JP3824033B2 - 高調波補償装置を有する電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ等の変換において発生する高調波又は無効分を補償する装置を有する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣ−ＤＣ（交流−直流）変換部を含む電源装置においては、整流手段の後に平滑用コンデンサが接続されているので、入力電流波形が正弦波にならず、高調波成分を含み、且つ力率が悪くなる。
この種の高調波成分の除去及び力率改善の方法として次の２つの方法が知られている。
（１） 整流回路をスイッチを含む制御整流回路とすると共にリアクトルを接続し、スイッチによってリアクトルを交流電源に選択的に接続することによって補償電流を流し、入力電流の波形を正弦波に近づける方法。
（２） 変換器に並列に独立した補償装置を接続し、この補償装置から補償電流を供給する方法。
【０００３】
図１は従来の上記（２）の方法を説明するためのブロック図である。この図１では交流電源端子１と直流出力端子２との間に２個のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器ユニット３ａ、３ｂの並列回路が接続されている。ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器ユニット３ａ、３ｂを１つの変換器にまとめた構成にすることも可能である。しかし、図１の方式によれば、直流出力端子２に接続される負荷の大きさの変化に変換器ユニットの個数の変化で対応することができるので、コストの点で有利になる。高調波及び無効分の補償装置４は交流電源端子１に接続され、２つの変換器ユニット３ａ、３ｂの合計の低次の高調波成分及び無効分を補償する。この高調波及び無効分の補償は電流検出器５によって変換器ユニット３ａ、３ｂの合計電流を検出し、これに基づいて補償電流を決定することによって行われる。即ち、変換器ユニット３ａ、３ｂの合計電流の高調波成分と基本波無効成分とを検出し、これを打ち消すことができる補償電流を補償装置４から供給する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の上記（１）の方法によれば、図１の各変換器ユニット３ａ、３ｂに補償手段を内蔵させた構成となるため、各変換器ユニットが高価且つ大型になり、また電源装置全体としても高価になる。
また、上記（２）に従う図１に示す従来方法によれば、補償装置４を変換器ユニット３ａ、３ｂに実質的に無関係に構成するので、電源装置全体が大型になる。また、図１から補償装置４を取り除いた構成の既存の電源装置に対して補償装置４を容易に追加することができない。
【０００５】
そこで、本発明の目的は高調波又は無効分の補償を容易に行うことができる電源装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、少なくとも整流器をそれぞれ含む複数の変換器ユニットが並列接続され、前記複数の変換器ユニットが交流電源端子に接続されており、前記交流電源端子から前記複数の変換器ユニットに流入する交流入力電流の高調波成分と無効成分とのいずれか一方又は両方を低減させるための補償装置が前記交流電源端子に接続されている電源装置において、前記複数の変換器ユニットは変換回路とこの変換回路を収容するための外箱と外部接続端子とをそれぞれ有し、前記複数の変換器ユニットの変換回路は互いに同一の回路構成を有し、前記複数の変換器ユニットの前記外箱は互いに同一形状に形成され、前記複数の変換器ユニットの前記外部接続端子は互いに同一形状に形成され且つ前記外箱に対して互いに同一位置に配置され、前記補償装置は前記交流電源端子を通って流れる電流又は前記複数の変換器ユニットの並列回路の交流入力電流を検出するための電流検出器と補償電流を供給するための少なくとも１つの補償ユニットとを有し、前記補償ユニットは前記変換器ユニットの前記外箱と同一形状に形成された外箱と前記変換器ユニットの前記外部接続端子と同一形状且つ同一位置に形成された外部接続端子を有し、前記複数の変換器ユニットと前記補償ユニットを配置するための枠体が設けられ、前記枠体には前記複数の変換器ユニット及び前記補償ユニットを配置するための複数の区画が設けられ、前記複数の区画は互いに同一形状に形成され、前記複数の変換器ユニットと前記補償ユニットとの両方が前記複数の区画に配置されていることを特徴とする電源装置に係わるものである。
なお、請求項２に示すように、複数の変換器ユニットの交流入力電流と補償ユニットの交流入力電流との合計の電流を検出し、これに基づいて補償電流を決定することが望ましい。
また、請求項３に示すように補償ユニットを構成することが望ましい。
【０００７】
【発明の作用及び効果】
各請求項の発明によれば、次の作用効果を得ることができる。
（イ） 補償ユニットの外箱は変換器ユニットの外箱と同一形状に形成され、且つ枠体における変換器ユニットのための区画と同一形状の区画に配置することができるように形成されている。従って、補償ユニットを変換器ユニットと同様に枠体に取付けることができ、電源装置全体の構成の単純化又は小型化を達成することができる。
（ロ） 電源装置を変換器ユニットの並列接続で構成する場合には、負荷の増大に備えて追加の変換器ユニットを配置するための区画（スペース）を設けるのが一般的である。本発明によれば、補償ユニットを予備の区画に１台又は複数台配置することができる。これにより、既存の電源装置に補償機能を容易に付加することができる。
（ハ）複数の変換器ユニットの外部接続端子は互いに同一形状に形成され且つ外箱に対して互いに同一位置に配置され、また補償ユニットの外部接続端子は変換器ユニットの外部接続端子と同一形状且つ同一位置に形成されている。従って、補償ユニットの電気的接続を変換器ユニットと同様に行うことができるので、接続が容易になるばかりでなく接続部分のコストの低減を図ることができる。
請求項２の発明によれば、電流検出器を変換器ユニットの入力電流と補償ユニットの交流入力電流との合計を検出するので、補償ユニットを変換器ユニットに対して電流検出器に妨害されずに変換器ユニットの並列接続と同様に容易に接続することができる。
また、請求項３の発明によれば、簡単な回路構成によって高調波成分の低減又は無効分の低減を達成することができる。
【０００８】
【実施例】
次に、本発明の実施例の形態を説明するために図２〜図１３を参照して実施例を説明する。
図２は実施例の電源装置を概略的に示すブロック図である。この電源装置は、図１と同様に交流電源端子１と直流出力端子２との間に複数（３台）のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの並列回路が接続されている。また、補償ユニット４ａが変換器ユニット３ａ〜３ｃと同様に交流電源端子１に接続されている。また、高調波及び無効分の補償装置を補償ユニット４ａと共に構成するために変換器ユニット３ａ〜３ｃの交流入力電流と補償ユニット４ａの交流入力電流との合計入力電流を検出する電流検出器５が各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａの相互接続点よりも電源端子１側に配置されている。
【０００９】
各変換器ユニット３ａ〜３ｃは互いに同一の外形を有するように形成され、また補償ユニット４ａは変換器ユニット３ａ〜３ｃと同一の外形を有するように形成されている。即ち、図２においては各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａを示す長方形が各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａの直方体の外箱６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄとして示されており、これ等の外箱６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄの各部の寸法は互いに同一である。また、各外箱６ａ〜６ｄは、互いに同一形状の第１の外部接続端子部（コネクタ部）７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄと、互いに同一形状の第２の外部接続端子部８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄと、互いに同一形状の第３の外部接続端子部９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄとを同一位置に有する。従って、各ユニット３ａ〜３ｃの外形は互いに全く同一である。なお、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの第３の外部接続端子部９ａ、９ｂ、９ｃは空き端子即ち不使用端子であり、また補償ユニット４ａの第２の外部接続端子部８ｄも空き端子即ち不使用端子である。但し、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの端子部９ａ、９ｂ、９ｃは変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの内部回路に接続されていないので、補償ユニット４ａの端子部９ｄと同様に電流検出器５に接続しても電気回路的な問題が生じない。また、補償ユニット４ａの端子部８ｄは補償ユニット４ａの内部回路に接続されていないので、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの端子部８ａ、８ｂ、８ｃと同様に直流出力端子２に接続しても電気回路的な問題が生じない。従って、もし電源装置が変換器ユニットの予備のための接続部材を含んでいる場合には上述の空き端子部９ａ、９ｂ、９ｃ、８ｄを上述のように接続することができる。
【００１０】
図２において、各変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃは並列運転され、直流出力端子２に接続された負荷に電力を供給する。また、補償ユニット４ａは各変換器ユニット３ａ〜３ｃの合計の入力電流の高調波成分及び無効成分を除去するための補償電流を供給する。即ち、補償ユニット４ａは変換器ユニット３ａ〜３ｃのの入力電流と補償ユニット４ａの入力電流との合計電流が電源端子１から供給される正弦波交流電圧と同相となり且つ正弦波となるように入力電流を制御する。
【００１１】
図３及び図４は図２の変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと補償ユニット４ａの機構的（物理的）配置を示す。この電源装置は図３に示すように支持体としての枠体１０を有し、この枠体１０には少なくとも一方向（この実施例では正面）から見て互いに同一形状の区画１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆを有する。各区画１１ａ〜１１ｆは変換器ユニット３ａ〜３ｃと補償ユニット４ａの外箱６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを収容することができる空間（スペース）を提供する。図３においては区画１１ａ、１１ｂ、１１ｃの中に図２に示した変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃが配置され、区画１１ｄの中に図２に示した補償ユニット４ａが配置され、区画１１ｅ、１１ｆには何も配置されていない。従って区画１１ｅ、１１ｆは負荷が増大したときに変換器ユニット又は補償ユニットを配置するための予備区画である。枠体１０は変換器ユニット３ａ〜３ｃ、補償ユニット４ａをトレイ方式で支持するように構成してもよいし、棒状又は板状部材等を装架部材として各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａを支持するように構成してもよい。
