JP5106924B2 - 電力変換回路の駆動装置及び電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置及び電力変換システムに関する。

この種の駆動装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機に接続されるインバータを起動する際に、そのスイッチング素子のゲートに印加される電圧を低下させることも提案されている。これにより、インバータの起動時におけるスイッチング素子の入出力端子間を流れる電流の立ち上がりを緩和することができる。
特開２００１−２６８９２６号公報

ところで、近年、電動機の高性能化の要求に伴い、電動機に印加される電圧も高圧化する傾向にある。こうした状況下、電動機において、その巻線間の絶縁膜を介して電荷の移動が生じるいわゆる部分放電が生じやすくなってきている。特に、電動機に印加される相間電圧の極性が反転する際には、部分放電が発生しやすいことがわかっている。

この部分放電を抑制又は回避するための対策としては、絶縁膜を厚くすることで絶縁性を高めることが考えられる。しかし、この場合、電動機の占積率が低下し、ひいては電動機の大型化を招くおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、部分放電を好適に抑制することのできる電力変換回路の駆動装置及び電力変換システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置において、前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断する判断手段と、前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様を変更する変更手段とを備え、前記変更手段は、前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替え時間を伸長させる伸長手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、判断手段を備えることで、部分放電が特に生じやすいタイミングである印加される相間電圧の極性の反転タイミングを把握することができる。このため、このときにスイッチング素子の操作態様を変更することで、例えばサージノイズを抑制するように導通制御端子への電圧の印加を変更するなどして部分放電を好適に抑制することができる。

ところで、スイッチング状態の切り替え時間が延びるほど、サージノイズは低減される。すなわち、スイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる際には、切り替え時間が延びるほど、スイッチング素子の入出力端子間の電圧の変化が緩和され、同電圧の変化によるサージノイズが抑制される。また、電力変換回路が、スイッチング素子と並列に整流手段を備えるものである場合、スイッチング素子がオフ状態からオン状態へ切り替わる際には、切り替え時間が延びるほど、同スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流の変化が緩和され、相間に生じるサージノイズが低減される。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記判断手段は、前記スイッチング素子の操作信号を取得する手段を備えて且つ、前記多相回転電機の任意の２相についての前記操作信号に基づき、当該２相間の相間電圧の極性の反転の有無を判断するものであることを特徴とする。

上記発明では、操作信号に基づき極性の反転の有無を適切に判断することができる。特に、電力変換回路が高圧システムを構成して且つ操作信号が低圧システムにおいて生成されるものである場合、極性の反転の有無の判断を高圧システムで行うことができ、この場合、同判断の結果を変更手段に出力する際に、高圧システムと低圧システムとを絶縁する手段を用いる必要も生じない。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記操作信号は、前記多相回転電機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係に基づき生成されるものであり、前記判断手段は、前記任意の２相について、そのうちの一方の相のスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれかの切り替えに際しての前記他方の相の操作信号の論理値の変化に基づき、前記極性反転の有無を判断することを特徴とする。

指令電圧とキャリアとの大小に基づき操作信号を生成する場合、指令電圧の大小関係に応じて対応するスイッチング素子がオン状態やオフ状態となる期間が決定される。特に、任意の相のスイッチング素子がオン状態（オフ状態）となる期間が別の相のスイッチング素子のオン状態（オフ状態）の期間に包含されるか、この期間を包含するかは、指令電圧の大小関係に応じて一義的に定まる。したがって、一方のスイッチング素子のオフ状態への切り替えやオン状態への切り替えに際して他方の相のスイッチング素子の操作信号の論理値が反転するタイミングは、上記包含関係の逆転が生じるタイミングと一致し得る。換言すれば、極性の反転が生じるタイミングと一致し得る。上記発明では、この点に着目することで、極性の反転の有無を好適に判断することができる。

なお、各相のスイッチング素子の操作態様を変更するに際しての前記判断手段における前記一方の相及び他方の相の関係は、任意の１相のスイッチング素子の操作態様を変更するに際しての前記判断手段における関係を基準として、これを巡回置換することで得られる関係とすることが望ましい。

また、変更手段は、前記極性が反転すると判断される場合、前記一方の相のスイッチング素子の操作状態を変更するものであることが望ましい。

請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記操作信号は、前記多相回転電機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係に基づき生成されるものであり、前記判断手段は、前記任意の２相について、そのうちの一方の相のスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれかに伴って前記他方の相の操作信号の論理値を記憶する記憶手段と、該記憶手段によって記憶される値の変化に基づき前記極性反転した旨のワンショットパルス信号を生成するパルス生成手段とを備えることを特徴とする。

指令電圧とキャリアとの大小に基づき操作信号を生成する場合、指令電圧の大小関係に応じて対応するスイッチング素子がオン状態やオフ状態となる期間が決定される。特に、任意の相のスイッチング素子がオン状態（オフ状態）となる期間が別の相のスイッチング素子のオン状態（オフ状態）の期間に包含されるか、この期間を包含するかは、指令電圧の大小関係に応じて一義的に定まる。したがって、一方の相のスイッチング素子のオフ状態への切り替えやオン状態への切り替えに際して他方の相のスイッチング素子の操作信号の論理値が反転するタイミングは、上記包含関係の逆転が生じるタイミングと一致し得る。換言すれば、極性の反転が生じるタイミングと一致し得る。上記発明では、この点に着目しつつ、記憶手段とパルス生成手段とを備えることで、極性の反転の有無を好適に判断することができる。

なお、各相のスイッチング素子の操作態様を変更するに際しての前記判断手段における前記一方の相及び他方の相の関係は、任意の１相のスイッチング素子の操作態様を変更するに際しての前記判断手段における関係を基準として、これを巡回置換することで得られる関係とすることが望ましい。

