JP2012065428A

JP2012065428A - マルチレベルインバータ

Info

Publication number: JP2012065428A
Application number: JP2010206867A
Authority: JP
Inventors: Hidehiko Sugimoto; 英彦杉本
Original assignee: Tabuchi Electric Co Ltd
Current assignee: Tabuchi Electric Co Ltd
Priority date: 2010-09-15
Filing date: 2010-09-15
Publication date: 2012-03-29

Abstract

【課題】マルチレベルインバータの有利な特徴を生かしつつ、マルチレベルインバータの課題であるトランジスタ等の半導体スイッチング素子の数的増大化を解消すること。
【解決手段】２つのアーム部４、５と、クランプダイオードＤ７、Ｄ８と、を含み、一方のアーム部４内の２つの直列接続のスイッチング素子の直列接続点ａ３と、他方のアーム部５内の２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列接続点ａ４とを線間電圧出力側とすると共に、一方のアーム部４は、ＰＷＭ制御し、他方のアーム部５は１８０度通流制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器として、一相あたりの出力電圧として３つ以上の異なるレベルの電圧を出力することができるマルチ（多）レベルインバータに関するものである。

図６を参照して従来のマルチレベルインバータを説明すると、このマルチレベルインバータは、２つの直列接続した直流電源Ｅｄ／２に対して、２つのアーム部それぞれを並列接続している。

各アーム部は、４つのトランジスタＳ１ｕ−Ｓ４ｕ；Ｓ１ｖ−Ｓ４ｖをそれぞれ直列接続してなると共に、各トランジスタＳ１ｕ−Ｓ４ｕ；Ｓ１ｖ−Ｓ４ｖに個別に還流ダイオードＤ１ｕ−Ｄ４ｕ；Ｄ１ｖ−Ｄ４ｖを逆並列接続し、各アーム部内の正側２つのトランジスタの直列接続点と２つの直流電源Ｅｄ／２の中性点Ｏとの間をクランプダイオードＤ５ｕ，Ｄ５ｖで、各アーム部内の負側２つのトランジスタの直列接続点と前記中性点ＯとをクランプダイオードＤ６ｕ，Ｄ６ｖで、それぞれ、接続して構成される。

前記中性点Ｏに対して、各アーム部における正側と負側との接続点Ｕ，Ｖの電圧Ｅｕｏ，Ｅｖｏは、±Ｅｄ／２，０の３レベルとなる。

両接続点Ｕ，Ｖ間の電圧Ｅｕｖは、±Ｅｄ，±Ｅｄ／２，０の５レベルをとることができる。

図７にそのタイミングチャートを示す。

このタイミングチャートは、正弦波状の電圧指令信号と搬送波である三角波信号との比較演算により、ＰＷＭ制御して各レベルの出力電圧を得る。

なお、図６は下記の非特許文献に開示された技術である一方、マルチレベルインバータに関する技術はこれまでにも特許文献で多数開示されている。

（株）オーム社発行「パワーエレクトロニクス入門」（改訂４版）大野栄一編著、平成１８年９月１０日発行（ｐ１５４−１５７）

前記マルチレベルインバータが採用される理由の１つに、２レベルインバータよりも、スイッチング損失が少ないことがあり、また別の理由の１つに出力電圧における高調波を小さくすることができることがある。

しかしながら、従来のマルチレベルインバータでは前記説明したように必要とするトランジスタ数が多く必要とする構成となって、コストアップとなっていた。

そこで、本発明では、マルチレベルインバータの有利な特徴を生かしつつ、マルチレベルインバータの課題であるトランジスタ等の半導体スイッチング素子の数的増大化を解消することを解決すべき課題としている。

本発明第１によるマルチレベルインバータは、同電圧で極性同じ向きに中性点で直列接続された２つの直流電圧源と、前記２つの直流電圧源全体に対して並列接続された、４つの半導体スイッチング素子を直列に接続してなる一方のアーム部と、前記２つの直流電圧源全体に対して並列接続された、２つの半導体スイッチング素子を直列に接続してなる他方のアーム部と、前記各アーム部内の各半導体スイッチング素子それぞれに逆並列接続された還流ダイオードと、前記一方のアーム部における正側である２つの半導体スイッチング素子の直列接続点（第１接続点）と前記中性点との間に当該中性点から前記第１接続点に電流が流れる方向に接続された第１クランプダイオードと、前記一方のアーム部における負側である２つの半導体スイッチング素子の直列接続点（第２接続点）と前記中性点との間に当該第２接続点から前記中性点に電流が流れる方向に接続された第２クランプダイオードと、を含み、前記一方のアーム部の正側と負側との直列接続点（第３接続点）と、前記他方のアーム部の前記２つの半導体スイッチング素子の直列接続点（第４接続点）とを線間電圧出力側とすると共に、前記一方のアーム部は、ＰＷＭ制御し、前記他方のアーム部は１８０度通流制御する、ことを特徴とする。