【００１２】
図５は図２の変換器ユニット３ａの回路構成を示す。変換器ユニット３ａは３相交流電圧を直流電圧に変換するものであり、３相交流電源端子に接続するための第１の外部接続端子部７ａの出力段に設けられた遮断器１２と、この遮断器１２の出力段に設けられた入力側の整流平滑回路１３と、この整流平滑回路１３の出力段に設けられたＤＣ／ＡＣ変換回路１４と、このＤＣ／ＡＣ変換回路１４に接続された絶縁トランス１４ａと、このトランス１４ａに接続された整流平滑回路１５とを有する。第１及び第３の外部接続端子部７ａ、９ａが入力側コネクタ部１６となり出力端子部８ａが出力側コネクタ部１７となっている。
整流平滑回路１３及び１５は３相ブリッジ接続されたダイオード整流器と平滑用コンデンサとから成る。但し、入力側整流平滑回路１３を平滑用コンデンサを省いたダイオード整流器のみの構成にすることもできる。
ＤＣ／ＡＣ変換回路は６個のスイッチを３相ブリッジ接続したものである。従って、変換器ユニット３ａはＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器である。
図２の別の変換器ユニット３ｂ、３ｃも図５の変換器ユニット３ａと同一の回路構成を有する。
【００１３】
図６は図２の補償ユニット４ａ及び電流検出器５の詳細を示す。補償ユニット４ａの第１の外部接続端子部７ｄは３個の端子からなり、３相交流電源端子１に接続された３相の電源ライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗに接続されている。電流検出器５はライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗの３相電流を検出するためのｕ相、ｖ相、ｗ相電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗから成り、これ等は第３の外部接続端子部９ｄに接続されている。
【００１４】
補償ユニット４ａは、補償電流供給回路２１と、第１、第２及び第３相ＰＷＭ（パルス幅変調）信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗと、スイッチ制御駆動回路２３とから成る。
【００１５】
補償電流供給回路２１のＵ、Ｖ、Ｗ相入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２５ｗは第１の外部接続端子部７ｄを介して電源ライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗに接続されている。図７に示すように補償電流供給回路２１は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbを有する。第１の整流入力端子としてのＵ相のダイオードＤua、Ｄubの相互接続点２５はＵ相入力ライン２４ｕに接続され、第２の整流入力端子としてのＶ相のダイオードＤva、Ｄvbの相互接続点２６はＶ相入力ライン２４ｖに接続され、第３の整流入力端子としてのＷ相のダイオードＤwa、Ｄwbの相互接続点２７はＷ相入力ライン２４ｗに接続され、上側の３つのダイオードＤua、Ｄva、Ｄwaのカソードの相互接続点２８は第１の整流出力端子であって、第１の直流出力ライン２９に接続され、下側の３つのダイオードＤub、Ｄvb、Ｄwbのアノードの相互接続点３０は第２の整流出力端子であって、第２の直流出力ライン３１に接続されている。ダイオ−ドＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbに対して並列にトランジスタから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbがそれぞれ接続されている。第１及び第２の整流出力端子間即ち一対の直流出力ライン２９、３１間にはコンデンサＣ1 が接続されている。６個のスイッチＱua〜Ｑwbの制御端子（ベース）は図６のスイッチ制御駆動回路２３の出力端子Ｓ1 〜Ｓ6 に接続されている。ブリッジ整流回路の入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗの相互間にはスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフの高調波成分を除去するための小容量の高周波コンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗが接続されている。また、各入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに直列にスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフの高調波成分除去用及び昇圧用のリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗが接続されている。また、補償電流の制御を実行するためにＵ、Ｖ、Ｗ相の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗが入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに電磁又は磁気結合されている。また、コンデンサＣ1 の電圧即ち直流出力電圧を検出するためのライン３２がコンデンサＣ1 の一端に接続されている。なお、電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをコンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗよりも電源側の入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに結合させることができる。
【００１６】
ＰＷＭ信号形成回路２２ｕは、図６に示すように、基準正弦波電圧発生回路３３と、基準電圧源３４と、第１の減算手段３５と、比例積分器３６と、乗算手段３７と、第２の減算手段３８と、電流制御回路３９と、変換器ユニット電流演算手段６１とから成る。
【００１７】
基準正弦波電圧発生回路３３は、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの基準正弦波発生回路と一体的に形成されている。図８はこれを示すものであって、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電源ライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗに接続された１次巻線４０、４１、４２と、１次巻線４０、４１、４２に電磁結合された２次巻線４３、４４、４５とから成る。２次巻線４３、４４、４５からはＵ、Ｖ、Ｗ相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが得られ、これ等が基準正弦波電圧として使用される。
【００１８】
第１の減算手段３５はライン３２によって図７のコンデンサＣ1 に接続されていると共に基準電圧源３４に接続されており、コンデンサＣ1 の直流電圧と基準電圧との差を出力する。この差の出力はコンデンサＣ1 の電圧を一定に保つための制御に使用される。
【００１９】
比例積分器３６は第１の減算手段３５の出力に所定のゲインを乗算して積分し、コンデンサＣ1 の直流電圧を一定にするための電圧制御信号を形成する。この比例積分器３６は図９に示すように例えばオペアンプ４６と３つの抵抗４７、４８、４９とコンデンサ５０とから成る。
【００２０】
乗算器３７は基準正弦波発生回路３３から得られた基準正弦波電圧に比例積分器３６から得られた電圧制御信号を乗算した信号を形成する。この乗算器３７の出力は基準正弦波電圧の振幅を電圧制御信号で変調するものであり、図１２（Ａ）に示す正弦波電圧となる。
【００２１】
第２の減算手段３８は電圧制御情報を含んだ基準正弦波電圧から演算手段６１から得られた変換器ユニット電流（負荷電流）を減算して補償電流指令値を得るものであり、図１２（Ａ）の波形から図１２（Ｂ）の波形を減算して図１２（Ｃ）に示す波形の出力を発生する。演算手段６１は減算器から成り、電流検出器５ｕから得られた補償後の正弦波入力電流から電流検出器ＣＴｕから得られた図１２（Ｄ）の補償電流を減算して変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの入力電流の合計に相当する図１２（Ｂ）の信号を得るものである。
【００２２】
電流制御回路３９は第２の減算手段３８から得られた電流指令値と補償電流供給回路２１のＵ相電流検出器ＣＴｕから得られた補償電流とに基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を形成するものである。この電流制御回路３９は図１０に示すように第３の減算手段５１と、三角波発生回路５２と、コンパレータ５３とから成る。第３の減算手段５１は、オペアンプ５４と４つの抵抗５５、５６、５７、５８とから成る誤差増幅器であって、図６の第２の減算手段３８から得られた図１２（Ｃ）の補償電流指令値と補償電流供給回路２１の電流検出器ＣＴｕから得られた図１２（Ｄ）の補償電流との差を示す誤差信号を出力する。なお、オペアンプ５４の正入力端子は抵抗５５を介して図６の第２の減算手段３８に接続され、負入力端子は抵抗５７を介して電流検出器ＣＴｕに接続されている。三角波発生回路５２は電源端子１の交流電圧の周波数（５０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で図１３（Ａ）に示すような三角波電圧Ｖｔを発生する。コンパレータ５３は図１３（Ａ）に示すように三角波電圧Ｖｔと第３の減算手段５１の出力即ち誤差信号Ｖｅとを比較して図１３（Ｂ）に示すＰＷＭ信号を出力する。誤差信号Ｖｅのレベルは補償電流指令値と補償電流との差の大きさによって変化し、これによりＰＷＭパルスの幅が変化し、補償電流を補償電流指令値に一致させる動作及びコンデンサＣ1 の電圧を一定にさせる動作が生じる。
【００２３】
図６の制御駆動回路２３はＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの電流制御回路３９に接続されていると共に、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗに含まれている電流制御回路にも接続されており、出力端子Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 から図７のスイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbの制御端子（ベース）を制御する信号を発生する。
