JP5341557B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、ハイブリッド車両や電気自動車等の車両に搭載され、交流モータを駆動制御するインバータ装置に関する。

従来、インバータ装置と交流のモータとを接続する３相電力ケーブルのインピーダンス及びモータの入力インピーダンスは、インダクタンス成分Ｌ、容量成分Ｃ、抵抗成分Ｒを有するので、図１に曲線Ｊ１で示すような固有の伝達特性を有する。曲線Ｊ１に示すようなゲインにピークを有する共振特性を示すため、モータの入力部では、そのピークの周波数のサージ電圧が発生し、モータに過大な電圧がかかり絶縁破壊に至る危険性がある。

そこで、例えば特許文献１に示すようなサージ電圧を低減するサージ電圧抑制装置がある。この装置は、図２に示すように、パワートランジスタ等のスイッチング素子ＱとダイオードＤを並列に接続した組みが、Ｕ，Ｖ，Ｗ相毎に直流電源の正、負端子間に直列に接続されたインバータ１と、交流のモータ２とを備える。インバータ１からの各相の出力が、スイッチング素子ＱとダイオードＤを並列に接続した組みの直列接続点から取り出され、各動力線４ｕ，４ｖ，４ｗを介してモータ２のＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線にそれぞれ接続されている。

また、所定の電圧以上になると電流が流れ電圧をクランプする特徴を持った半導体サージ吸収素子３（３ａ〜３ｆ）が、各相間及び各相とグランド間に接続されている。即ち、Ｕ相の動力線４ｕとＶ相の動力線４ｖ間には半導体サージ吸収素子３ａが、Ｖ相の動力線４ｖとＷ相の動力線４ｗ間には半導体サージ吸収素子３ｂが、Ｕ相の動力線４ｕとＷ相の動力線４ｗ間には半導体サージ吸収素子３ｃが接続されている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各動力線４ｕ，４ｖ，４ｗとグランド間には半導体サージ吸収素子３ｄ，３ｅ，３ｆがそれぞれ接続されている。

これらの半導体サージ吸収素子３によって、半導体サージ吸収素子要素を複数直列に接続して所望するクランプ電圧を得るようになっている。つまり、スイッチング素子Ｑのスイッチング動作によって発生するサージ電圧により、半導体サージ吸収素子３の両端間の電圧が予め設定されているクランプ電圧以上になると、この半導体サージ吸収素子３が導通して電流が流れ、動力線４の電圧を設定されている所望の電圧にクランプして、サージ電圧を吸収する。これによって、サージ電圧による各相間の絶縁劣化、各相とグランド間の絶縁劣化を防止できるようになっている。

特許第３７４２６３６号公報

しかし、上記の特許文献１では、半導体サージ吸収素子３が発熱するため電力損失が増加し、また追加する半導体サージ吸収素子３の分だけ装置コストが高くなるという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、余計な電力損失が生じることなく、装置コストが高くならないように、駆動対象のモータ入力側に発生するサージ電圧を吸収することができるインバータ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、電源の正極側と負極側との間に３相の各相毎に直列接続された電力変換用のスイッチング素子と、これらスイッチング素子を駆動制御端子への電圧供給により駆動制御する制御手段とを有し、この制御手段で駆動される各相のスイッチング素子の接続間からの出力電圧の供給によってモータを駆動するインバータ装置において、前記スイッチング素子の駆動制御端子に接続され、各々抵抗値の異なる第１及び第２の抵抗器と、これら抵抗器の何れか一方を選択して当該駆動制御端子と前記制御手段との間に接続する切換スイッチとを備え、前記制御手段が、前記切換スイッチの制御により、前記第１の抵抗器を選択して前記駆動制御端子と前記制御手段との間に接続したのち当該第１の抵抗器を介して当該駆動制御端子に電圧を供給し、一定時間後に、前記第２の抵抗器を選択して前記駆動制御端子と前記制御手段との間に接続したのち当該第２の抵抗器を介して当該駆動制御端子に電圧を供給するようにしたものであって、前記第１の抵抗器を接続したことに起因する第１のサージ電圧波形と、前記第２の抵抗器を接続したことに起因する第２のサージ電圧波形とは、立ち上がり特性及び位相が異なり、前記一定時間は、前記第１のサージ電圧波形の立ち上がり時間に基づいて設定され、前記二つのサージ電圧波形を足し合わせるとピーク電圧が減少することを特徴とする。