また、変更手段は、前記極性が反転すると判断される場合、前記一方の相のスイッチング素子の操作状態を変更するものであることが望ましい。

請求項７記載の発明は、請求項５又は６記載の発明において、前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性が反転した後、該相間電圧がゼロとなり再度前記反転後の極性となるタイミングを判断する反転後判断手段を更に備え、前記変更手段は、再度前記反転後の極性となるタイミングであると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様の変更を継続することを特徴とする。

極性が反転した後であっても、反転のタイミングの近傍においては、多相回転電機の相間の電荷の分布が極性反転時に近似し得ることなどから、部分放電が生じやすい。この点、上記発明では、極性反転後、再度反転後の極性となるタイミングにおけるスイッチング素子の操作態様をも変更することで、サージノイズをいっそう好適に抑制することができ、ひいては部分放電をいっそう好適に抑制することができる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記キャリアは、その立ち上がりにおいて漸増して且つ立ち下がりにおいて漸減するものであり、前記反転後判断手段は、前記他方の相のスイッチング素子についての前記いずれかとは異なる側への切り替えに際しての前記一方の相の操作信号の論理値の変化に基づき、前記判断を行うことを特徴とする。

上記キャリアを用いる場合、極性反転に伴う上記包含関係の逆転現象が生じる際には、一方の相のスイッチング素子のオン状態(オフ状態)の期間が他方の相のスイッチング素子のオン状態(オフ状態)の期間を、その両端が一致しないようにして完全に包含するか、又は一方の相の上記期間が他方の相の上記期間に完全に包含されるかのいずれかとなる。このため、一方の相のスイッチング素子についてのいずれかの状態への切り替えタイミングの次に再度反転後の極性となるタイミングは、他方の相のスイッチング素子についてのいずれかとは異なる側への切り替えタイミングとなる。上記発明では、この点に着目し、反転後の極性に再度移行するタイミングを適切に判断することができる。

請求項９記載の発明は、請求項７又は８記載の発明において、前記キャリアは、その立ち上がりにおいて漸増して且つ立ち下がりにおいて漸減するものであり、前記反転後判断手段は、前記他方の相のスイッチング素子についての前記いずれかとは異なる側への切り替えに伴って前記一方の相の操作信号の論理値を記憶する記憶手段と、該記憶手段によって記憶される値の変化に基づき、再度前記反転後の極性となった旨のワンショットパルス信号を生成するパルス生成手段とを備えることを特徴とする。

上記キャリアを用いる場合、極性反転に伴う上記包含関係の逆転現象が生じる際には、一方の相のスイッチング素子のオン状態(オフ状態)の期間が他方の相のスイッチング素子のオン状態(オフ状態)の期間を、その両端が一致しないようにして完全に包含するか、又は一方の相の上記期間が他方の相の上記期間に完全に包含されるかのいずれかとなる。このため、一方の相のスイッチング素子についてのいずれかの状態への切り替えタイミングの次に再度反転後の極性となるタイミングは、他方の相のスイッチング素子についてのいずれかとは異なる側へと切り替えタイミングとなる。上記発明では、この点に着目し、記憶手段とパルス生成手段とを備えることで、反転後の極性に再度移行するタイミングを適切に判断することができる。

請求項２記載の発明は、多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置において、前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断する判断手段と、前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様を変更する変更手段とを備え、前記変更手段は、前記スイッチング素子の導通制御端子に電圧を印加する経路と、該経路の抵抗値を可変設定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。

スイッチング素子の導通制御端子に電圧を印加する経路の抵抗値を変更すると、導通制御端子への電荷の充電速度や導通制御端子からの電荷の放電速度が変化する。特に経路の抵抗値を増大させることで、スイッチング状態の切り替え時間を伸長させることができる。

請求項３記載の発明は、多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置において、前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断する判断手段と、前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様を変更する変更手段とを備え、前記変更手段は、前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるべく、前記スイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を変化させる過程の途中で、前記印加する電圧をその変化方向とは逆側に一時的に変化させる手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、導通制御端子に印加する電圧を変化させる過程の途中でその変化方向とは逆側に一時的に印加電圧を変化させる。この処理をスイッチング素子がオフ状態へと切り替わる際に行う場合には、切り替えに際してのスイッチング素子の入出力端子間の電圧の変化を緩和することができる。また、この処理をスイッチング素子がオン状態へと切り替わる際に行う場合には、切り替えに際してのスイッチング素子の入出力端子間を流れる電流の変化を緩和することができる。このため、切り替えに際してのサージノイズを好適に抑制することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換システム。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置及び電力変換システムを、ハイブリッド車に搭載されるモータジェネレータの電力変換回路の駆動装置及び電力変換システムに適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。

図示されるように、３相の電動機兼発電機としてのモータジェネレータ１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、高圧バッテリ１４の電圧をモータジェネレータ１０の３つの相に適宜印加する。詳しくは、インバータ１２は、３つの相のそれぞれと高圧バッテリ１４の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体を備えて構成されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。また、インバータ１２は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に逆並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。

上記スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体と、高圧バッテリ１４との間には、コンデンサ１６が並列接続されている。更に、上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の導通制御端子(ゲート)には、ゲートに駆動電圧を印加するドライブ回路ＤＳが接続されている。

上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、インターフェース１８を介して、低圧バッテリ２２を電力源とするマイクロコンピュータ（マイコン２０）により操作される。ここで、インターフェース１８は、フォトカプラ等の絶縁素子を備えて構成されており、マイコン２０を備えて構成される低圧システムと、インバータ１２等を備えて構成される高圧システムとを絶縁しつつ、これら双方での信号の授受を可能とするものである。また、マイコン２０は、モータジェネレータ１０を制御対象とし、ユーザによる要求やモータジェネレータ１０の状態に応じて、各種制御を行う。すなわち、マイコン２０では、指令電圧とキャリアとを用いたＰＷＭ制御によって、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成し、これをインターフェース１８を通じてドライブ回路ＤＳに出力する。これにより、インバータ１２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６が操作され、モータジェネレータ１０の回転状態等が制御される。