【００２４】
図６においてＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの詳細は示されていないが、Ｕ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕと実質的に同一に構成されている。但し、Ｕ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの三角波発生回路５２とこれに対応するＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの三角波発生回路とは同期動作するように相互に関係付けられている。
なお、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの三角波発生回路を省いてＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの三角波発生回路５２を３相で共用することができる。
また、基準電圧源３４、第１の減算手段３５及び比例積分器２０のいずれか１つ又は２つ又は全部をＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗの全てに設けないで共用することができる。
また、Ｖ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖのＶ相の補償電流指令値作成回路部分を省いてＵ相補償電流指令値とＷ相補償電流指令値との合成によってＶ相補償電流指令値を得ることができる。図１４はこれを示すものであってＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｗはＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕと同様に形成され、乗算器３７ｗ、第２の減算手段３８ｗ、Ｗ相電流制御回路３９ｗ、演算手段６１ｗ等の全てをＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕと同様に有しているが、Ｖ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ´は独立した補償電流指令値作成回路部分を有しておらず、Ｕ相の第２の減算手段３８から得られたＵ相補償電流指令値とＷ相の第２の減算手段３８ｗから得られたＷ相補償電流指令値との合成に基づいてＶ相補償電流指令値を求める演算回路５９を有している。演算回路５９は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相補償電流指令値をＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとした場合にＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）を演算するものである。演算回路５９はＶ相電流制御回路３９ｖに接続されている。Ｖ相電流制御回路３９ｖはＵ相電流制御回路３９と同様に形成されている。Ｖ相電流制御回路３９ｖで使用するＶ相補償電流値は図７に示すようにＶ相の電流検出器ＣＴｖで得ても差支えないが、図１４に示すようにＶ相補償電流演算回路６０で得ることができる。演算回路６０はＵ相電流検出器ＣＴｕの出力ＩcuとＷ相電流検出器ＣＴｗの出力Ｉcwとに基づいてＩcv＝−（Ｉcu＋Ｉcw）を演算してＶ相補償電流Ｉcvを得る。
【００２５】
【波形及び力率改善の動作】
図７の変換回路即ち補償電流供給回路２１において、第１〜第６のダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbは３相ブリッジに接続されているので、３相全波整流回路としての機能を有する。しかし、第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbから選択された２つが同時にオン制御されると、整流機能が停止し、第１〜第３のリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの内の２つを含む短絡回路が形成される。例えば、交流電源端子１から第１、第４及び第６のダイオードＤua、Ｄvb、Ｄwbをオンにする向きの電圧が発生している期間に第３及び第５のスイッチＱva、Ｑwaをオンにすると、１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｑva−Ｌｖ−２４ｖから成る閉回路及び１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｑwa−Ｌｗ−２４ｗから成る閉回路が形成される。これにより、コンデンサＣ1 の充電電流に関係のない波形及び力率改善用電流が流れる。スイッチＱva、Ｑwaのオン時間幅を変えると、波形及び力率改善用電流の値が変化するので、波形及び力率を目標に近づけるように改善することが可能になる。今、３相交流電圧の一部区間のみの動作を説明したが、別の区間においても同様な動作が生じる。
【００２６】
図６のスイッチ制御駆動回路２３はＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗの出力を図１１に示すように分配して第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbを制御する。なお、図１１においてＰＷＭ信号による制御期間は縦線を付けて示されている。また、図１１のＳＷは縦線が付けられた区間のスイッチのオン・オフ動作を示している。また、図１１は原理的に示されているが、実際には基準相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対して６個のスイッチＱua〜Ｑwbの制御信号の位相のずれが生じる。
第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）の動作期間は、図１１の基準相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて決定される。３相の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの間にはｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗの関係があるので、第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbの３相の全てを制御しないで、２相分を制御すればよい。図１１においては第１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）制御を同一期間に２相分のみ行っている。勿論、３相を同時に制御しても差支えない。今、基準相電圧Ｖｕを基準にしてスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期間Ｔ1 では第２及び第６のスイッチＱub、Ｑwbをオン・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ2 では第３及び第５のスイッチＱva、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ3 では第２及び第４のスイッチＱub、Ｑvbをオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ4 では第１及び第５のスイッチＱua、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ5 では第４及び第６のスイッチＱvb、Ｑwbをオン・オフ動作させる。また、３００〜３６０度の第６の期間Ｔ6 では第１及び第３のスイッチＱua、Ｑvaをオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のスイッチＱuaを第５の期間Ｔ5 でオン・オフ動作、第２のスイッチＱubを第２の期間Ｔ2 でオン・オフ動作、第３のスイッチＱvaを第１の期間Ｔ1 でオン・オフ動作、第４のスイッチＱvbを第４の期間Ｔ4 でオン・オフ動作、第５のスイッチＱwaを第３の期間Ｔ3 でオン・オフ動作、第６のスイッチＱwbを第６の期間Ｔ6 でオン・オフ動作させる。
第１及び第２のスイッチＱua、Ｑubをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの出力であり、第３及び第４のスイッチＱva、Ｑvbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＶ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖの出力であり、第５及び第６のスイッチＱwa、Ｑwbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｗの出力である。
【００２７】
例えばスイッチＱvaのＰＷＭ信号での駆動期間中におけるオン期間には１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｌｖ−２４ｖの閉回路で補償電流が流れ、この後のスイッチＱvaのオフ期間には１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｃ1 −Ｄvb−Ｌｖ−２４ｖの回路でコンデンサＣ1 が昇圧充電される。従って、電源端子１の電圧が例えば２００Ｖの場合にはコンデンサＣ1 の電圧は約３５０〜４００Ｖに昇圧充電される。今、スイッチＱvaのオン・オフ期間による補償電流の供給及びコンデンサＣ1 の充電について述べたが、他のスイッチのオン・オフ期間にも同様な動作が生じる。
【００２８】
この実施例ではコンデンサＣ1 の電圧が一定に制御されている。従って、補償電流供給回路２１即ち変換器自身の損失分を除き、変換器への基本波の有効電力（電流）の流入及び流出がなくなるように制御されていることになる。なお、基本波有効電流が流入すると、コンデンサＣ1 が充電され、この電圧が上昇し、逆に流出すると、コンデンサＣ1 が放電され、この電圧が低下する。これにより、コンデンサＣ1 の電圧が一定に制御されていれば、基本波有効電流（電力）の流入及び流出が平均値的に見て無くなることになる。この結果、補償電流供給回路２１は変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの電流に含まれている高調波電流と基本波無効電流とを打ち消すための補償電流供給源として機能し、図１２（Ｃ）に示す減算手段３８から出力される補償電流指令値に対応した図１２（Ｄ）に示す補償電流出力が得られる。
なお、比例積分器３６の応答周波数は基本周波数（電源周波数）以下に設定されているので、有効電流の中の高調波成分が補償され、基本波有効電流が補償電流に含まれない。
【００２９】
上述から明らかなように本実施例の補償ユニット４ａによれば比較的簡単な回路構成によって高調波成分の除去即ち波形改善及び無効成分の除去即ち力率改善を良好に達成することができる。