ここで、前記ＰＷＭ制御とは、第３接続点の電位を半周期ごとに±Ｅ、０の３レベルに変化させる制御であり、前記１８０度通流制御とは半周期ごとに第４接続点の電位を±Ｅの２レベルに変化させる制御である。

本発明第１のマルチレベルインバータでは、マルチレベルインバータの特徴であるスイッチング損失が少ないこと、出力電圧の高調波が小さいという特徴を生かし、マルチレベルインバータの課題である半導体スイッチング素子数の増大化という課題を前記他方のアーム部を構成する半導体スイッチング素子数を２つ少なく減らすことで解消することができる。

本発明第２によるマルチレベルインバータは、第１直流電圧源に対して、２つの直列接続した一方の半導体スイッチング素子と２つの直列接続した他方の半導体スイッチング素子とを並列接続すると共に、前記各半導体スイッチング素子それぞれに個別に還流ダイオードが逆並列接続されて構成されるフルブリッジＰＷＭインバータ部と、第２直流電圧源に対して、２つの直列接続した半導体スイッチング素子を並列接続すると共に、前記各半導体スイッチング素子それぞれに個別に還流ダイオードが逆並列接続されて構成されるハーフブリッジ方形波インバータ部と、を具備し、前記第２直流電圧源は、同電圧で極性同じ向きに第２中性点で直列接続された２つの直列電圧源からなり、前記フルブリッジＰＷＭインバータ部における前記一方の２つの半導体スイッチング素子の直列接続点が、負荷を介して、前記ハーフブリッジ方形波インバータ部における前記２つの半導体スイッチング素子の直列接続点に接続され、前記フルブリッジＰＷＭインバータ部における前記他方の２つの半導体スイッチング素子の直列接続点が、前記第２中性点に接続され、前記両直列接続点を線間電圧出力側として、前記フルブリッジＰＷＭインバータ部をＰＷＭ制御し、前記ハーフブリッジ方形波インバータ部を１８０度通流制御することを特徴とする。

本発明第２のマルチレベルインバータも、本発明第１のマルチレベルインバータと同様に、マルチレベルインバータの特徴であるスイッチング損失が少ないこと、出力電圧の高調波が小さいという特徴を生かし、マルチレベルインバータの課題である半導体スイッチング素子数の増大化という課題をハーフブリッジ方形波インバータ部で構成することで半導体スイッチング素子数を２つ少なく減らすことで解消することができる。

本発明第２において好ましい態様は、前記第２直流電圧源内の２つの直列電圧源をコンデンサで構成すると共に、このコンデンサには第１直流電圧源から前記直列接続点間に接続した負荷を介して流れる電流により充電する。

本発明によれば、スイッチング損失を少なく、また出力電圧における高調波を小さくするうえで、従来のマルチレベルインバータよりも少ないトランジスタ数にて構成することができる。

図１は本発明の実施形態に係るマルチレベルインバータの回路構成を示す図である。図２は図１のマルチレベルインバータの各部の動作電位を示すタイミングチャートである。図３は図２の各部の動作電位を値で示す図である。図４は本発明の他の実施形態に係るマルチレベルインバータの回路構成を示す図である。図５は図４のマルチレベルインバータの各部の動作電位を示すタイミングチャートである。図６は従来例に係るマルチレベルインバータの回路構成を示す図である。図７は図６のマルチレベルインバータの各部の動作電位を示すタイミングチャートである。

以下、添付した図面を参照して、本発明の実施の形態に係るマルチレベルインバータを説明する。実施形態ではマルチレベルインバータとして５レベルインバータに適用して説明する。

図１に実施形態のマルチレベルインバータの回路構成を示す。図１に示すマルチレベルインバータにおいて、Ｅ１，Ｅ２は、電圧値Ｅで極性同じ向きで中性点ｃ１において直列接続された２つの直流電圧源である。

１は、正側母線、２は負側母線、３は中性点母線を示す。

正負両母線１，２間にアーム部４，５が並列接続される。

これにより両アーム部４，５は直流電圧源Ｅ１，Ｅ２に並列接続される。

アーム部４は、直流電圧源Ｅ１，Ｅ２間に、それぞれ半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）からなる４つのトランジスタＱ１−Ｑ４を直列に接続してなる。

アーム部５は、直流電圧源Ｅ１，Ｅ２間に、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）からなる２つのトランジスタＱ５，Ｑ６を直列に接続してなる。

これら各トランジスタＱ１−Ｑ６それぞれには還流ダイオードＤ１−Ｄ６が個別に逆並列接続される。

アーム部４は、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列接続点ａ１と中性点ｃ１との間に電流が中性点ｃ１から接続点ａ１方向に流れる方向にクランプダイオードＤ７を、また、トランジスタＱ３，Ｑ４の直列接続点ａ２と中性点ｃ１との間に電流が接続点ａ２から中性点ｃ１方向に流れる方向にクランプダイオードＤ８を接続している。