図２に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御の処理態様を示す。詳しくは、図２（ａ）に指令電圧の推移を示し、図２（ｂ）にＵ相の上側アームのスイッチング素子ＳＷ１の操作信号ｇｕｐの推移を示し、図２（ｃ）にＵ相の下側アームのスイッチング素子ＳＷ２の操作信号ｇｕｎの推移を示す。また、図２（ｄ）にＶ相の上側アームのスイッチング素子ＳＷ３の操作信号ｇｖｐの推移を示し、図２（ｅ）にＶ相の下側アームのスイッチング素子ＳＷ４の操作信号ｇｖｎの推移を示す。図２（ｆ）にＷ相の上側アームのスイッチング素子ＳＷ５の操作信号ｇｗｐの推移を示し、図２（ｇ）にＷ相の下側アームのスイッチング素子ＳＷ６の操作信号ｇｗｎの推移を示す。図２（ｈ）に、Ｖ相に対するＵ相の相間電圧の推移を示し、図２（ｉ）にＷ相に対するＶ相の相間電圧の推移を示し、図２（ｊ）にＵ相に対するＷ相の相間電圧の推移を示す。

図２（ａ）に示すように、本実施形態では、キャリアとして、立ち上がりに際して漸増して且つ立ち下がりに際して漸減する三角波を用いる。また、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃとして正弦波を用いる。そして、上側アームの操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐについては、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの方がキャリアよりも大きいときに論理「Ｈ」とする。また、下側アームの操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎについては、上記上側アームの操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐの論理反転信号(より正確には、これを波形整形することでデッドタイムを生成したもの)とする。このようにして操作信号を生成することで、モータジェネレータ１０に印加される電圧を、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに好適に追従させることができる。

ところで、モータジェネレータ１０内にあっては、任意の２相の巻き線同士の距離が互いに近づく(近接する)箇所が生じる。そして、これら２相に印加される電圧に大きい差が生じる場合には、これら２相間で部分放電が生じるおそれがある。特に任意の２相間に印加される相間電圧の極性が反転する場合には、部分放電が生じやすい。図３に、極性反転時に部分放電が生じやすいことを示す実験結果を示す。

図３（ａ）及び図３（ｂ）は、絶縁物を介して隣接する２本の電線間に電圧を印加する場合の部分放電の発生の有無を示す。特に図３（ａ）は、これら２本の電線間に印加される電圧が負の電圧からゼロを介して正の電圧となる場合を示し、図３（ｂ）は、２本の電線間に印加される電圧が正の電圧からゼロを介して正の電圧となる場合を示す。図示されるように、２本の電線間に印加される電圧の極性が反転する場合の方が部分放電が生じやすい。これは、２本の電線にそれぞれ電圧を印加することで、これらの周囲には逆の電荷が生じ、その後極性が反転する際には、反転以前に電線の周囲に生じた電荷と極性反転によって電線内に生じる電荷とによって、隣接する２本の線間の電位差が強められることなどが原因であると考えられる。

部分放電が継続して生じる場合には、モータジェネレータ１０の信頼性の低下を招く。ここで、モータジェネレータ１０内における絶縁耐圧を高圧バッテリ１４の電圧に応じて設定したとしても、部分放電は避けられないおそれがある。これは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング状態の切り替えに際してサージノイズが生じることにより、相間電圧が高圧バッテリ１４の電圧よりも大きくなり得ることによる。すなわち、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオン状態からオフ状態への切り替わりに際しては、そのコレクタ及びエミッタ間の電圧が急激に立ち上がり、サージノイズが生じる。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオフ状態からオン状態への切り替わりに際しては、コレクタ電流が急激に増加することから、該当する相の逆側のアームのダイオードＤ１〜Ｄ６を流れていた電流が急激に減少することに起因してサージノイズが生じる。

このため、部分放電の発生を抑制するためには、相間へのサージノイズの重畳を抑制することが効果的である。ここで、サージノイズを抑制するためには、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング状態の切り替えに際して、ゲートへの電荷の充電速度やゲートからの電荷の放電速度を低減することが効果的である。これにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の状態がオン状態からオフ状態へと切り替わる際には、コレクタ及びエミッタ間の電圧の上昇速度が低減され、ひいてはサージノイズが抑制される。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６がオフ状態からオン状態へと切り替わる際には、コレクタ電流の増大速度が低減され、ひいてはサージノイズが抑制される。ただし、充電速度や放電速度を低減することでスイッチング時間を伸長させる場合には、スイッチング損失が増大する。このように、サージノイズの低減処理を施すこととスイッチング損失を低減することとは互いにトレードオフの関係となっている。

そこで本実施形態では、モータジェネレータ１０に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断し、極性が反転すると判断されるタイミング近傍に限って充電速度や放電速度を低減する。以下、極性反転の判断手法について詳述する。

図４（ａ）に、正の領域（振幅中心よりも大きい領域）において、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃとＶ相の指令電圧ｖｖｃとがキャリアよりも大きい状態でこれらの大小関係が逆転する際の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐとＵＶ相間電圧との推移を示す。図示されるように、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃの方がＶ相の指令電圧ｖｖｃよりも高い場合、操作信号ｇｕｐが論理「Ｈ」となる期間は、操作信号ｇｖｐが論理「Ｈ」となる期間に完全に包含される。これに対し、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃの方がＶ相の指令電圧ｖｖｃよりも低い場合、操作信号ｇｕｐが論理「Ｈ」となる期間は、操作信号ｇｖｐが論理「Ｈ」となる期間を完全に包含する。このため、指令電圧ｖｕｃの方が大きい状態から指令電圧ｖｖｃの方が大きい状態へと変化する際における極性反転が生じるタイミングは、Ｕ相の操作信号ｇｕｐの立ち下がりエッジと一致する。詳しくは、Ｕ相の操作信号ｇｕｐの立ち下がりエッジにおけるＶ相の操作信号ｇｖｐの論理値が反転するタイミングと一致する。これにより、極性反転の有無を適切に判断することができる。