また、補償ユニット４ａが枠体１０の変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの区画１１ａ、１１ｂ、１１ｃと同一形状の区画１１ｄに配置されるように形成され、且つ変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと同一外形の外箱６ｄ及び外部接続端子部７ｄ、８ｄ、９ｄを有するので、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと共通部品によるコストの低減を図ることができるばかりでなく、変換器ユニットの予備の区画（スペ−ス）に補償ユニット４ａを配置することができ、電源装置全体の構成の単純化及び小型化を達成することができる。また、既存の電源装置に高調波又は無効分の補償機能を容易に付加することができる。
また、図２に示すように電流検出器５は変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと補償ユニット４ａとの並列接続点よりも電源側に設けられているので、これ等の並列接続を容易に達成することができる。
また、実施例では図３から明らかなように空き区画１１ｅ、１１ｆを有するので、電源装置の運転を停止せずに空き区画１１ｅ又は１１ｆに新しい補償ユニットを配置し且つ接続し、古い補償ユニット４ａと入れ替えを行うことが可能になる。従って保守が容易になる。
【００３０】
【変形例】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 変換器ユニット電流演算手段６１に補償電流供給回路２１の電流検出器ＣＴｕの出力を入力させる代りに、例えば図７のコンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗよりも電源側又は変換回路側においてライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗの電流を検出する別の電流検出器を設け、この出力を演算手段６１に入力させることができる。
（２） ＰＷＭ信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗの一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（３） 電源端子１を単相電源の端子とし、補償電流供給回路２１を第１〜第４のダイオードＤua〜ＤvbとスイッチＱua〜Ｑvbを含む回路とすることができる。 （４） 図７において、例えば下半分のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbを省くことができる。
（５） スイッチＱua〜ＱwbをＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチにすることができる。また、ダイオードＤua〜ＤwbをスイッチＱua〜Ｑwbに内蔵させることができる。
（６） 図６の電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗの出力段、及び電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗの出力段及び図８の２次巻線４３、４４、４５の出力段に整流回路を設け、各電流及び電圧の絶対値を求め、これに基づいて制御してもよい。（７） 電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗ、ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをホール素子（磁電変換素子）等を使用した電流検出器にすることができる。
（８） 補償電流供給回路２１は補償電流を供給することができればどの様な回路でもよく、降圧型変換回路とすることができる。
図１５は降圧型変換回路の１例を示す。図１５に示す降圧型変換回路は、平成８年１１月２９日にサンケン電気株式会社が発行した刊行物「サンケン技報」第２８巻第１号の第５９頁〜第６６頁に記載されている降圧形三相ＰＷＭコンバータと同一原理のものである。図１５において図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１５ではダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、ＤwbがスイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbに対して直列に接続され、逆流阻止として使用されている。入力段の交流側のリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 、コンデンサＣｕ、Ｃｖ、ＣｗはスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフによる高調波成分を除去するものである。上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの出力端子２８とコンデンサＣ1 との間にリアクトルＬｂが接続されている。また、端子２８、３０間にダイオードＤ1 が接続されている。
図１５の降圧型変換回路では、同一期間に上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの１つと下側スイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbの内の１つのみがオンしなければならない。図１６は図１５のスイッチＱua〜Ｑwbをオン・オフするための制御信号の形成の原理を示す。図１０及び図１３で説明したと同様な原理で図１６（Ａ）に示すようにキャリア即ち三角波電圧Ｖｔと各相の相電流指令値（誤差信号）Ｖe1、Ｖe2、Ｖe3とを比較し、図１６（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳab、Ｓbc、Ｓcaを形成する。次に、図１６（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳab、Ｓbc、Ｓcaを図１６（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す線電流対応パルスＳａ、Ｓｂ、Ｓｃに変換する。これ等の相互関係はＳａ＝Ｓab−Ｓca、Ｓｂ＝Ｓbc−Ｓab、Ｓｃ＝Ｓca−Ｓbcである。図１６（Ｅ）のＳａは第１のアームのスイッチＱua、Ｑubに対応し、図１６（Ｆ）のＳｂは第２のアームのスイッチＱva、Ｑvbに対応し、図１６（Ｇ）のＳｃは第３のアームのスイッチＱwa、Ｑwbに対応する。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが＋１の時には上側のスイッチＱua、Ｑva、Ｑwaがオンになり、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが−１の時には下側のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbがオンになる。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが０の場合はスイッチＱua〜Ｑwbはオフである。図１６（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）から明らかなように上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaが同時に２つ以上オンになることはない。また、下側スイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbも同時に２つ以上オンになることはない。
なお、図１５の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 の出力側又はコンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗの出力側に設けることもできる。（９） 変換器ユニット３ａ〜３ｃをＡＣ−ＤＣ変換器、又はＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の高調波補償機能を有する電源装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例の電源装置を示すブロック図である。
【図３】実施例の電源装置の機械的構成を示す正面図である。
【図４】図３の電源装置の左側面図である。
【図５】図２の変換器ユニットを示すブロック図である。
【図６】図２の補償ユニットを詳しく示すブロック図である。
【図７】図６の補償電流供給回路を詳しく示す回路図である。
【図８】図６の基準正弦波発生回路を詳しく示す回路図である。
【図９】図６の比例積分器を詳しく示す回路図である。
【図１０】図６の電流制御回路を詳しく示す回路図である。
【図１１】図７の基準相電圧と各スイッチのオン・オフ状態を原理的に示す図である。
【図１２】図６及び図１０の各部の電圧状態を示す波形図である。
【図１３】図１０のコンパレータの入力及び出力を示す波形図である。
【図１４】ＰＷＭ信号形成回路の変形例を示すブロック図である。
【図１５】変形例の降圧型変換回路を示す回路図である。
【図１６】図１５のスイッチの制御信号の形成を示す波形図である。
【符号の説明】
３ａ、３ｂ、３ｃ 変換器ユニット
４ａ 補償ユニット
２１ 補償電流供給回路
２２ｕ、２２ｖ、２２ｗ ＰＷＭ信号形成回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＡＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ等の変換において発生する高調波又は無効分を補償する装置を有する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣ−ＤＣ（交流−直流）変換部を含む電源装置においては、整流手段の後に平滑用コンデンサが接続されているので、入力電流波形が正弦波にならず、高調波成分を含み、且つ力率が悪くなる。
この種の高調波成分の除去及び力率改善の方法として次の２つの方法が知られている。
（１） 整流回路をスイッチを含む制御整流回路とすると共にリアクトルを接続し、スイッチによってリアクトルを交流電源に選択的に接続することによって補償電流を流し、入力電流の波形を正弦波に近づける方法。
（２） 変換器に並列に独立した補償装置を接続し、この補償装置から補償電流を供給する方法。
【０００３】
図１は従来の上記（２）の方法を説明するためのブロック図である。この図１では交流電源端子１と直流出力端子２との間に２個のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器ユニット３ａ、３ｂの並列回路が接続されている。ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器ユニット３ａ、３ｂを１つの変換器にまとめた構成にすることも可能である。しかし、図１の方式によれば、直流出力端子２に接続される負荷の大きさの変化に変換器ユニットの個数の変化で対応することができるので、コストの点で有利になる。高調波及び無効分の補償装置４は交流電源端子１に接続され、２つの変換器ユニット３ａ、３ｂの合計の低次の高調波成分及び無効分を補償する。この高調波及び無効分の補償は電流検出器５によって変換器ユニット３ａ、３ｂの合計電流を検出し、これに基づいて補償電流を決定することによって行われる。即ち、変換器ユニット３ａ、３ｂの合計電流の高調波成分と基本波無効成分とを検出し、これを打ち消すことができる補償電流を補償装置４から供給する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来の上記（１）の方法によれば、図１の各変換器ユニット３ａ、３ｂに補償手段を内蔵させた構成となるため、各変換器ユニットが高価且つ大型になり、また電源装置全体としても高価になる。