この構成によれば、第１の抵抗器が第２の抵抗器よりも抵抗値が小さい場合、各抵抗器を選択した際の駆動制御端子への電圧印加では、各相のスイッチング素子の接続間からの出力電圧の波形が、言い換えればインバータ装置からの出力電圧波形が、抵抗値の小さい第１の抵抗器選択時よりも、抵抗値の大きい第２の抵抗器選択時の方が滑らかに立ち上がる。このように立ち上がり速度の異なる電圧波形がモータに入力されると、モータの各々の入力電圧波形は、インバータ装置とモータを接続する３相電力線のインダクタンスＬとモータ入力側の容量Ｃとの共振によって上下に振幅するサージ電圧波形となる。しかし、モータの各々の入力電圧波形は、立ち上がり速度が異なるので各々のサージ電圧波形の位相は異なる。すなわち、第１の抵抗器を接続したことに起因する第１のサージ電圧波形と、第２の抵抗器を接続したことに起因する第２のサージ電圧波形の立ち上がり特性及び位相は異なり、一定時間は、第１のサージ電圧波形の立ち上がり時間に基づいて設定され、二つのサージ電圧波形を足し合わせると電圧ピークが減少する。従って、最初の第１の抵抗器選択時の際のモータの第１のサージ電圧波形と、第２の抵抗器選択時の際のモータの第２のサージ電圧波形とが互いに打ち消し合って、レベル振動の少ない電圧波形がモータに入力されることになる。

このように、第１及び第２の抵抗器と、切換スイッチとをスイッチング素子の駆動制御端子側に接続して、駆動対象のモータ入力側に発生するサージ電圧を吸収することができる。従って、従来のように、余計な電力損失が生じることなく、装置コストが高くならないように、駆動対象のモータ入力側に発生するサージ電圧を吸収することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のインバータ装置において、前記第２の抵抗器の選択時における前記各相のスイッチング素子の接続間からの出力電圧の波形が、前記第１の抵抗器の選択時の前記モータの入力電圧波形におけるピーク振幅波形の１周期の１／２で立ち上がるように、前記第１及び第２の抵抗器の各抵抗値を定めたことを特徴とする。

この構成によれば、第１の抵抗器選択時のモータの入力電圧波形と、第２の抵抗器選択時のモータの入力電圧波形との位相が１８０°ずれる関係となるので双方の入力電圧波形は互いに打ち消し合う。これによって、モータの入力電圧波形を所定時間で立ち上がってピークとなったのち略一定レベルとなる波形とすることができる。従って、モータを適正に起動して駆動することができる。

以上説明したように本発明によれば、余計な電力損失が生じることなく、装置コストが高くならないように、駆動対象のモータ入力側に発生するサージ電圧を吸収することができるインバータ装置を提供することができるという効果がある。

従来のインバータ装置とこの装置に３相電力ケーブルで接続された交流モータの入力インピーダンスの伝達特性を示す図である。 従来のサージ電圧抑制装置の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係るインバータ装置の構成を示す回路図である。 本実施形態のインバータ装置の出力電圧波形と、交流モータの入力電圧波形とを示す図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。

図３は、本発明の実施形態に係るインバータ装置の構成を示す回路図である。

図３に示すインバータ装置１０は、パワートランジスタ等のスイッチング素子ＴとダイオードＤとを並列接続したＩＧＢＴ１１が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相毎に直流電源１２の正端子及び負端子間に２つずつ直列に接続されて構成され、このインバータ装置１０における２つのＩＧＢＴ１１の直列接続点から各相毎に引き出された３相電力線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗが、交流モータ１４の図示せぬＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線にそれぞれ接続されている。なお、符号Ｃは直流電源１２の平滑用のコンデンサである。

