JP2011223763A

JP2011223763A - 直流機制御用電力変換装置

Info

Publication number: JP2011223763A
Application number: JP2010091119A
Authority: JP
Inventors: Akitake Takizawa; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-04-12
Filing date: 2010-04-12
Publication date: 2011-11-04

Abstract

【課題】従来型の２レベル用ＩＧＢＴモジュールを使用して、直流機制御用フルフリッジ回路を構成すると、損失が特定の素子に集中し、素子を大容量化する必要が生じる。
【解決手段】スイッチング素子直列回路と直列接続点に一端を接続した逆阻止型ＩＧＢＴの逆並列接続回路からなる３レベル用ＩＧＢＴモジュールを用いて、制御動作モードに応じて前記逆並列接続回路の他端を直流電源の正極又は負極に接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源から直流機の４象限運転を行う電力変換回路に適用するパワー半導体モジュールの構成およびその接続方法に関する。

図６に直流機の４象限運転を実現する２レグ形Ｈブリッジ変換回路例を示す。直流電源１と並列にダイオードＤ３１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３１と、ダイオードＤ３２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ３２とを直列接続した回路を内蔵したパワー半導体モジュールＭＪ３と、ダイオードＤ４１を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４１と、ダイオードＤ４２を逆並列接続したＩＧＢＴＴ４２とを直列接続した回路を内蔵したパワー半導体モジュールＭＪ４とを接続し、これらモジュールの中点（Ｕ端子）間に直流機３を接続した回路である。

モジュールＭＪ３とＭＪ４は、通常市販されている２レベル変換回路用である。外観は図７に示すような構造で、出力端子として上部に端子Ｐ、端子Ｎ、端子Ｕを備えた構成である（実際はゲート端子も有するが、本特許に直接関係ないので省略する）。
本回路構成の動作モードとしては、図８に示すように、直流機の電流Ｉａと電圧Ｅａの極性に応じて、下記４つの動作モードがある。以下に各運転モードを説明する。

（１）第１象限運転モード（正転、電動機動作）
この運転モードは、図９に示すようなモジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３１とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４２を主にオンさせることで実現する。但し、実際は直流電動機への印加電圧を制御するため、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３２とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４１もオンさせ、モジュールＭＪ３のダイオードＤ３２とモジュールＭＪ４のダイオードＤ４１側へ転流させる必要がある。平均的には図９に示すＥａの方向に電圧を印加する必要があるため、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３１側とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４２側が、ＩＧＢＴＴ３２側やＩＧＢＴＴ４１側に比べて負担が大きくなる。

（２）第２象限運転モード（正転、発電機動作）
この運転モードは、図１０に示すようなモジュールＭＪ３のダイオードＤ３２とモジュールＭＪ４のダイオードＤ４１が主に導通している状態（電流方向がＩａの状態でモジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３２とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４１をオンさせる）で実現する。但し、実際は直流発電機の出力電圧を制御するため、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３１とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４２もオンさせ、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３１とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４２側へ転流させる必要がある。平均的には図１０に示すＥａの方向に電圧を出力させるため、モジュールＴＪ３のダイオードＤ３２とモジュールＭＪ４のダイオードＤ４１側の方が、モジュールＴＪ３のダイオードＤ３１側やモジュールＭＪ４のダイオードＤ４２側に比べて負担が大きくなる。

（３）第３象限運転モード（逆転、電動機動作）
この運転モードは、図１１に示すようなモジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３２とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４１を主にオンさせることで実現する。但し、実際は直流電動機への印加電圧を制御するため、モジュールＭＪ３４のＩＧＢＴＴ３１とモジュール４のＩＧＢＴＴ４２もオンさせ、モジュール３のダイオードＤ１とモジュール４のダイオードＤ４２側へ転流させる必要がある。平均的には図１１に示すＥａの方向に電圧を印加する必要があるため、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３２とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４１側の方が、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３１側やモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４２側に比べて負担が大きくなる。

