＭタイマによって実現されており、指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrは三角波信号Ｖｃのピーク位置ごとに更新される。

次に、図２から図６も参照しながら本実施形態の作用を説明する。指令信号生成手段５は、２相変調のための指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを出力する。２相変調は、図２に示すように、振幅が最大となる相電圧の指令信号を三角波信号Ｖｃのピーク値に固定し、振幅が最小となる相電圧の指令信号を三角波信号Ｖｃのボトム値に固定する変調方式である。その際、線間電圧が正弦波を維持するように、他の２相に対してオフセット電圧を加えて２相変調の指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを生成する。２相変調は、３相変調に比べて電圧利用率が高く、スイッチング回数を低減できるので損失も低減できる。

図３および図４は、Ｕ相指令信号ＶurとＶ相指令信号Ｖvrが等しくなる時点における指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwr、三角波信号Ｖｃ、インバータ２の出力端における相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、インバータ２の出力端における線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuおよび電動機１１の入力端における線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuの波形を示している。

線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuのうち非振動（実際には若干の振動が存在する）の波形がインバータ２の出力端の波形であり、振動的な波形が電動機１１の入力端の波形である。図３は、変調率αを所定の上限値αmax以下に制限する本実施形態の波形であり、図４は、変調率αに上限を設けていない従来構成の波形である。以下では、主として三角波信号Ｖｃのピーク値付近で生じるサージ電圧を説明するが、ボトム値付近で生じるサージ電圧も同様になる。

２相例えばＵ相指令信号ＶurとＶ相指令信号Ｖvrが等しくなる時、線間電圧Ｖuvは、０Ｖ、Ｖdc、０Ｖ、−Ｖdc、０Ｖと変化する。ケーブル１０は、長くなると分布定数線路として作用する。このため、線間電圧Ｖuvがステップ状に変化すると、電力変換装置１と電動機１１との間で反射が生じ、振動を繰り返しながら減衰するサージ電圧が発生する。振動が減衰する前に線間電圧Ｖuvが再びステップ状に変化すると、サージ電圧の振幅が増大する虞がある。

線間電圧が０Ｖ、Ｖdc、０Ｖと変化するだけであれば、電動機１１の入力端に生じるサージ電圧の振幅は、最大でも直流電圧Ｖdcのほぼ２倍に止まる。しかし、２相の指令信号値が等しくなって入れ替わる時には、線間電圧が０Ｖ、Ｖdc（第１極性）、０Ｖ、−Ｖdc（第２極性）、０Ｖと第１極性から逆の第２極性に変化する。しかも、線間電圧がＶdcとなる期間の幅と−Ｖdcとなる期間の幅が短くなるので、電動機１１の入力端に生じるサージ電圧の振幅は一層増大する。

この場合、２相の指令信号値が三角波信号Ｖｃのピーク値に接近するほど、線間電圧がＶdcから０Ｖに変化した時点から−Ｖdcに変化する時点までの時間（以下、離間時間ｔと称す）が短くなり、サージ電圧の振幅が増大する。線間電圧のステップ変化とサージ電圧の位相が重なると、サージ電圧の振幅は最大で直流電圧Ｖdcのほぼ４倍にもなる。電動機１１の絶縁劣化を防ぐには、このような過大（ほぼ４倍）のサージ電圧を抑制する必要がある。

サージ電圧の振幅を抑えるには、離間時間ｔを所定値以上確保して、一旦生じた振動を減衰させることが有効である。図４に示す従来構成の場合には、変調率αが高くなるに従い、２相の指令信号が等しくなる時の指令信号値が三角波信号Ｖｃのピーク値に限りなく接近するので、離間時間ｔが０にまで短くなる可能性があった。