本実施形態の特徴は、このような構成のインバータ装置１０において、各ＩＧＢＴ１１のスイッチング素子Ｔのゲート端子（駆動制御端子）にゲート駆動回路１５を接続し、このゲート駆動回路１５を制御部１６で後述の通り制御するようにした点にある。なお、図１では、直列接続されたＵ相のＩＧＢＴ１１のスイッチング素子Ｔのゲート端子にゲート駆動回路１５が接続された様子を示したが、Ｖ相、Ｗ相のＩＧＢＴ１１のゲート端子にも同様にゲート駆動回路１５が接続されているものとする。

即ち、ゲート駆動回路１５は、スイッチング素子Ｔのゲート端子に接続され、各々抵抗値の異なる第１及び第２の抵抗器Ｒ１，Ｒ２と、これら抵抗器Ｒ１，Ｒ２の何れか一方を選択してゲート端子と制御部１６との間に接続する切換スイッチＳＷとを備えて構成されている。

制御部１６は、まず、切換スイッチＳＷを抵抗器Ｒ１側に接続するスイッチング信号を出し、これによって抵抗器Ｒ１が選択されてスイッチング素子Ｔのゲート端子と制御部１６との間に接続されると、ゲート端子に所定のゲート電圧を印加し、一定時間後に、切換スイッチＳＷを抵抗器Ｒ２側に接続するスイッチング信号を出し、これによって抵抗器Ｒ２が選択されてスイッチング素子Ｔのゲート端子と制御部１６との間に接続されると、ゲート端子に所定のゲート電圧を印加する制御を行う。

更に説明すると、スイッチング素子Ｔのゲート端子に抵抗値の異なる抵抗器Ｒ１又はＲ２が接続された場合、各々の場合でゲート端子のゲート抵抗値が異なるので、制御部１６から同電位のゲート電圧が供給されると、ゲート端子には抵抗器Ｒ１の場合と抵抗器Ｒ２の場合とで異なる電位のゲート電圧が印加されることになる。従って、ゲート端子への異なるゲート電圧印加に応じて、各相のＩＧＢＴ１１の直列接続点から出力される電圧、言い換えればインバータ装置１０からの出力電圧の立ち上がり時間が図４に示すように異なることになる。

図４に符号２１で示す電圧の波形は、制御部１６から抵抗器Ｒ１を介してスイッチング素子Ｔのゲート端子に電圧が印加された際に、インバータ装置１０から出力される電圧の波形である。この波形２１は、時刻ｔ１から時刻ｔ２まで急峻に立ち上がって一定状態となる。この電圧波形２１が交流モータ１４に入力されると、交流モータ１４の入力側の電圧波形は、符号２１ａで示すように時刻ｔ１１から立ち上がって上下に振幅するサージ電圧となる。

符号２２で示す電圧の波形は、制御部１６から抵抗器Ｒ２を介してスイッチング素子Ｔのゲート端子に電圧が印加された際に、インバータ装置１０から出力される電圧の波形である。この波形２２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３まで電圧波形２１よりも滑らかに立ち上がって一定状態となる。この電圧波形２２が交流モータ１４に入力されると、交流モータ１４の入力側の電圧波形は、符号２２ａで示すように時刻ｔ１２から立ち上がって上下に振幅するサージ電圧となる。このサージ電圧波形２２ａは、例えば時刻ｔ１３〜ｔ１４間での比較から分かるように、サージ電圧波形２１ａに比べ位相が１８０°ずれた関係となっている。