また、上記（２）に従う図１に示す従来方法によれば、補償装置４を変換器ユニット３ａ、３ｂに実質的に無関係に構成するので、電源装置全体が大型になる。また、図１から補償装置４を取り除いた構成の既存の電源装置に対して補償装置４を容易に追加することができない。
【０００５】
そこで、本発明の目的は高調波又は無効分の補償を容易に行うことができる電源装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、少なくとも整流器をそれぞれ含む複数の変換器ユニットが並列接続され、前記複数の変換器ユニットが交流電源端子に接続されており、前記交流電源端子から前記複数の変換器ユニットに流入する交流入力電流の高調波成分と無効成分とのいずれか一方又は両方を低減させるための補償装置が前記交流電源端子に接続されている電源装置において、前記複数の変換器ユニットは変換回路とこの変換回路を収容するための外箱と外部接続端子とをそれぞれ有し、前記複数の変換器ユニットの変換回路は互いに同一の回路構成を有し、前記複数の変換器ユニットの前記外箱は互いに同一形状に形成され、前記複数の変換器ユニットの前記外部接続端子は互いに同一形状に形成され且つ前記外箱に対して互いに同一位置に配置され、前記補償装置は前記交流電源端子を通って流れる電流又は前記複数の変換器ユニットの並列回路の交流入力電流を検出するための電流検出器と補償電流を供給するための少なくとも１つの補償ユニットとを有し、前記補償ユニットは前記変換器ユニットの前記外箱と同一形状に形成された外箱と前記変換器ユニットの前記外部接続端子と同一形状且つ同一位置に形成された外部接続端子を有し、前記複数の変換器ユニットと前記補償ユニットを配置するための枠体が設けられ、前記枠体には前記複数の変換器ユニット及び前記補償ユニットを配置するための複数の区画が設けられ、前記複数の区画は互いに同一形状に形成され、前記複数の変換器ユニットと前記補償ユニットとの両方が前記複数の区画に配置されていることを特徴とする電源装置に係わるものである。
なお、請求項２に示すように、複数の変換器ユニットの交流入力電流と補償ユニットの交流入力電流との合計の電流を検出し、これに基づいて補償電流を決定することが望ましい。
また、請求項３に示すように補償ユニットを構成することが望ましい。
【０００７】
【発明の作用及び効果】
各請求項の発明によれば、次の作用効果を得ることができる。
（イ） 補償ユニットの外箱は変換器ユニットの外箱と同一形状に形成され、且つ枠体における変換器ユニットのための区画と同一形状の区画に配置することができるように形成されている。従って、補償ユニットを変換器ユニットと同様に枠体に取付けることができ、電源装置全体の構成の単純化又は小型化を達成することができる。
（ロ） 電源装置を変換器ユニットの並列接続で構成する場合には、負荷の増大に備えて追加の変換器ユニットを配置するための区画（スペース）を設けるのが一般的である。本発明によれば、補償ユニットを予備の区画に１台又は複数台配置することができる。これにより、既存の電源装置に補償機能を容易に付加することができる。
（ハ）複数の変換器ユニットの外部接続端子は互いに同一形状に形成され且つ外箱に対して互いに同一位置に配置され、また補償ユニットの外部接続端子は変換器ユニットの外部接続端子と同一形状且つ同一位置に形成されている。従って、補償ユニットの電気的接続を変換器ユニットと同様に行うことができるので、接続が容易になるばかりでなく接続部分のコストの低減を図ることができる。
請求項２の発明によれば、電流検出器を変換器ユニットの入力電流と補償ユニットの交流入力電流との合計を検出するので、補償ユニットを変換器ユニットに対して電流検出器に妨害されずに変換器ユニットの並列接続と同様に容易に接続することができる。
また、請求項３の発明によれば、簡単な回路構成によって高調波成分の低減又は無効分の低減を達成することができる。
【０００８】
【実施例】
次に、本発明の実施例の形態を説明するために図２〜図１３を参照して実施例を説明する。
図２は実施例の電源装置を概略的に示すブロック図である。この電源装置は、図１と同様に交流電源端子１と直流出力端子２との間に複数（３台）のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの並列回路が接続されている。また、補償ユニット４ａが変換器ユニット３ａ〜３ｃと同様に交流電源端子１に接続されている。また、高調波及び無効分の補償装置を補償ユニット４ａと共に構成するために変換器ユニット３ａ〜３ｃの交流入力電流と補償ユニット４ａの交流入力電流との合計入力電流を検出する電流検出器５が各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａの相互接続点よりも電源端子１側に配置されている。
【０００９】
各変換器ユニット３ａ〜３ｃは互いに同一の外形を有するように形成され、また補償ユニット４ａは変換器ユニット３ａ〜３ｃと同一の外形を有するように形成されている。即ち、図２においては各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａを示す長方形が各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａの直方体の外箱６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄとして示されており、これ等の外箱６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄの各部の寸法は互いに同一である。また、各外箱６ａ〜６ｄは、互いに同一形状の第１の外部接続端子部（コネクタ部）７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄと、互いに同一形状の第２の外部接続端子部８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄと、互いに同一形状の第３の外部接続端子部９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄとを同一位置に有する。従って、各ユニット３ａ〜３ｃの外形は互いに全く同一である。なお、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの第３の外部接続端子部９ａ、９ｂ、９ｃは空き端子即ち不使用端子であり、また補償ユニット４ａの第２の外部接続端子部８ｄも空き端子即ち不使用端子である。但し、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの端子部９ａ、９ｂ、９ｃは変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの内部回路に接続されていないので、補償ユニット４ａの端子部９ｄと同様に電流検出器５に接続しても電気回路的な問題が生じない。また、補償ユニット４ａの端子部８ｄは補償ユニット４ａの内部回路に接続されていないので、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの端子部８ａ、８ｂ、８ｃと同様に直流出力端子２に接続しても電気回路的な問題が生じない。従って、もし電源装置が変換器ユニットの予備のための接続部材を含んでいる場合には上述の空き端子部９ａ、９ｂ、９ｃ、８ｄを上述のように接続することができる。
【００１０】
図２において、各変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃは並列運転され、直流出力端子２に接続された負荷に電力を供給する。また、補償ユニット４ａは各変換器ユニット３ａ〜３ｃの合計の入力電流の高調波成分及び無効成分を除去するための補償電流を供給する。即ち、補償ユニット４ａは変換器ユニット３ａ〜３ｃのの入力電流と補償ユニット４ａの入力電流との合計電流が電源端子１から供給される正弦波交流電圧と同相となり且つ正弦波となるように入力電流を制御する。
【００１１】
図３及び図４は図２の変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと補償ユニット４ａの機構的（物理的）配置を示す。この電源装置は図３に示すように支持体としての枠体１０を有し、この枠体１０には少なくとも一方向（この実施例では正面）から見て互いに同一形状の区画１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆを有する。各区画１１ａ〜１１ｆは変換器ユニット３ａ〜３ｃと補償ユニット４ａの外箱６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを収容することができる空間（スペース）を提供する。図３においては区画１１ａ、１１ｂ、１１ｃの中に図２に示した変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃが配置され、区画１１ｄの中に図２に示した補償ユニット４ａが配置され、区画１１ｅ、１１ｆには何も配置されていない。従って区画１１ｅ、１１ｆは負荷が増大したときに変換器ユニット又は補償ユニットを配置するための予備区画である。枠体１０は変換器ユニット３ａ〜３ｃ、補償ユニット４ａをトレイ方式で支持するように構成してもよいし、棒状又は板状部材等を装架部材として各ユニット３ａ〜３ｃ、４ａを支持するように構成してもよい。
【００１２】
図５は図２の変換器ユニット３ａの回路構成を示す。変換器ユニット３ａは３相交流電圧を直流電圧に変換するものであり、３相交流電源端子に接続するための第１の外部接続端子部７ａの出力段に設けられた遮断器１２と、この遮断器１２の出力段に設けられた入力側の整流平滑回路１３と、この整流平滑回路１３の出力段に設けられたＤＣ／ＡＣ変換回路１４と、このＤＣ／ＡＣ変換回路１４に接続された絶縁トランス１４ａと、このトランス１４ａに接続された整流平滑回路１５とを有する。第１及び第３の外部接続端子部７ａ、９ａが入力側コネクタ部１６となり出力端子部８ａが出力側コネクタ部１７となっている。
整流平滑回路１３及び１５は３相ブリッジ接続されたダイオード整流器と平滑用コンデンサとから成る。但し、入力側整流平滑回路１３を平滑用コンデンサを省いたダイオード整流器のみの構成にすることもできる。
ＤＣ／ＡＣ変換回路は６個のスイッチを３相ブリッジ接続したものである。従って、変換器ユニット３ａはＡＣ−ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換器である。
図２の別の変換器ユニット３ｂ、３ｃも図５の変換器ユニット３ａと同一の回路構成を有する。
【００１３】