更に、極性反転後、再度反転後の極性となるタイミングは、Ｖ相の操作信号ｇｖｐの立ち上がりエッジと一致する。詳しくは、Ｖ相の操作信号ｇｖｐの立ち上がりエッジにおいてＵ相の操作信号ｇｕｐの論理値が変化するタイミングと一致する。

このように、指令電圧が正であって且つキャリアよりも大きい場合の極性反転タイミングは、反転後において印加電圧(指令電圧)が小さくなる方の立ち下がりエッジにおいて、大きくなる方の操作信号の論理値の変化するタイミングとなる。また、反転後、再度反転した極性となるタイミングは、大きくなる方の立ち上がりエッジにおいて、小さくなる方の操作信号の論理値の変化するタイミングとなる。

ここで、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５の操作に際しては、指令電圧が正の領域のみ、極性反転の有無を判断すればよい。これは、指令電圧が負の領域においては、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５を介して電流が流れないことによる。これに対し、下側アームの操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎにおいては、指令電圧が負の領域のみ、極性反転の有無を判断すればよい。

ただし、下側アームの操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎについては、上側アームの操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐの論理反転信号となるため、上記において印加電圧の大きい方を小さい方と、また、小さい方を大きい方と読み替える必要がある。すなわち、極性反転タイミングは、反転後において印加電圧(指令電圧)が大きくなる方の立ち下がりエッジにおいて、小さくなる方の操作信号の論理値の変化するタイミングとなる。また、反転後、再度反転した極性となるタイミングは、小さくなる方の立ち上がりエッジにおいて、大きくなる方の操作信号の論理値の変化するタイミングとなる。

以上より、キャリアよりも大きい状態で指令電圧の大小関係が逆転する際に上側アーム及び下側アームの双方についての参照する極性反転タイミングは、反転後において印加電圧(指令電圧)と振幅中心との差の絶対値が小さくなる方の立ち下がりエッジにおいて、同絶対値が大きくなる方の操作信号の論理値の変化するタイミングとなる。また、反転後、再度反転した極性となるタイミングは、上記絶対値が大きくなる方の立ち上がりエッジにおいて、同絶対値が小さくなる方の操作信号の論理値の変化するタイミングとなる。

ただし、図４（ｂ）に示す例からもわかるように、キャリアよりも小さい領域で指令電圧の大小関係が逆転する際には、上記極性反転タイミング、及び反転後再度反転した極性となるタイミングと上記エッジのタイミングとの組み合わせが逆となる。図４（ｂ）では、正の領域（振幅中心よりも大きい領域）において、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃとＶ相の指令電圧ｖｖｃとがキャリアよりも小さい状態でこれらの大小関係が逆転する際の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐとＵＶ相間電圧との推移を例示した。

なお、ＰＷＭ制御においては通常、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの更新周期とキャリアの周期とが一致して且つ、更新タイミングがキャリアの山(最大値)又は谷（最小値)とされている。このため、こうした場合には、指令電圧の大小関係の逆転は、キャリアよりも大きい領域か小さい領域かのいずれか一方でのみ生じ、他方では生じない。ちなみに、図４（ａ）では、キャリアの谷で指令電圧を更新する例を示し、図４（ｂ）は、キャリアの山で指令電圧を更新する例を示した。

図５に、上記手法によって極性反転をしつつスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のゲートに電圧を印加するドライブ回路ＤＳの内部構成を示す。なお、ドライブ回路ＤＳは、いずれも同一構造であるが、図中、Ｕ相上側アームのドライブ回路ＤＳを例示している。また、以下では、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を総括してスイッチング素子ＳＷと表記する。

ドライブ回路ＤＳは、電圧レベル変換器３０を備えている。電圧レベル変換器３０は、入力端子Ｔ１から取り込まれる信号の電圧レベルをスイッチング素子ＳＷのゲートに印加するために適切な電圧レベルに変換するものである。電圧レベル変換器３０の出力信号は、バッファ３２に取り込まれる。バッファ３２は、例えばエミッタフォロワを備えて構成されている。バッファ３２の出力は、抵抗体３４、出力端子Ｔ４を介してスイッチング素子ＳＷ(例えばスイッチング素子ＳＷ１)のゲートに印加される。また、抵抗体３４には、スイッチング素子３６及び抵抗体３８が並列接続されている。これにより、スイッチング素子３６がオン状態となる場合には、オフ状態である場合と比較して、バッファ３２及びスイッチング素子ＳＷのゲート間の抵抗値が低減される。

フリップフロップ４０は、入力端子Ｔ１に対応する相の指令電圧と振幅中心との差の絶対値の方が入力端子Ｔ２に対応する相の指令電圧と振幅中心との差の絶対値よりも大きい状態から小さい状態へと、これら指令電圧がキャリアよりも大きい状態で移行する際の極性反転タイミングを検出するためのものである。また、フリップフロップ４０は、入力端子Ｔ１に対応する相の指令電圧と入力端子Ｔ２に対応する相の指令電圧とがキャリアよりも小さい状態で、上記移行に際しての極性反転直後に再度反転後の極性となるタイミングを検出するものである。フリップフロップ４０は、入力端子Ｔ１から取り込まれる信号がインバータ４２により論理反転された信号をクロック端子に取り込む。そして、クロック端子を介して取り込んだ信号の立ち上がりエッジに同期して、入力端子Ｔ２から入力される信号をＤ入力端子に取り込む。これにより、Ｑ出力端子から出力される信号が、新たにＤ入力端子に取り込まれる信号によって更新される。