（４）第４象限運転モード（逆転、発電機動作）
この運転モードは、図１２に示すようなモジュールＭＪ３のダイオードＤ３１とモジュールＭＪ４のダイオードＤ４２が主に導通している状態（電流方向がＩａの状態でモジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３１とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４２をオンさせる）で実現する。但し、実際は直流発電機の出力電圧を制御するため、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３２とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４１もオンさせ、モジュールＭＪ３のＩＧＢＴＴ３２とモジュールＭＪ４のＩＧＢＴＴ４１側へ転流させる必要がある。平均的には図１２に示すＥａの方向に電圧を出力させるため、モジュールＭＪ３のダイオードＤ３１とモジュールＭＪ４のダイオードＤ４２側の方が、モジュールＭＪ３のダイオードＤ３２側やモジュールＭＪ４のダイオードＤ４１側に比べて負担が大きくなる。

図６に示す直流機の４象限運転を実現する２レグ形Ｈブリッジ電力変換回路例は、特許文献１に、また図７に示す半導体モジュールは特許文献２に示されている。

特開２００４−８８９４０号公報特開２００５−１９７４３３号公報

図６に示す従来方式の直流機制御用変換回路に使用されるパワー半導体モジュールＭＪ３、ＭＪ４としては、上アーム側のＩＧＢＴとダイオード、及び下アーム側のＩＧＢＴとダイオードが内蔵された図７に示すような外観で、内蔵の半導体チップの電流定格は同じものが市販されている。

前述のように、図６の直流機駆動システムにおいて、運転モードを第１象限から第４象限のいずれかで、連続して運転すると、特定のＩＧＢＴ又はダイオードに電流が流れる期間が長くなり、その結果、特定のＩＧＢＴ又はダイオードの発生損失が大きくなり、半導体チップの温度上昇も高くなる。

このような運転条件で図７のような一般的なモジュールを選定する場合は、上記の動作条件に基づいて、最も負担増となる特定のＩＧＢＴ又はダイオードを基準に定格を決定する必要があるため、モジュールの大型化やコストアップ要因となっていた。また、特定の素子のみを定格アップさせるようなカスタムメイドのモジュールとすることも可能ではあるが、特注扱いとなり物量の関係で必ずしも経済的であるとは言えない。
従って、本願の課題は、直流機制御用変換回路において、各種運転モードで使用しても、特定の半導体チップの損失のみが増大することがなく、モジュールの大型化やコストアップを引き起こさない半導体モジュールとその適用回路を提供することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流電源から２レグ形フルブリッジ変換回路により直流機の４象限運転を行うシステムにおいて、前記２レグ形フルブリッジ変換回路の各１レグ分の回路に適用するパワー半導体モジュールとして、前記直流電源の正側電位にコレクタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第１のＩＧＢＴと、前記直流電源の負側電位にエミッタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの直列接続点に、逆耐圧を有する第３のＩＧＢＴと第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールを用いる。

第２の発明においては、第１の発明における前記第３のＩＧＢＴと前記第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の他端を、直流電源の正側電位又は負側電位に接続する。
第３の発明においては、第１又は第２の発明における前記第３のＩＧＢＴと前記第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の他端を、直流電源の正側電位又は負側電位のいずれかに接続可能なスイッチ手段に接続する。

第４の発明においては、第１〜第３の発明における前記第３のＩＧＢＴ又は前記第４のＩＧＢＴの代わりに、逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとの直列回路を用いる。

本発明では、パワー半導体モジュールとして、直流電源の正側電位にコレクタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第１のＩＧＢＴと、直流電源の負側電位にエミッタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの直列接続点に、逆耐圧を有する第３のＩＧＢＴと第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールを用い、運転モードに応じて、逆耐圧を有する第３のＩＧＢＴと第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の他端を直流電源の正極又は負極に接続しているため、電流負担の大きいアームはＩＧＢＴ又はダイオードが並列接続されることになる。その結果、特定の半導体チップの温度が上昇することがなくなり、半導体モジュールの大型化や装置のコストアップを抑制することが可能となる。