図６は図２の補償ユニット４ａ及び電流検出器５の詳細を示す。補償ユニット４ａの第１の外部接続端子部７ｄは３個の端子からなり、３相交流電源端子１に接続された３相の電源ライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗに接続されている。電流検出器５はライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗの３相電流を検出するためのｕ相、ｖ相、ｗ相電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗから成り、これ等は第３の外部接続端子部９ｄに接続されている。
【００１４】
補償ユニット４ａは、補償電流供給回路２１と、第１、第２及び第３相ＰＷＭ（パルス幅変調）信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗと、スイッチ制御駆動回路２３とから成る。
【００１５】
補償電流供給回路２１のＵ、Ｖ、Ｗ相入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２５ｗは第１の外部接続端子部７ｄを介して電源ライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗに接続されている。図７に示すように補償電流供給回路２１は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbを有する。第１の整流入力端子としてのＵ相のダイオードＤua、Ｄubの相互接続点２５はＵ相入力ライン２４ｕに接続され、第２の整流入力端子としてのＶ相のダイオードＤva、Ｄvbの相互接続点２６はＶ相入力ライン２４ｖに接続され、第３の整流入力端子としてのＷ相のダイオードＤwa、Ｄwbの相互接続点２７はＷ相入力ライン２４ｗに接続され、上側の３つのダイオードＤua、Ｄva、Ｄwaのカソードの相互接続点２８は第１の整流出力端子であって、第１の直流出力ライン２９に接続され、下側の３つのダイオードＤub、Ｄvb、Ｄwbのアノードの相互接続点３０は第２の整流出力端子であって、第２の直流出力ライン３１に接続されている。ダイオ−ドＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbに対して並列にトランジスタから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbがそれぞれ接続されている。第１及び第２の整流出力端子間即ち一対の直流出力ライン２９、３１間にはコンデンサＣ1 が接続されている。６個のスイッチＱua〜Ｑwbの制御端子（ベース）は図６のスイッチ制御駆動回路２３の出力端子Ｓ1 〜Ｓ6 に接続されている。ブリッジ整流回路の入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗの相互間にはスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフの高調波成分を除去するための小容量の高周波コンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗが接続されている。また、各入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに直列にスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフの高調波成分除去用及び昇圧用のリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗが接続されている。また、補償電流の制御を実行するためにＵ、Ｖ、Ｗ相の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗが入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに電磁又は磁気結合されている。また、コンデンサＣ1 の電圧即ち直流出力電圧を検出するためのライン３２がコンデンサＣ1 の一端に接続されている。なお、電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをコンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗよりも電源側の入力ライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗに結合させることができる。
【００１６】
ＰＷＭ信号形成回路２２ｕは、図６に示すように、基準正弦波電圧発生回路３３と、基準電圧源３４と、第１の減算手段３５と、比例積分器３６と、乗算手段３７と、第２の減算手段３８と、電流制御回路３９と、変換器ユニット電流演算手段６１とから成る。
【００１７】
基準正弦波電圧発生回路３３は、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの基準正弦波発生回路と一体的に形成されている。図８はこれを示すものであって、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電源ライン２０ｕ、２０ｖ、２０ｗに接続された１次巻線４０、４１、４２と、１次巻線４０、４１、４２に電磁結合された２次巻線４３、４４、４５とから成る。２次巻線４３、４４、４５からはＵ、Ｖ、Ｗ相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが得られ、これ等が基準正弦波電圧として使用される。
【００１８】
第１の減算手段３５はライン３２によって図７のコンデンサＣ1 に接続されていると共に基準電圧源３４に接続されており、コンデンサＣ1 の直流電圧と基準電圧との差を出力する。この差の出力はコンデンサＣ1 の電圧を一定に保つための制御に使用される。
【００１９】
比例積分器３６は第１の減算手段３５の出力に所定のゲインを乗算して積分し、コンデンサＣ1 の直流電圧を一定にするための電圧制御信号を形成する。この比例積分器３６は図９に示すように例えばオペアンプ４６と３つの抵抗４７、４８、４９とコンデンサ５０とから成る。
【００２０】
乗算器３７は基準正弦波発生回路３３から得られた基準正弦波電圧に比例積分器３６から得られた電圧制御信号を乗算した信号を形成する。この乗算器３７の出力は基準正弦波電圧の振幅を電圧制御信号で変調するものであり、図１２（Ａ）に示す正弦波電圧となる。
【００２１】
第２の減算手段３８は電圧制御情報を含んだ基準正弦波電圧から演算手段６１から得られた変換器ユニット電流（負荷電流）を減算して補償電流指令値を得るものであり、図１２（Ａ）の波形から図１２（Ｂ）の波形を減算して図１２（Ｃ）に示す波形の出力を発生する。演算手段６１は減算器から成り、電流検出器５ｕから得られた補償後の正弦波入力電流から電流検出器ＣＴｕから得られた図１２（Ｄ）の補償電流を減算して変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの入力電流の合計に相当する図１２（Ｂ）の信号を得るものである。
【００２２】
電流制御回路３９は第２の減算手段３８から得られた電流指令値と補償電流供給回路２１のＵ相電流検出器ＣＴｕから得られた補償電流とに基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を形成するものである。この電流制御回路３９は図１０に示すように第３の減算手段５１と、三角波発生回路５２と、コンパレータ５３とから成る。第３の減算手段５１は、オペアンプ５４と４つの抵抗５５、５６、５７、５８とから成る誤差増幅器であって、図６の第２の減算手段３８から得られた図１２（Ｃ）の補償電流指令値と補償電流供給回路２１の電流検出器ＣＴｕから得られた図１２（Ｄ）の補償電流との差を示す誤差信号を出力する。なお、オペアンプ５４の正入力端子は抵抗５５を介して図６の第２の減算手段３８に接続され、負入力端子は抵抗５７を介して電流検出器ＣＴｕに接続されている。三角波発生回路５２は電源端子１の交流電圧の周波数（５０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で図１３（Ａ）に示すような三角波電圧Ｖｔを発生する。コンパレータ５３は図１３（Ａ）に示すように三角波電圧Ｖｔと第３の減算手段５１の出力即ち誤差信号Ｖｅとを比較して図１３（Ｂ）に示すＰＷＭ信号を出力する。誤差信号Ｖｅのレベルは補償電流指令値と補償電流との差の大きさによって変化し、これによりＰＷＭパルスの幅が変化し、補償電流を補償電流指令値に一致させる動作及びコンデンサＣ1 の電圧を一定にさせる動作が生じる。
【００２３】
図６の制御駆動回路２３はＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの電流制御回路３９に接続されていると共に、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗに含まれている電流制御回路にも接続されており、出力端子Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 から図７のスイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbの制御端子（ベース）を制御する信号を発生する。
【００２４】
図６においてＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの詳細は示されていないが、Ｕ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕと実質的に同一に構成されている。但し、Ｕ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの三角波発生回路５２とこれに対応するＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの三角波発生回路とは同期動作するように相互に関係付けられている。
なお、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ、２２ｗの三角波発生回路を省いてＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの三角波発生回路５２を３相で共用することができる。
また、基準電圧源３４、第１の減算手段３５及び比例積分器２０のいずれか１つ又は２つ又は全部をＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗの全てに設けないで共用することができる。