この関係とするには、抵抗器Ｒ２選択時のインバータ装置１０の出力電圧波形２２が、時刻ｔ２〜ｔ３間において、抵抗器Ｒ１選択時の交流モータ１４の入力電圧波形２１ａにおけるピーク振幅波形の１周期ｋ１の１／２で立ち上がるように、抵抗器Ｒ１とＲ２との抵抗値を定めればよい。

そして、インバータ装置１０の出力電圧波形が、符号２３で示すように、時刻ｔ１〜ｔ２間では電圧波形２１で立ち上がり、時刻ｔ２〜ｔ３では電圧波形２２で立ち上がるようにすれば、電圧波形２１に応じて発生するサージ電圧波形２１ａと、電圧波形２２に応じて発生するサージ電圧波形２２ａとが互いに打消し合うので、交流モータ１４の入力電圧波形は符号２３ａで示すように立ち上がり後に、上下振幅が殆ど無い略一定のレベルとなる。

このためには制御部１６で、時刻ｔ１〜ｔ２間で抵抗器Ｒ１を選択してゲート電圧を供給し、次に時刻ｔ２〜ｔ３間で抵抗器Ｒ２を選択してゲート電圧を供給する制御を行えばよい。

このような構成のインバータ装置１０によって交流モータ１４を起動する場合、まず、制御部１６の制御によって、所定時間の間にゲート駆動回路１５の抵抗器Ｒ１を選択してゲート電圧をスイッチング素子Ｔのゲート端子に印加すると、時刻ｔ１〜ｔ２間に立ち上がって一定レベルとなる波形の電圧２１が出力され、これに応じて交流モータ１４の入力が時刻ｔ１１で立ち上がって上下に振幅する電圧波形２１ａとなる。

次に、制御部１６の制御によって、所定時間の間に抵抗器Ｒ２を選択してゲート電圧をスイッチング素子Ｔのゲート端子に印加すると、時刻ｔ２〜ｔ３間に立ち上がって一定レベルとなる波形の電圧２２が出力され、これに応じて交流モータ１４の入力が時刻ｔ１２で立ち上がって上下に振幅する電圧波形２２ａとなる。

つまり、交流モータ１４の起動時に、時刻ｔ１〜ｔ２間で立ち上がる電圧波形２１と時刻ｔ２〜ｔ３間で立ち上がる電圧波形２２とがその順に合成されて電圧波形２３としてインバータ装置１０から出力される。これによって、交流モータ１４の入力は、互いに位相が１８０°ずれたサージ電圧波形２１ａとサージ電圧波形２２ａとで打ち消され、時刻ｔ１１で立ち上がって時刻ｔ１２を過ぎてピークとなったのち略一定レベルとなる電圧波形２３ａとなる。この電圧波形２３ａによって交流モータ１４が適正に起動して駆動する。

このように本実施形態のインバータ装置１０によれば、スイッチング素子Ｔのゲート端子に接続され、各々抵抗値の異なる第１及び抵抗器Ｒ２と、これら抵抗器Ｒ１，Ｒ２の何れか一方を選択して当該ゲート端子と制御部１６との間に接続する切換スイッチＳＷとを備え、制御部１６が、切換スイッチＳＷの制御により、抵抗器Ｒ１を選択してゲート端子と制御部１６との間に接続したのち抵抗器Ｒ１を介してゲート端子に電圧を供給し、一定時間後に、抵抗器Ｒ２を選択してゲート端子と制御部１６との間に接続したのち抵抗器Ｒ２を介してゲート端子に電圧を供給するようにした。

これによって、抵抗器Ｒ１が抵抗器Ｒ２よりも抵抗値が小さい場合、各抵抗器Ｒ１，Ｒ２を選択した際のゲート端子への電圧印加では、各相のスイッチング素子Ｔの接続間からの出力電圧の波形が、言い換えればインバータ装置１０からの出力電圧波形が、抵抗値の小さい抵抗器Ｒ１選択時よりも、抵抗値の大きい抵抗器Ｒ２選択時の方が滑らかに立ち上がる。