そこで、本実施形態の電力変換装置１が備える変調率演算手段４は、以下に述べるようにして変調率αに上限を設ける。図５は、一定のキャリア周波数ｆｃについて、ケーブル長Ｌｃに対し、サージ電圧の振幅を直流電圧Ｖdcの４倍よりも低い所定値に抑えるために必要な離間時間ｔの最小値（以下、最小離間時間Ｔminと称す）を表している。ケーブル１０が長くなるほどサージ電圧の振動周波数が低下するので、最小離間時間Ｔminも長くなる。記憶手段３には、この図５に示すデータが予め記憶されており、ケーブル長Ｌｃが入力されると、最小離間時間Ｔminが読み出されて変調率演算手段４に与えられる。

図６は、上述した２相変調において、変調率αと、２相の指令信号が等しくなる時の離間時間ｔとの関係を示している。変調率α、キャリア周波数ｆｃおよび離間時間ｔの関係は（２）式となる。
離間時間ｔ＝（１−３^1/2／２・α）／ｆｃ …（２）

変調率αが低くなるほど、指令信号値が三角波信号Ｖｃのピーク値またはボトム値から離れる。三角波信号Ｖｃが３相のうち最大の指令信号値を超えてから、ピークを経て再び最大の指令信号値に達するまでの間、何れの相電圧も変化しないので、線間電圧も変化しない。従って、変調率αが低くなるほど離間時間ｔが長くなる。また、離間時間ｔは、キャリア周波数ｆｃに反比例して短くなる。

変調率演算手段４は、（２）式または図６に示すデータを有しており、最小離間時間Ｔminとキャリア周波数ｆｃを入力すると、最小離間時間Ｔminを確保するために必要な変調率の上限値αmaxを演算する。例えば、キャリア周波数ｆｃが１６ｋＨｚのとき、１０μｓ以上の最小離間時間Ｔminを満足する変調率上限値αmaxは０．９７になる。変調率演算手段４は、インバータ２が出力する相電圧の振幅指令値Ｖと直流電圧Ｖdcとの電圧比である変調率αを演算し、その変調率αを上限値αmax以下に制限して出力する。図３に波線で示すＶur（制限前）、Ｖvr（制限前）は、変調率αを制限する前のＵ相指令信号ＶurとＶ相指令信号Ｖvrを示している。

その結果、図３に示すように、離間時間ｔは最小離間時間Ｔmin以上確保される。例えばＵ相指令信号ＶurとＶ相指令信号Ｖvrが等しくなる時、線間電圧Ｖuvは、０Ｖ、Ｖdc、０Ｖの変化により生じた振動が十分に低減した後に０Ｖ、−Ｖdc、０Ｖの変化が生じる。そのため、図４と比較して、電動機１１の入力端に生じるサージ電圧の振幅は抑えられている。

以上説明した第１の実施形態によれば、電力変換装置１は、ケーブル１０の長さなどにより定まる振動周波数と減衰特性に応じて、２相の指令信号が等しくなる時に線間電圧が逆極性に変化する際の最小離間時間Ｔminを決定する。そして、変調率αを、最小離間時間Ｔminとキャリア周波数ｆｃとに基づいて求めた上限値αmax以下に制限する。これにより、２相の指令信号が等しくなる時に発生するサージ電圧の振幅を、所望の値（本実施形態では直流電圧Ｖdcの４倍よりも低い所定値）に抑えることができる。また、電力変換装置１は、制限された変調率αに基づいて３相の指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを生成するので、線間電圧に歪みが生じることもない。

（第２の実施形態）
図７および図６（既出）を参照しながら第２の実施形態を説明する。図７に示す電力変換装置２１は、図１に示した電力変換装置１に対し、変調率演算手段４と駆動信号生成手段６をそれぞれ変調率演算手段２２と駆動信号生成手段２３に置き替えた構成を備えている。変調率演算手段２２は、振幅指令値Ｖと直流電圧Ｖdcとの電圧比である変調率αを演算する。

図６は、キャリア周波数ｆｃ（８ｋＨｚ、１２ｋＨｚ、１６ｋＨｚ）が異なる場合の２相変調における変調率αと離間時間ｔとの関係を示している。キャリア周波数ｆｃが低いほど三角波信号Ｖｃの傾きが小さくなるので、同じ変調率αであっても離間時間ｔが長くなる。