フリップフロップ４０のＱ出力端子には、ワンショット回路４４が接続されている。このワンショット回路４４は、入力される信号、すなわち、フリップフロップ４０のＱ出力端子から出力される信号の立ち上がりエッジをトリガとして、論理「Ｈ」のパルス信号を出力するものである。このパルス信号は、一回のスイッチング時間程度の間に限って論理「Ｈ」となるものである。

一方、フリップフロップ４６は、入力端子Ｔ３に対応する相の指令電圧と振幅中心との差の絶対値の方が入力端子Ｔ１に対応する相の指令電圧と振幅中心との差の絶対値よりも大きい状態から小さい状態へと、これら指令電圧がキャリアよりも大きい状態で移行する際の極性反転直後に再度反転後の極性となるタイミングを検出するものである。また、フリップフロップ４６は、入力端子Ｔ３に対応する相の指令電圧と入力端子Ｔ１に対応する相の指令電圧とがキャリアよりも小さい状態で、上記移行に際しての極性反転直後に再度反転後の極性となるタイミングを検出するものである。フリップフロップ４６は、入力端子Ｔ１に入力される信号をクロック端子に取り込む。そして、クロック端子を介して取り込んだ信号の立ち上がりエッジに同期して、入力端子Ｔ３から入力される信号をＤ入力端子に取り込む。そして、取り込んだ信号の反転信号を反転出力端子から出力する。

フリップフロップ４６の反転出力端子には、ワンショット回路４８が接続されている。このワンショット回路４８は、入力される信号、すなわち、フリップフロップ４６の反転出力端子から出力される信号の立ち上がりエッジをトリガとして、論理「Ｈ」のパルス信号を出力するものである。このパルス信号は、一回のスイッチング時間程度の間に限って論理「Ｈ」となるものである。

上記ワンショット回路４４，４８の出力は、ＯＲ回路４９に取り込まれる。ＯＲ回路４９では、これら出力の論理和信号をスイッチング素子３６に出力する。これにより、スイッチング素子３６は、ワンショット回路４４，４８によってパルス信号が出力されている期間のみオフ状態となる。換言すれば、入力端子Ｔ１から取り込まれる信号の立ち下がりエッジにおいて入力端子Ｔ２から取り込まれる信号が論理反転する際、及び入力端子Ｔ１から取り込まれる信号の立ち上がりエッジにおいて入力端子Ｔ３から取り込まれる信号が論理反転する際にのみオフ状態となる。これにより、相間電圧の極性が反転する際、及び反転直後再度反転した極性となる際に限って、ゲートへの充電速度及びゲートからの放電速度を低減することができる。ちなみに、先の図２には、ＵＶ相間電圧の極性反転の検出態様を示した。

なお、上側アームのＶ相、Ｗ相のドライブ回路ＤＳの入力端子Ｔ１〜Ｔ３に入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐは、Ｕ相のドライブ回路ＤＳにおける入力パターンを基準として、これをＶ相、Ｗ相の順に巡回置換することで得られる。また、下側アームのＶ相、Ｗ相のドライブ回路ＤＳの入力端子Ｔ１〜Ｔ３に入力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎは、Ｕ相のドライブ回路ＤＳにおける入力パターンを基準として、これをＶ相、Ｗ相の順に巡回置換することで得られる。

図６に、上記回路による極性反転時のスイッチング素子ＳＷ１の操作態様を例示する。詳しくは、図６（ａ）は、Ｕ相操作信号ｇｕｐの推移を示し、図６（ｂ）は、フリップフロップ４０の出力信号の推移を示し、図６（ｃ）は、ワンショット回路４４の出力の推移を示し、図６（ｄ）は、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタ電流の推移を示し、図６（ｅ）は、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタ及びエミッタ間の電圧の推移を示す。

図示されるように、スイッチング素子ＳＷ１の操作信号ｇｕｐの立ち下がりエッジに同期してフリップフロップ４０の出力が論理「Ｈ」に反転すると、ワンショット回路４４からパルス信号が出力される。これにより、上記スイッチング素子３６がオフとされるため、ゲートの放電速度が低下し、コレクタ電流の減少速度と、コレクタ及びエミッタ間の電圧の上昇速度とが緩和される。これにより、コレクタ及びエミッタ間の電圧の上昇に伴うサージノイズが低減される。なお、図６（ｄ）及び図６（ｅ）中、破線は、ゲートの放電速度を低下させない場合の例を示す。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）極性が反転すると判断される場合、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の切り替え時間を伸長させた。これにより、極性が反転する際のサージノイズを好適に抑制することができ、ひいては部分放電を好適に抑制することができる。

（２）インターフェース１８を介してモータジェネレータ１０側(高圧システム側)に出力される操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎに基づき、相間電圧の極性の反転の有無を判断した。これにより、極性反転が生じると判断される場合に、スイッチング素子３６をオフ状態に切り替える指令信号を、マイコン２０から出力することなく、高圧システム内で生成することができる。このため、マイコン２０を備える低圧システムとインバータ１２を備える高圧システムとを絶縁する絶縁手段の数を増加させることなく、スイッチング素子３６のスイッチング状態の切り替えを行うことができる。

（３）入力端子Ｔ１から取り込まれる信号の立ち下がりエッジに同期して入力端子Ｔ２から取り込まれる信号の論理値を記憶するフリップフロップ４０と、フリップフロップ４０のＱ出力端子から出力される信号の立ち上がりエッジに同期してパルス信号を生成するワンショット回路４４とを備えた。また、入力端子Ｔ１から取り込まれる信号の立ち上がりエッジに同期して入力端子Ｔ３から取り込まれる信号を記憶するフリップフロップ４６と、フリップフロップ４６の反転出力端子から出力される信号の立ち上がりエッジに同期してパルス信号を出力するワンショット回路４８とを備えた。これにより、フリップフロップ４０、４６によって極性の反転の有無や極性反転後再度の反転を好適に判断することができるとともに、パルス信号によってスイッチング素子３６をオン状態とする期間を適切に設定することができる。