このように立ち上がり速度の異なる電圧波形が交流モータ１４に入力されると、交流モータ１４の各々の入力電圧波形は、インバータ装置１０と交流モータ１４を接続する３相電力線１３ｕ，１３ｖ，１３ｗのインダクタンスＬと交流モータ１４入力側の容量Ｃとの共振によって上下に振幅するサージ電圧波形となる。しかし、交流モータ１４の各々の入力電圧波形は、立ち上がり速度が異なるので各々のサージ電圧波形の位相は異なる。従って、最初の抵抗器Ｒ１選択時の際の交流モータ１４のサージ電圧波形と、抵抗器Ｒ２選択時の際の交流モータ１４のサージ電圧波形とが互いに打ち消し合って、レベル振動の少ない電圧波形が交流モータ１４に入力されることになる。

このように、抵抗器Ｒ１，Ｒ２と、切換スイッチＳＷとをスイッチング素子Ｔのゲート端子側に接続して、駆動対象の交流モータ１４入力側に発生するサージ電圧を吸収することができる。従って、従来のように、余計な電力損失が生じることなく、装置コストが高くならないように、駆動対象の交流モータ１４入力側に発生するサージ電圧を吸収することができる。

また、抵抗器Ｒ２の選択時における各相のスイッチング素子Ｔの接続間からの出力電圧の波形が、抵抗器Ｒ１の選択時の交流モータ１４の入力電圧波形におけるピーク振幅波形の１周期の１／２で立ち上がるように、各抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を定めた。

これによって、抵抗器Ｒ１選択時の交流モータ１４の入力電圧波形と、抵抗器Ｒ２選択時の交流モータ１４の入力電圧波形との位相が１８０°ずれる関係となるので双方の入力電圧波形は互いに打ち消し合う。これによって、交流モータ１４の入力電圧波形を所定時間で立ち上がってピークとなったのち略一定レベルとなる波形とすることができる。従って、交流モータ１４を適正に起動して駆動することができる。

１０ インバータ装置
１１ ＩＧＢＴ
１２ 直流電源
１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ ３相電力線
１４ 交流モータ
１５ ゲート駆動回路
１６ 制御部
Ｔ スイッチング素子
Ｄ ダイオード
Ｃ コンデンサ

Claims (2)

1. 電源の正極側と負極側との間に３相の各相毎に直列接続された電力変換用のスイッチング素子と、これらスイッチング素子を駆動制御端子への電圧供給により駆動制御する制御手段とを有し、この制御手段で駆動される各相のスイッチング素子の接続間からの出力電圧の供給によってモータを駆動するインバータ装置において、
   前記スイッチング素子の駆動制御端子に接続され、各々抵抗値の異なる第１及び第２の抵抗器と、これら抵抗器の何れか一方を選択して当該駆動制御端子と前記制御手段との間に接続する切換スイッチとを備え、
   前記制御手段が、前記切換スイッチの制御により、前記第１の抵抗器を選択して前記駆動制御端子と前記制御手段との間に接続したのち当該第１の抵抗器を介して当該駆動制御端子に電圧を供給し、一定時間後に、前記第２の抵抗器を選択して前記駆動制御端子と前記制御手段との間に接続したのち当該第２の抵抗器を介して当該駆動制御端子に電圧を供給するようにしたものであって、
   前記第１の抵抗器を接続したことに起因する第１のサージ電圧波形と、前記第２の抵抗器を接続したことに起因する第２のサージ電圧波形とは立ち上がり特性及び位相が異なり、前記一定時間は、前記第２のサージ電圧波形の立ち上がり時間に基づいて設定され、前記二つのサージ電圧波形を足し合わせるとピーク電圧が減少することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記第２の抵抗器の選択時における前記各相のスイッチング素子の接続間からの出力電圧の波形が、前記第１の抵抗器の選択時の前記モータの入力電圧波形におけるピーク振幅波形の１周期の１／２で立ち上がるように、前記第１及び第２の抵抗器の各抵抗値を定めたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。

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