また、Ｖ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖのＶ相の補償電流指令値作成回路部分を省いてＵ相補償電流指令値とＷ相補償電流指令値との合成によってＶ相補償電流指令値を得ることができる。図１４はこれを示すものであってＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｗはＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕと同様に形成され、乗算器３７ｗ、第２の減算手段３８ｗ、Ｗ相電流制御回路３９ｗ、演算手段６１ｗ等の全てをＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕと同様に有しているが、Ｖ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖ´は独立した補償電流指令値作成回路部分を有しておらず、Ｕ相の第２の減算手段３８から得られたＵ相補償電流指令値とＷ相の第２の減算手段３８ｗから得られたＷ相補償電流指令値との合成に基づいてＶ相補償電流指令値を求める演算回路５９を有している。演算回路５９は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相補償電流指令値をＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとした場合にＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）を演算するものである。演算回路５９はＶ相電流制御回路３９ｖに接続されている。Ｖ相電流制御回路３９ｖはＵ相電流制御回路３９と同様に形成されている。Ｖ相電流制御回路３９ｖで使用するＶ相補償電流値は図７に示すようにＶ相の電流検出器ＣＴｖで得ても差支えないが、図１４に示すようにＶ相補償電流演算回路６０で得ることができる。演算回路６０はＵ相電流検出器ＣＴｕの出力ＩcuとＷ相電流検出器ＣＴｗの出力Ｉcwとに基づいてＩcv＝−（Ｉcu＋Ｉcw）を演算してＶ相補償電流Ｉcvを得る。
【００２５】
【波形及び力率改善の動作】
図７の変換回路即ち補償電流供給回路２１において、第１〜第６のダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbは３相ブリッジに接続されているので、３相全波整流回路としての機能を有する。しかし、第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbから選択された２つが同時にオン制御されると、整流機能が停止し、第１〜第３のリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗの内の２つを含む短絡回路が形成される。例えば、交流電源端子１から第１、第４及び第６のダイオードＤua、Ｄvb、Ｄwbをオンにする向きの電圧が発生している期間に第３及び第５のスイッチＱva、Ｑwaをオンにすると、１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｑva−Ｌｖ−２４ｖから成る閉回路及び１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｑwa−Ｌｗ−２４ｗから成る閉回路が形成される。これにより、コンデンサＣ1 の充電電流に関係のない波形及び力率改善用電流が流れる。スイッチＱva、Ｑwaのオン時間幅を変えると、波形及び力率改善用電流の値が変化するので、波形及び力率を目標に近づけるように改善することが可能になる。今、３相交流電圧の一部区間のみの動作を説明したが、別の区間においても同様な動作が生じる。
【００２６】
図６のスイッチ制御駆動回路２３はＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗの出力を図１１に示すように分配して第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbを制御する。なお、図１１においてＰＷＭ信号による制御期間は縦線を付けて示されている。また、図１１のＳＷは縦線が付けられた区間のスイッチのオン・オフ動作を示している。また、図１１は原理的に示されているが、実際には基準相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対して６個のスイッチＱua〜Ｑwbの制御信号の位相のずれが生じる。
第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）の動作期間は、図１１の基準相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて決定される。３相の各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの間にはｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗの関係があるので、第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbの３相の全てを制御しないで、２相分を制御すればよい。図１１においては第１〜第６の主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）制御を同一期間に２相分のみ行っている。勿論、３相を同時に制御しても差支えない。今、基準相電圧Ｖｕを基準にしてスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）動作を説明すると、０〜６０度の第１の期間Ｔ1 では第２及び第６のスイッチＱub、Ｑwbをオン・オフ動作させる。６０〜１２０度の第２の期間Ｔ2 では第３及び第５のスイッチＱva、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８０度の第３の期間Ｔ3 では第２及び第４のスイッチＱub、Ｑvbをオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４０度の第４の期間Ｔ4 では第１及び第５のスイッチＱua、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、２４０〜３００度の第５の期間Ｔ5 では第４及び第６のスイッチＱvb、Ｑwbをオン・オフ動作させる。また、３００〜３６０度の第６の期間Ｔ6 では第１及び第３のスイッチＱua、Ｑvaをオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のスイッチＱuaを第５の期間Ｔ5 でオン・オフ動作、第２のスイッチＱubを第２の期間Ｔ2 でオン・オフ動作、第３のスイッチＱvaを第１の期間Ｔ1 でオン・オフ動作、第４のスイッチＱvbを第４の期間Ｔ4 でオン・オフ動作、第５のスイッチＱwaを第３の期間Ｔ3 でオン・オフ動作、第６のスイッチＱwbを第６の期間Ｔ6 でオン・オフ動作させる。
第１及び第２のスイッチＱua、Ｑubをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＵ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｕの出力であり、第３及び第４のスイッチＱva、Ｑvbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＶ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｖの出力であり、第５及び第６のスイッチＱwa、Ｑwbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＷ相ＰＷＭ信号形成回路２２ｗの出力である。
【００２７】
例えばスイッチＱvaのＰＷＭ信号での駆動期間中におけるオン期間には１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｌｖ−２４ｖの閉回路で補償電流が流れ、この後のスイッチＱvaのオフ期間には１−２４ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｃ1 −Ｄvb−Ｌｖ−２４ｖの回路でコンデンサＣ1 が昇圧充電される。従って、電源端子１の電圧が例えば２００Ｖの場合にはコンデンサＣ1 の電圧は約３５０〜４００Ｖに昇圧充電される。今、スイッチＱvaのオン・オフ期間による補償電流の供給及びコンデンサＣ1 の充電について述べたが、他のスイッチのオン・オフ期間にも同様な動作が生じる。
【００２８】
この実施例ではコンデンサＣ1 の電圧が一定に制御されている。従って、補償電流供給回路２１即ち変換器自身の損失分を除き、変換器への基本波の有効電力（電流）の流入及び流出がなくなるように制御されていることになる。なお、基本波有効電流が流入すると、コンデンサＣ1 が充電され、この電圧が上昇し、逆に流出すると、コンデンサＣ1 が放電され、この電圧が低下する。これにより、コンデンサＣ1 の電圧が一定に制御されていれば、基本波有効電流（電力）の流入及び流出が平均値的に見て無くなることになる。この結果、補償電流供給回路２１は変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの電流に含まれている高調波電流と基本波無効電流とを打ち消すための補償電流供給源として機能し、図１２（Ｃ）に示す減算手段３８から出力される補償電流指令値に対応した図１２（Ｄ）に示す補償電流出力が得られる。
なお、比例積分器３６の応答周波数は基本周波数（電源周波数）以下に設定されているので、有効電流の中の高調波成分が補償され、基本波有効電流が補償電流に含まれない。
【００２９】
上述から明らかなように本実施例の補償ユニット４ａによれば比較的簡単な回路構成によって高調波成分の除去即ち波形改善及び無効成分の除去即ち力率改善を良好に達成することができる。
また、補償ユニット４ａが枠体１０の変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃの区画１１ａ、１１ｂ、１１ｃと同一形状の区画１１ｄに配置されるように形成され、且つ変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと同一外形の外箱６ｄ及び外部接続端子部７ｄ、８ｄ、９ｄを有するので、変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと共通部品によるコストの低減を図ることができるばかりでなく、変換器ユニットの予備の区画（スペ−ス）に補償ユニット４ａを配置することができ、電源装置全体の構成の単純化及び小型化を達成することができる。また、既存の電源装置に高調波又は無効分の補償機能を容易に付加することができる。
また、図２に示すように電流検出器５は変換器ユニット３ａ、３ｂ、３ｃと補償ユニット４ａとの並列接続点よりも電源側に設けられているので、これ等の並列接続を容易に達成することができる。
また、実施例では図３から明らかなように空き区画１１ｅ、１１ｆを有するので、電源装置の運転を停止せずに空き区画１１ｅ又は１１ｆに新しい補償ユニットを配置し且つ接続し、古い補償ユニット４ａと入れ替えを行うことが可能になる。従って保守が容易になる。
【００３０】
【変形例】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 変換器ユニット電流演算手段６１に補償電流供給回路２１の電流検出器ＣＴｕの出力を入力させる代りに、例えば図７のコンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗよりも電源側又は変換回路側においてライン２４ｕ、２４ｖ、２４ｗの電流を検出する別の電流検出器を設け、この出力を演算手段６１に入力させることができる。