（４）相間電圧の極性が反転した後、相間電圧がゼロとなり再度反転後の極性となるタイミングを判断し、再度反転後の極性となるタイミングであると判断される場合にも、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング時間を伸長させた。これにより、サージノイズをいっそう好適に抑制することができ、ひいては部分放電をいっそう好適に抑制することができる。

（５）スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のゲートに電圧を印加する経路を、抵抗体３４，３８及びスイッチング素子３６を備えて構成することで、同経路の抵抗値を可変設定した。こうした構成によれば、経路の抵抗値を増大させることで、スイッチング状態の切り替え時間を伸長させることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるドライブ回路ＤＳの回路構成を示す。なお、図７において、先の図５と同一の部材については便宜上同一の符号を付している。

ワンショット回路４４ａは、フリップフロップ４０のＱ出力端子から出力される信号の立ち上がりに同期してパルス信号を生成する。ただし、ワンショット回路４４ａは、入力端子Ｔ１から入力される信号の立ち下がりエッジに同期してスイッチング素子ＳＷのゲートの放電が開始された後ミラー期間に移行する際にパルス信号を生成するように、立ち下がりのタイミングに対して遅延を生じさせる機能を有する。ワンショット回路４４ａの出力するパルス信号は、電圧レベル変換器５０に取り込まれる。電圧レベル変換器５０は、ワンショット回路４４ａの出力信号の論理レベルに応じて、上記電圧レベル変換器３０による変換レベルと同一の電圧レベルに変換する。電圧レベル変換器５０の出力信号を取り込むバッファ５２は、上記バッファ３２と同一の構成を有する。バッファ５２の出力端子は、ダイオード５４のアノード側に接続されており、ダイオード５４のカソード側は、バッファ３２及び抵抗体３４間に接続されている。

一方、ワンショット回路４８ａは、フリップフロップ４６の反転出力端子から出力される信号の立ち上がりに同期して、論理「Ｌ」となるパルス信号を生成する。このワンショット回路４８ａは、入力端子Ｔ１から入力される信号の立ち上がりエッジに同期してスイッチング素子ＳＷのゲートの充電が開始された後ミラー期間に移行する際にパルス信号を生成するように、立ち上がりのタイミングに対して遅延を生じさせる機能を有する。ワンショット回路４８ａの出力するパルス信号は、電圧レベル変換器５６に取り込まれる。電圧レベル変換器５６は、ワンショット回路４８ａの出力信号の論理レベルに応じて、上記電圧レベル変換器３０による変換レベルと同一の電圧レベルに変換する。電圧レベル変換器５６の出力は、バッファ５８を介してダイオード６０のカソード側に接続されており、ダイオード６０のアノード側は、バッファ３２及び抵抗体３４間に接続されている。

図８に、上記回路によるＵ相の極性反転時近傍の処理を示す。詳しくは、図８（ａ）にＵ相の操作信号ｇｕｐの推移を示し、図８（ｂ）に、フリップフロップ４０のＱ出力端子の信号の推移を示し、図８（ｃ）に、フリップフロップ４６の反転出力端子の信号の推移を示し、図８（ｄ）に、ワンショット回路４４ａ出力するパルス信号の推移を示し、図８（ｅ）に、ワンショット回路４８ａの出力するパルス信号の推移を示す。また、図８（ｆ）に、スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧の推移を示し、図８（ｇ）に、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタ電流の推移を示し、図８（ｈ）に、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタ及びエミッタ間の電圧の推移を示す。

図示されるように、操作信号ｇｕｐの立ち下がりエッジに同期してフリップフロップ４０のＱ出力端子の出力信号が論理「Ｈ」に反転し、バッファ３２によってスイッチング素子ＳＷ１のゲートに印加される電圧が論理「Ｌ」とされ、ゲート電圧が低下していく。そして、立ち下がりタイミングから所定時間経過し、ゲート電圧の変化が一時的に滞るミラー期間に移行した後において、ワンショット回路４４ａから論理「Ｈ」のパルス信号が出力される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１のゲートの電圧が、バッファ５２の出力電圧からダイオード５４による電圧降下量を減算した値程度まで上昇する。そして、ワンショット回路４４ａの出力が再度論理「Ｌ」に反転すると、ゲート電圧がパルス信号の出力前の値程度まで低下し、その後ミラー期間の終了によってゲート電圧が論理「Ｌ」に対応する値にまで低下する。これにより、図８（ｈ）に実線にて示すように、コレクタ及びエミッタ間の電圧の上昇に伴うサージノイズが、上記パルス信号による一時的なゲート電圧の上昇処理を行わない場合（同図８（ｈ）に破線にて表記）と比較して低減される。