そこで、駆動信号生成手段２３は、記憶手段３から与えられた最小離間時間Ｔminと運転中の最大の変調率αとに基づいて、最小離間時間Ｔminを確保するために必要な三角波信号Ｖｃのキャリア周波数ｆｃの上限値ｆcmaxを演算する。例えば、最小離間時間Ｔminが１０μｓ、運転中の最大の変調率αが１の場合、上限値ｆcmaxは１３．３９７ｋＨｚになる。駆動信号生成手段２３は、３相ＰＷＭタイマに上限値ｆcmax以下のキャリア周波数ｆｃを設定し、指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrと三角波信号Ｖｃとの比較に基づいて駆動信号を出力する。最小離間時間Ｔminの決定方法などその他の作用は第１の実施形態と同様である。

以上説明した第２の実施形態によれば、電力変換装置２１は、最小離間時間Ｔminを決定し、キャリア周波数ｆｃを、最小離間時間Ｔminと変調率αの最大値とに基づいて定めた上限値ｆcmax以下に制限する。これにより、２相の指令信号が等しくなる時であっても、サージ電圧の振幅を所望の値（本実施形態では直流電圧Ｖdcの４倍よりも低い所定値）に抑えることができる。また、電力変換装置２１は、相電圧の指令値Ｖに等しい電圧を出力できるので、電動機１１の電流およびトルクを指令値通りに高精度に制御できる。

（第３の実施形態）
図８から図１０を参照しながら第３の実施形態を説明する。図８に示す電力変換装置３１は、図１に示した電力変換装置１に対し、駆動信号生成手段６を駆動信号生成手段３２に置き替えた構成を備えている。駆動信号生成手段３２は、３相の指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrの何れかが、三角波信号Ｖｃのピーク値またはボトム値から最小離間時間Ｔminの１／２に相当する信号幅の範囲内にあるとき、その指令信号を当該信号範囲外にシフトする。

具体的には、三角波信号Ｖｃの傾きが１の場合、（ピーク値−Ｔmin／２）を指令信号上限値、（ボトム値＋Ｔmin／２）を指令信号下限値とする。駆動信号生成手段３２は、指令信号が指令信号上限値より大きい場合には指令信号上限値でクランプし（図９参照）、指令信号が指令信号下限値より小さい場合には指令信号下限値でクランプする。駆動信号生成手段３２は、そのクランプした後の指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrと三角波信号Ｖｃとの比較に基づいて駆動信号を出力する。

図１０は、指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrが互いに異なるときの図３、図４に相当する波形図である。指令信号Ｖur、Ｖvrに入れ替わりがないので、線間電圧Ｖuvは、０Ｖ、Ｖdc（第１極性）、０Ｖ、Ｖdc（第１極性）、０Ｖと同極性に変化する。指令信号ＶurとＶvrが離れているので、指令信号Ｖur、Ｖvrが等しくなる時に比べると、線間電圧ＶuvがＶdcとなる期間の幅は長くなり振動が減衰し易い。しかし、線間電圧がＶdcから０Ｖに変化した時点から再びＶdcに変化する時点までの時間（これも離間時間ｔと称す）が短くなると、直流電圧Ｖdcの３倍程度の振幅を持つサージ電圧が生じる虞がある。

本実施形態の電力変換装置３１が備える駆動信号生成手段３２は、各相の指令信号Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを指令信号上限値以下且つ指令信号下限値以上に制限する。これにより、線間電圧の離間時間ｔを最小離間時間Ｔmin以上確保することができるので、線間電圧が０Ｖを挟んで同極性に変化するときのサージ電圧の振幅も抑えることができる。その他、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第４の実施形態）
図１１を参照しながら第４の実施形態を説明する。本実施形態の駆動信号生成手段は、第３の実施形態で説明した駆動信号生成手段３２の機能に加え、指令信号生成手段５から入力した指令信号が三角波信号Ｖｃのピーク値またはボトム値に等しい期間（図１１に示す期間Ｔａ）、クランプ処理（シフト処理）を停止する。