（２） ＰＷＭ信号形成回路２２ｕ、２２ｖ、２２ｗの一部又は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
（３） 電源端子１を単相電源の端子とし、補償電流供給回路２１を第１〜第４のダイオードＤua〜ＤvbとスイッチＱua〜Ｑvbを含む回路とすることができる。 （４） 図７において、例えば下半分のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbを省くことができる。
（５） スイッチＱua〜ＱwbをＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチにすることができる。また、ダイオードＤua〜ＤwbをスイッチＱua〜Ｑwbに内蔵させることができる。
（６） 図６の電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗの出力段、及び電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗの出力段及び図８の２次巻線４３、４４、４５の出力段に整流回路を設け、各電流及び電圧の絶対値を求め、これに基づいて制御してもよい。（７） 電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗ、ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをホール素子（磁電変換素子）等を使用した電流検出器にすることができる。
（８） 補償電流供給回路２１は補償電流を供給することができればどの様な回路でもよく、降圧型変換回路とすることができる。
図１５は降圧型変換回路の１例を示す。図１５に示す降圧型変換回路は、平成８年１１月２９日にサンケン電気株式会社が発行した刊行物「サンケン技報」第２８巻第１号の第５９頁〜第６６頁に記載されている降圧形三相ＰＷＭコンバータと同一原理のものである。図１５において図７と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１５ではダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、ＤwbがスイッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbに対して直列に接続され、逆流阻止として使用されている。入力段の交流側のリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 、コンデンサＣｕ、Ｃｖ、ＣｗはスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフによる高調波成分を除去するものである。上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの出力端子２８とコンデンサＣ1 との間にリアクトルＬｂが接続されている。また、端子２８、３０間にダイオードＤ1 が接続されている。
図１５の降圧型変換回路では、同一期間に上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの１つと下側スイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbの内の１つのみがオンしなければならない。図１６は図１５のスイッチＱua〜Ｑwbをオン・オフするための制御信号の形成の原理を示す。図１０及び図１３で説明したと同様な原理で図１６（Ａ）に示すようにキャリア即ち三角波電圧Ｖｔと各相の相電流指令値（誤差信号）Ｖe1、Ｖe2、Ｖe3とを比較し、図１６（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳab、Ｓbc、Ｓcaを形成する。次に、図１６（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳab、Ｓbc、Ｓcaを図１６（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す線電流対応パルスＳａ、Ｓｂ、Ｓｃに変換する。これ等の相互関係はＳａ＝Ｓab−Ｓca、Ｓｂ＝Ｓbc−Ｓab、Ｓｃ＝Ｓca−Ｓbcである。図１６（Ｅ）のＳａは第１のアームのスイッチＱua、Ｑubに対応し、図１６（Ｆ）のＳｂは第２のアームのスイッチＱva、Ｑvbに対応し、図１６（Ｇ）のＳｃは第３のアームのスイッチＱwa、Ｑwbに対応する。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが＋１の時には上側のスイッチＱua、Ｑva、Ｑwaがオンになり、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが−１の時には下側のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbがオンになる。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが０の場合はスイッチＱua〜Ｑwbはオフである。図１６（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）から明らかなように上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaが同時に２つ以上オンになることはない。また、下側スイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbも同時に２つ以上オンになることはない。
なお、図１５の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 の出力側又はコンデンサＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗの出力側に設けることもできる。（９） 変換器ユニット３ａ〜３ｃをＡＣ−ＤＣ変換器、又はＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の高調波補償機能を有する電源装置を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例の電源装置を示すブロック図である。
【図３】実施例の電源装置の機械的構成を示す正面図である。
【図４】図３の電源装置の左側面図である。
【図５】図２の変換器ユニットを示すブロック図である。
【図６】図２の補償ユニットを詳しく示すブロック図である。
【図７】図６の補償電流供給回路を詳しく示す回路図である。
【図８】図６の基準正弦波発生回路を詳しく示す回路図である。
【図９】図６の比例積分器を詳しく示す回路図である。
【図１０】図６の電流制御回路を詳しく示す回路図である。
【図１１】図７の基準相電圧と各スイッチのオン・オフ状態を原理的に示す図である。
【図１２】図６及び図１０の各部の電圧状態を示す波形図である。
【図１３】図１０のコンパレータの入力及び出力を示す波形図である。
【図１４】ＰＷＭ信号形成回路の変形例を示すブロック図である。
【図１５】変形例の降圧型変換回路を示す回路図である。
【図１６】図１５のスイッチの制御信号の形成を示す波形図である。
【符号の説明】
３ａ、３ｂ、３ｃ 変換器ユニット
４ａ 補償ユニット
２１ 補償電流供給回路
２２ｕ、２２ｖ、２２ｗ ＰＷＭ信号形成回路
Claims (3)
- 少なくとも整流器をそれぞれ含む複数の変換器ユニットが並列接続され、前記複数の変換器ユニットが交流電源端子に接続されており、前記交流電源端子から前記複数の変換器ユニットに流入する交流入力電流の高調波成分と無効成分とのいずれか一方又は両方を低減させるための補償装置が前記交流電源端子に接続されている電源装置において、
前記複数の変換器ユニットは変換回路とこの変換回路を収容するための外箱と外部接続端子とをそれぞれ有し、
前記複数の変換器ユニットの変換回路は互いに同一の回路構成を有し、
前記複数の変換器ユニットの前記外箱は互いに同一形状に形成され、
前記複数の変換器ユニットの前記外部接続端子は互いに同一形状に形成され且つ前記外箱に対して互いに同一位置に配置され、
前記補償装置は前記交流電源端子を通って流れる電流又は前記複数の変換器ユニットの並列回路の交流入力電流を検出するための電流検出器と補償電流を供給するための少なくとも１つの補償ユニットとを有し、
前記補償ユニットは前記変換器ユニットの前記外箱と同一形状に形成された外箱を有すると共に前記変換器ユニットの前記外部接続端子と同一形状且つ同一位置に形成された外部接続端子を有し、
前記複数の変換器ユニットと前記補償ユニットを配置するための枠体が設けられ、
前記枠体には前記複数の変換器ユニット及び前記補償ユニットを配置するための複数の区画が設けられ、
前記複数の区画は互いに同一形状に形成され、
前記複数の変換器ユニットと前記補償ユニットとの両方が前記複数の区画に配置されていることを特徴とする電源装置。 - 前記電流検出器は、前記複数の変換器ユニットの交流入力電流と前記補償ユニットの交流入力電流との合計を検出するように配置された合計入力電流検出器であり、
前記補償ユニットは前記合計入力電流検出器の出力に基づいて補償電流の値を決定するものである請求項１記載の電源装置。 - 前記補償ユニットは、前記交流電源端子の電圧を直流電圧に変換するように構成されており、且つスイッチをＰＷＭ信号でオン・オフすることによって補償電流を供給することができるように構成されている補償電流供給回路と、
前記補償電流を検出する補償電流検出器と、
前記合計入力電流検出器で検出された合計電流から前記補償電流検出器で検出された補償電流を減算して前記複数の変換器ユニットの合計の入力電流を求める電流演算手段と、
前記交流電源端子の電圧に同期して基準正弦波電圧を発生する基準正弦波電圧発生手段と、
前記補償電流供給回路の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段と、
基準電圧源と、
前記直流電圧検出手段から得られた検出電圧と前記基準電圧源の基準電圧との差の出力を得るための第１の減算手段と、
前記第１の減算手段で求めた差の出力を比例積分する比例積分手段と、
前記基準正弦波電圧発生手段から得られた基準正弦波電圧と前記比例積分手段の出力とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段の出力と前記電流演算手段の出力との差に対応する出力を補償電流指令値として得るための第２の減算手段と、
前記第２の減算手段から得られた前記補償電流指令値と前記補償電流検出器の出力との差を求めるための第３の減算手段と、
前記交流電源端子の正弦波交流電圧の周期よりも十分に短い周期で三角波電圧を繰り返して発生する三角波発生手段と、
前記三角波発生手段から発生した三角波電圧と前記第３の減算手段の出力とを比較してＰＷＭ信号を出力するコンパレータと、
前記コンパレータから得られたＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御駆動回路と
を備えていることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
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