また、操作信号ｇｕｐの立ち上がりエッジに同期してフリップフロップ４６の反転出力端子の出力信号が論理「Ｈ」に反転し、バッファ３２によってスイッチング素子ＳＷ１のゲートに印加される電圧が論理「Ｈ」とされ、ゲート電圧が上昇する。そして、立ち上がりタイミングから所定時間経過し、ゲート電圧の変化が一時的に滞るミラー期間に移行した後において、ワンショット回路４８ａから論理「Ｌ」のパルス信号が出力される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧が、ダイオード６０の電圧降下量程度の値まで低下する。そして、ワンショット回路４８ａの出力が再度論理「Ｈ」に反転すると、ゲート電圧がパルス信号の出力前の値程度まで上昇し、その後ミラー期間の終了によってゲート電圧が論理「Ｈ」に対応する値にまで上昇する。これにより、図８（ｇ）に実線にて示すように、コレクタ電流が、上記パルス信号による一時的なゲート電圧の低下処理を行わない場合（同図８（ｇ）に破線にて表記）と比較して低減される。このため、コレクタ電流の急変に起因するサージノイズを好適に低減することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）〜（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）スイッチング素子ＳＷ〜ＳＷ６のスイッチング状態を切り替えるべく、ゲートに印加する電圧を変化させる過程の途中で、印加する電圧をその変化方向とは逆側に一時的に変化させた。これにより、切り替えに際してのサージノイズの影響を好適に抑制することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの位相の関係が一義的に定まるとの前提の下、ドライブ回路ＤＳを構成した。しかし、車両の後退等によってモータジェネレータ１０の回転が逆回転となる場合には、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの位相の関係が変化する。詳しくは、正回転である場合には、先の図２に示したように、正の領域において指令電圧ｖｕｃが指令電圧ｖｖｃよりも大きい状態から小さい状態へと移行し、負の領域において指令電圧ｖｕｃが指令電圧ｖｖｃよりも小さい状態から大きい状態へと移行していたのが、逆回転では、逆となる。すなわち、逆回転である場合には、正の領域において指令電圧ｖｕｃが指令電圧ｖｖｃよりも小さい状態から大きい状態へと移行し、負の領域において指令電圧ｖｕｃが指令電圧ｖｖｃよりも大きい状態から小さい状態へと移行するようになる。

このため、正回転時におけるＵ相及びＶ相間の関係が、逆回転時におけるＵ相及びＷ相間の関係と等しくなり、正回転時におけるＶ相及びＷ相間の関係が、逆回転時におけるＶ相及びＵ相間の関係と等しくなり、正回転時のＷ相及びＵ相間の関係が、逆回転時におけるＷ相及びＶ相間の関係と等しくなる。したがって、逆回転時において相間電圧の極性反転等を判断する際には、ドライブ回路ＤＳのフリップフロップ４０，４６に入力される信号を変更する必要がある。

図９に、本実施形態にかかるドライブ回路ＤＳの回路構成を示す。なお、図７において、先の図５と同一の部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、入力端子Ｔ２及び入力端子Ｔ３から取り込まれる信号を、それぞれフリップフロップ４０のＤ入力端子及びフリップフロップ４６のＤ入力端子にいかに割り振るかを切り替える選択部７０を備えている。この選択部は、入力端子Ｔ５から取り込まれる切り替え信号によって操作される。すなわち、モータジェネレータ１０の正回転時においては、入力端子Ｔ２から取り込まれる信号をフリップフロップ４０のＤ入力端子に、また、入力端子Ｔ３から取り込まれる信号をフリップフロップ４６のＤ入力端子にそれぞれ割り振る。一方、モータジェネレータ１０の逆回転時においては、入力端子Ｔ２から取り込まれる信号をフリップフロップ４６のＤ入力端子に、また、入力端子Ｔ３から取り込まれる信号をフリップフロップ４０のＤ入力端子にそれぞれ割り振る。これにより、モータジェネレータ１０の回転方向にかかわらず、相間電圧の極性反転を好適に判断することができる。

なお、上記入力端子Ｔ５から取り込まれる切り替え信号は、全てのドライブ回路ＤＳ間で共通の信号とする。この信号は、マイコン２０から出力されるようにすればよい。

以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）逆回転時において相間電圧の極性反転等を判断する際には、ドライブ回路ＤＳのフリップフロップ４０，４６に入力される信号を変更した。これにより、モータジェネレータ１０の回転方向にかかわらず、相間電圧の極性反転を好適に判断することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。

本実施形態では、高圧バッテリ１４の電圧を昇圧する昇圧回路８０を備えている。このため、モータジェネレータ１０の相間電圧に印加される電圧は、高圧バッテリ１４によって印加される値よりも更に高く、昇圧回路８０によって昇圧された値に応じたものとなる。このため、モータジェネレータ１０の巻き線間の絶縁についても、昇圧回路８０が動作している場合に対応できる程度のものとされている。

ただし、この場合、昇圧回路８０を用いない場合には、モータジェネレータ１０に部分放電が生じる可能性は低くなる。このため、この場合にまで極性反転時においてスイッチング時間を伸長させたのでは、スイッチング損失の増大を招くのみとなる。そこで本実施形態では、昇圧回路８０による昇圧動作がなされていない場合には、極性反転に基づくスイッチング状態の切り替え時間の伸長処理を行わない。

すなわち、マイコン２０から昇圧回路８０の動作指令が出されると、この指令は、昇圧回路８０のみならず、各ドライブ回路ＤＳにも入力される。そして、各ドライブ回路ＤＳでは、この入力信号に基づき昇圧動作中であると判断される場合には(図のフローチャートのステップＳ１０：ＹＥＳ)、極性判断を実行する(ステップＳ１２)ものの、昇圧動作中でないと判断される場合には(ステップＳ１０：ＮＯ)、極性判断を行わない（ステップＳ１４）。

以上詳述した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）昇圧回路８０の停止時には極性反転時のスイッチング切り替え時間の伸長処理を禁止することで、部分放電を抑制しつつも、スイッチング損失を極力低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第３の実施形態における第１の実施形態からの変更点によって、先の第２、第４の実施形態を変更してもよい。

・上記第４の実施形態における第１の実施形態からの変更点によって、先の第２の実施形態を変更してもよい。

・上記第３の実施形態において、逆回転時には、フリップフロップ４０のクロック端子に印加する信号を入力端子Ｔ１から取り込まれる信号として且つ、フリップフロップ４６のクロック端子に印加する信号を入力端子Ｔ１から取り込まれる信号の論理反転信号としてもよい。

・極性反転時のみスイッチング時間を伸長させるなら、例えば、キャリアの谷でのみ指令電圧を更新して且つフリップフロップ４６等を省いたり、キャリアの山でのみ指令電圧を更新して且つフリップフロップ４０等を省いたりしてもよい。