本発明の第1の実施例（第１象限運転）を示す回路図である。本発明の第２の実施例（第２象限運転）を示す回路図である。本発明の第３の実施例（第３象限運転）を示す回路図である。本発明の第４の実施例（第４象限運転）を示す回路図である。本発明の第５の実施例（スイッチ切替方式）を示す回路図である。従来の直流機制御用変換回路例を示す。従来の２レベル変換回路用モジュール例を示す。直流機の運転モードによる各象限の説明図である。第１象限運転の動作図である。第２象限運転の動作図である。第３象限運転の動作図である。第４象限運転の動作図である。３レベルインバータ主回路構成図例である。３レベル用モジュールの内部回路例である。３レベル用モジュールの外観図例である。

本発明の要点は、パワー半導体モジュールとして、直流電源の正側電位にコレクタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第１のＩＧＢＴと、直流電源の負側電位にエミッタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第２のＩＧＢＴと、前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの直列接続点に、逆耐圧を有する第３のＩＧＢＴと第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールを用い、運転モードに応じて、逆耐圧を有する第３のＩＧＢＴと第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の他端を直流電源の正極又は負極に接続し、電流負担の大きいアームのＩＧＢＴ又はダイオードと並列接続するようにしている点である。

図１３に３相３レベルインバータ回路を、図１５に本変換回路に適用する１相分の専用モジュールを示す。図１３に示す３レベルインバータ回路は、２分割された直流電源１Ｐ、１Ｎから、図１５に示す専用モジュールを３個用いて３レベルの電圧波形を出力し、フィルタリアクトルＬｏを介して負荷２に交流電力を供給する直流−交流変換回路である。本モジュールは、図１５に示すように、端子Ｐ、端子Ｍ、端子Ｎ、端子Ｕの４出力端子構造である。また、図１４には本モジュールの内部回路図を示す。図１４（ａ）が、端子Ｕと端子Ｍ間に逆耐圧を有しないＩＧＢＴ（Ｔ３ａ、Ｔ４ａ）とダイオード（Ｄ３、Ｄ４）との直列回路を逆並列接続した回路、図１４（ｂ）が逆耐圧を有するＩＧＢＴＴ３、Ｔ４を逆並列に接続した回路である。本モジュールについては、特開２００８−１９３７７９などに示されている。
本実施例は、図１５に示す３レベルインバータ専用モジュールを直流機制御用の電力変換回路に適用する回路構成に関する。

図１に、本発明の第1の実施例（第１象限運転）を示す。図８に示した運転モードの中の第１象限運転のモードである。図９で説明したように、第１象限動作は直流機を電動機として、正転、力行動作させる運転モードである。半導体モジュールＭＪ１の端子Ｍを図１（ｂ）に示すように直流電源１の正極に、半導体モジュールＭＪ２の端子Ｍを図１（ａ）に示すように直流電源１の負極に、それぞれ接続することにより、ＩＧＢＴＴ１１とＩＧＢＴＴ２２の電流責務を軽減させている。即ち、直流機３を流れる電流は、破線で示すように、モジュールＭＪ１においては、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴＴ１４で、モジュールＭＪ２においては、ＩＧＢＴＴ２２とＩＧＢＴＴ２３でそれぞれ分流する。

図２に、本発明の第２の実施例（第２象限運転）を示す。図８に示した運転モードの中の第２象限運転のモードである。図１０で説明したように、第２象限動作は直流機を発電機として、正転、回生動作させる運転モードである。図２に示すように、半導体モジュールＭＪ１の端子Ｍを直流電源１の負極に、半導体モジュールＭＪ２の端子Ｍを直流電源１の正極に、それぞれ接続することにより、ダイオードＤ１２とダイオードＤ２１の電流責務を軽減させている。即ち、直流機３を流れる電流は、破線で示すように、モジュールＭＪ１においては、ダイオードＤ１２とＩＧＢＴＴ１４で、モジュールＭＪ２においては、ダイオードＤ２１とＩＧＢＴＴ２３でそれぞれ分流する。

図３に、本発明の第３の実施例（第３象限運転）を示す。図８に示した運転モードの中の第３象限運転のモードである。図１１で説明したように、第３象限動作は直流機を電動機として、逆転、力行動作させる運転モードである。半導体モジュールＭＪ１の端子Ｍを直流電源１の負極に、半導体モジュールＭＪ２の端子Ｍを直流電源１の正極に、それぞれ接続することにより、ＩＧＢＴＴ１２とＩＧＢＴＴ２１の電流責務を軽減させている。即ち、直流機３を流れる電流は、破線で示すように、モジュールＭＪ１においては、ＩＧＢＴ１２とＩＧＢＴＴ１３で、モジュールＭＪ２においては、ＩＧＢＴＴ２１とＩＧＢＴＴ２４でそれぞれ分流する。