指令信号が三角波信号Ｖｃのピーク値またはボトム値に等しくなると、その相のスイッチング素子はスイッチング動作を停止する。これに対し、クランプ処理を実行すると、期間Ｔａにおいてもスイッチング動作が継続する。本実施形態によれば、第３の実施形態と同様の効果が得られる他、スイッチング損失を低減することができ、さらにインバータ２が出力する相電圧を相電圧指令値Ｖに近付けることができる。

（その他の実施形態）
以上説明した複数の実施形態に加えて以下のような構成を採用してもよい。
６０°切替方式の２相変調に限らず、１２０°切替方式の２相変調、或いは３相変調を用いてもよい。

以上説明した実施形態によれば、電動機入力端の線間に現れるサージ電圧の振幅を低減することができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１、２１、３１は電力変換装置、２はインバータ、４、２２は変調率演算手段、５は指令信号生成手段、６、２３、３２は駆動信号生成手段、８up〜８wnはスイッチング素子、１０はケーブル、１１は電動機である。

Claims (4)

1. ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子が駆動信号に従ってスイッチング動作することにより、入力した直流電圧を電圧値と周波数が可変の交流電圧に変換して電動機に出力するインバータと、
   前記インバータが出力する相電圧の振幅と前記直流電圧との電圧比である変調率を演算して出力する変調率演算手段と、
   前記変調率と前記相電圧の位相に基づいて３相の指令信号を出力する指令信号生成手段と、
   前記指令信号と三角波信号との比較に基づいて前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する前記駆動信号を出力する駆動信号生成手段とを備え、
   前記インバータと前記電動機とを接続するケーブルの長さに応じて、前記インバータが出力する線間電圧が第１極性から逆の第２極性に反転するまでに確保すべき最小離間時間が定められており、
   前記変調率演算手段は、前記最小離間時間と前記三角波信号の周波数とに基づいて、前記最小離間時間を確保するために必要な前記変調率の上限値を演算し、前記インバータが出力する相電圧の指令値に対して演算した前記変調率を前記上限値以下に制限して出力することを特徴とする電力変換装置。
2. ブリッジ接続されたスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子が駆動信号に従ってスイッチング動作することにより、入力した直流電圧を電圧値と周波数が可変の交流電圧に変換して電動機に出力するインバータと、
   前記インバータが出力する相電圧の振幅と前記直流電圧との電圧比である変調率を演算して出力する変調率演算手段と、
   前記変調率と前記相電圧の位相に基づいて３相の指令信号を出力する指令信号生成手段と、
   前記指令信号と三角波信号との比較に基づいて前記スイッチング素子をＰＷＭ駆動する前記駆動信号を出力する駆動信号生成手段とを備え、
   前記インバータと前記電動機とを接続するケーブルの長さに応じて、前記インバータが出力する線間電圧が第１極性から逆の第２極性に反転するまでに確保すべき最小離間時間が定められており、
   前記駆動信号生成手段は、前記最小離間時間と前記変調率とに基づいて、前記最小離間時間を確保するために必要な前記三角波信号の周波数の上限値を演算し、前記指令信号と前記上限値以下の周波数を持つ三角波信号との比較に基づいて前記駆動信号を出力することを特徴とする電力変換装置。
3. 前記駆動信号生成手段は、前記指令信号生成手段から出力される指令信号が、前記三角波信号のピーク値またはボトム値から前記最小離間時間の１／２に相当する前記三角波信号の信号幅の範囲内にあるとき、当該指令信号を前記信号幅の範囲外にシフトし、そのシフトした後の指令信号と前記三角波信号との比較に基づいて前記駆動信号を出力することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 前記駆動信号生成手段は、前記指令信号生成手段から出力される指令信号が前記三角波信号のピーク値またはボトム値に等しい期間、前記シフト処理を停止することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。

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