・キャリアとしては、三角波に限らず、例えば鋸波であってもよい。この場合、先の第１の実施形態において、右肩上がりの鋸波(漸増した後ステップ状に初期値に戻る波形)を用いるときには、立ち上がりエッジを用い、また、右肩下がりの鋸波（ステップ状に増大した後漸減する波形）を用いるときには、立ち下がりエッジを用いることで極性反転タイミングを検出することができる。これは、指令電圧の大小関係の逆転直後に指令電圧とキャリアの交差するタイミングのうち、キャリアが漸増又は漸減しつつ交差するタイミングによって生成されるエッジが極性反転タイミングとなることによる。なお、上記鋸波形状のキャリアを用いる場合には、ドライブ回路ＤＳにおいて、フリップフロップ４０，４６いずれか一つのみを備えることで極性反転タイミングを確実に判断することができる。なおこの場合において、極性反転後再度反転するタイミングにおいても部分放電対策を所望する場合には、ワンショット回路のパルス幅を伸長させればよい。

・上記実施形態では、車載低圧システムを構成するマイコン２０から高圧システムに出力される操作信号ｇｕｐ、ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎに基づき、極性の反転の有無を判断したがこれに限らない。例えばマイコン２０内において、これら操作信号ｇｕｐ、ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する際に極性反転の有無を判断してもよい。

・極性が反転すると判断される場合等において、スイッチング素子のスイッチング状態の切り替え時間を伸長させる手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、スイッチング素子の導通制御端子に最終的に印加する電圧（例えば図５における電圧レベル変換器３０の出力）を可変とするものであってもよい。更に伸長手段に限らず、要は、サージノイズを抑制するようにスイッチング素子の操作態様を変更可能なもの等、部分放電を抑制すべくスイッチング素子の操作態様を変更可能なものであればよい。

・その他、電力変換回路の駆動装置としては、車載ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

第１の実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかるＰＷＭ制御態様を示すタイムチャート。 極性反転時に部分放電が生じやすいことを示す実験結果を示す図。 上記実施形態における相間電圧の極性反転の判断手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるドライブ回路の回路構成を示す回路図。 上記ドライブ回路の処理を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるドライブ回路の回路構成を示す回路図。 上記ドライブ回路の処理を示すタイムチャート。 第３の実施形態にかかるドライブ回路の回路構成を示す回路図。 第４の実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す図。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…インバータ、２０…マイコン、ＤＳ…ドライブ回路。

Claims (10)

1. 多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置において、
   前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断する判断手段と、
   前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様を変更する変更手段とを備え、
   前記変更手段は、前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替え時間を伸長させる伸長手段を備えることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
2. 多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置において、
   前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断する判断手段と、
   前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様を変更する変更手段とを備え、
   前記変更手段は、前記スイッチング素子の導通制御端子に電圧を印加する経路と、該経路の抵抗値を可変設定する手段とを備えて構成されることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
3. 多相回転電機に接続される電力変換回路について、その電圧制御形のスイッチング素子を駆動する駆動装置において、
   前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性の反転の有無を判断する判断手段と、
   前記極性が反転すると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様を変更する変更手段とを備え、
   前記変更手段は、前記スイッチング素子のスイッチング状態を切り替えるべく、前記スイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を変化させる過程の途中で、前記印加する電圧をその変化方向とは逆側に一時的に変化させる手段を備えることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
4. 前記判断手段は、前記スイッチング素子の操作信号を取得する手段を備えて且つ、前記多相回転電機の任意の２相についての前記操作信号に基づき、当該２相間の相間電圧の極性の反転の有無を判断するものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
5. 前記操作信号は、前記多相回転電機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係に基づき生成されるものであり、
   前記判断手段は、前記任意の２相について、そのうちの一方の相のスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれかの切り替えに際しての前記他方の相の操作信号の論理値の変化に基づき、前記極性反転の有無を判断することを特徴とする請求項４記載の電力変換回路の駆動装置。
6. 前記操作信号は、前記多相回転電機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係に基づき生成されるものであり、
   前記判断手段は、前記任意の２相について、そのうちの一方の相のスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替え及びオフ状態からオン状態への切り替えのいずれかに伴って前記他方の相の操作信号の論理値を記憶する記憶手段と、該記憶手段によって記憶される値の変化に基づき前記極性反転した旨のワンショットパルス信号を生成するパルス生成手段とを備えることを特徴とする請求項４又は５記載の電力変換回路の駆動装置。
7. 前記多相回転電機に印加される相間電圧の極性が反転した後、該相間電圧がゼロとなり再度前記反転後の極性となるタイミングを判断する反転後判断手段を更に備え、
   前記変更手段は、再度前記反転後の極性となるタイミングであると判断される場合、前記スイッチング素子の操作態様の変更を継続することを特徴とする請求項５又は６記載の電力変換回路の駆動装置。
8. 前記キャリアは、その立ち上がりにおいて漸増して且つ立ち下がりにおいて漸減するものであり、
   前記反転後判断手段は、前記他方の相のスイッチング素子についての前記いずれかとは異なる側への切り替えに際しての前記一方の相の操作信号の論理値の変化に基づき、前記判断を行うことを特徴とする請求項７記載の電力変換回路の駆動装置。
9. 前記キャリアは、その立ち上がりにおいて漸増して且つ立ち下がりにおいて漸減するものであり、
   前記反転後判断手段は、前記他方の相のスイッチング素子についての前記いずれかとは異なる側への切り替えに伴って前記一方の相の操作信号の論理値を記憶する記憶手段と、該記憶手段によって記憶される値の変化に基づき、再度前記反転後の極性となった旨のワンショットパルス信号を生成するパルス生成手段とを備えることを特徴とする請求項７又は８記載の電力変換回路の駆動装置。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換システム。

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