図４に、本発明の第４の実施例（第４象限運転）を示す。図８に示した運転モードの中の第４象限運転のモードである。図１２で説明したように、第４象限動作は直流機を発電機として、逆転、回生動作させる運転モードである。図４に示すように、半導体モジュールＭＪ１の端子Ｍを直流電源１の正極に、半導体モジュールＭＪ２の端子Ｍを直流電源１の負極に、それぞれ接続することにより、ダイオードＤ１１とダイオードＤ２２の電流責務を軽減させている。即ち、直流機３を流れる電流は、破線で示すように、モジュールＭＪ１においては、ダイオードＤ１１とＩＧＢＴＴ１３で、モジュールＭＪ２においては、ダイオードＤ２２とＩＧＢＴＴ２４でそれぞれ分流する。

図５に、本発明の第５の実施例（スイッチ切替方式）を示す。図８に示した運転モードに応じてモジュールの端子Ｍをスイッチで直流電源の正極又は負極に切替える方式である。
即ち、運転モードに応じて、モジュールＭＪ１の端子ＭはスイッチＳ１で、モジュールＭＪ２の端子ＭはスイッチＳ２で、直流電源１の正極又は負極に接続される。その結果、実施例１〜４と同様に、従来電流責務の大きかったＩＧＢＴ又はダイオードとＩＧＢＴＴ１３又はＴ１４が並列接続され、特定の半導体チップの電流責務が大きくなることはない。
尚、上記実施例には、切替スイッチとして機械式の例を示したが、半導体スイッチでも構成できる。また、モジュール内の双方向スイッチ回路は、図１４に示した回路の他、コレクタを共通とした逆並列接続回路でも実現できる。

本発明は、２レッグのフルブリッジ変換回路の出力の波形を正負任意に調整することが可能であり、直流機制御用電源の他に、任意波形発生器、アルミサッシ着色用電源などへの適用が可能である。

１、１Ｐ、１Ｎ・・・直流電源２・・・負荷３・・・直流機
Ｌｏ・・・リアクトルＭＪ１、ＭＪ２・・・３レベル用モジュール
ＭＪ３、ＭＪ４・・・２レベル用モジュール
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ２１、Ｔ２２・・・ＩＧＢＴ
Ｔ３１、Ｔ３２、Ｔ４１、Ｔ４２、Ｔ３ａ、Ｔ４ａ・・・ＩＧＢＴ
Ｔ３、Ｔ４、Ｔ１３、Ｔ１４、Ｔ２３、Ｔ２４・・・逆阻止型ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２・・・ダイオード
Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ４１、Ｄ４２・・・ダイオード

Claims

直流電源から２レグ形フルブリッジ変換回路により直流機の４象限運転を行うシステムにおいて，前記２レグ形フルブリッジ変換回路の各１レグ分の回路に適用するパワー半導体モジュールとして，前記直流電源の正側電位にコレクタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第１のＩＧＢＴと，前記直流電源の負側電位にエミッタが接続され、ダイオードが逆並列接続された第２のＩＧＢＴと，前記第１のＩＧＢＴのエミッタと前記第２のＩＧＢＴのコレクタとの直列接続点に，逆耐圧を有する第３のＩＧＢＴと第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の一端を接続したパワー半導体モジュールを用いることを特徴とする直流機制御用電力変換装置。
前記第３のＩＧＢＴと前記第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の他端を，直流電源の正側電位又は負側電位に接続することを特徴とする請求項１に記載の直流機制御用電力変換装置。
前記第３のＩＧＢＴと前記第４のＩＧＢＴとの逆並列接続回路の他端を，直流電源の正側電位又は負側電位のいずれかに接続可能なスイッチ手段に接続することを特徴とする請求項１又は２に記載の直流機制御用電力変換装置。
前記第３のＩＧＢＴ又は前記第４のＩＧＢＴの代わりに，逆耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとの直列回路を用いることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流機制御用変換装置。