以上のマルチレベルインバータでは、アーム部４における接続点ａ３と、アーム部５における接続点ａ４との間の電圧を出力電圧としている。

Ｕ，Ｖはそれぞれ接続点ａ３，ａ４に接続する出力端子（系統点）である。

Ｌ１はインダクタ、Ｃ１はキャパシタであり、Ｌ２，Ｒ１は系統側インピーダンス、ＡＣは系統電源である。

本実施形態において、アーム部４は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行い、アーム部５は１８０度通流制御を行う。

前記制御を図２のタイミングチャートを参照して説明する。

前記制御は図示略の制御部からトランジスタＱ１−Ｑ４の各ゲート、トランジスタＱ５，Ｑ６の各ゲートに印加される制御パルスにより行われる。この制御パルスは、正弦波と方形波を合成して得られる指令信号と搬送波三角信号とを比較し、指令信号のレベルが搬送波三角信号のそれを超えるときに出力されるパルスである。

図２（ａ）（ｂ）（ｃ）それぞれは、正弦波半周期ごとで、アーム部４における接続点ａ３の中性点ｃ１に対する電位、アーム部５における接続点ａ４の中性点ｃ１に対する電位、および出力端子でもあるa3，a4間の電圧それぞれの時間経過に伴うタイミングチャートを示す。

図２（ａ）の接続点ａ３の電位変化を示すパルスは、半周期内中央側の正のパルスと、半周期内両側の負のパルスとを含み、半周期内中央側の正パルスは中央ほどパルス幅が広く、また、半周期内両側の負のパルスは正パルスに近いほどパルス幅が短く、半周期内両側ほどパルス幅が長くなっている。すなわち、アーム部４の接続点ａ３の電位はＰＷＭ制御になっている。この電位は＋Ｅ，０，−Ｅの３レベルをとる。

図２（ｂ）の接続点ａ４の電位の電位変化を示すパルスは、半周期（１８０度）ごとに電位が負（−）、正（＋）に反転する。すなわち、接続点ａ４の電位はいわゆる１８０度通流制御になっている。この電位は＋Ｅと、−Ｅとの２レベルをとる。

図２（ｃ）の接続点ａ３，ａ４それぞれの電圧変化を示すパルスは、図２（ａ）と図２（ｂ）とを合成したパルスとなる。すなわち、出力端子Ｕ，Ｖ間の電位変化を示すパルスは、正弦波１周期ごとに＋２Ｅ，＋Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５つのレベルをとる。

以上のタイミングチャートから、正弦波半周期において、アーム部４における接続点ａ３の電位と、接続点ａ４の電位と、出力端子でもあるａ３，ａ４間の電圧とを図３で表に示す。

この表から明らかであるように、接続点ａ３の電位は正弦波半周期ごとに＋Ｅ，０，−Ｅの３レベルに変化し、接続点ａ４の電位は半周期ごとに−Ｅと＋Ｅの２レベルに変化し、結局、出力電位は、正弦波１周期で＋２Ｅ，＋Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルで変化する。

すなわち、この実施形態では、アーム部４での使用トランジスタ数は４個であるが、アーム部５での使用トランジスタ数は２個となっていて、図７で示す従来のマルチレベルインバータと比較してトランジスタが数的に２個少ない構成となっている。

図４は本発明の他の実施形態に係るマルチレベルインバータの回路構成を示す。

このマルチレベルインバータにおいては、直流電圧源Ｅ３に対して４つのトランジスタＱ７−Ｑ１０で構成されるフルブリッジＰＷＭインバータ部６と、複数の直流電圧源Ｅ４，Ｅ５に対して２つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２で構成されるハーフブリッジ方形波インバータ部７とを具備している。

フルブリッジＰＷＭインバータ部６は、２つの直列接続したトランジスタＱ７，Ｑ８と、２つの直列接続したトランジスタＱ９，Ｑ１０と、各トランジスタＱ７−Ｑ１０に逆並列接続した還流ダイオードＤ９−Ｄ１２と、を含む。

トランジスタＱ７，Ｑ８の接続点をＵ１、トランジスタＱ９，Ｑ１０の接続点をＶ１とする。

直流電圧源Ｅ４，Ｅ５は、共に同じ電圧値Ｅで極性同じ向きに直列接続され、ハーフブリッジ方形波インバータ部７は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２が直列接続して直流電圧源Ｅ４，Ｅ５に並列接続されている。直流電圧源Ｅ４，Ｅ５の接続点Ｕ２はフルブリッジＰＷＭインバータ部６の接続点Ｖ１に接続されている。接続点Ｕ２は中性点でもある。

フルブリッジＰＷＭインバータ部６の接続点Ｕ１とハーフブリッジ方形波インバータ部７のトランジスタＱ１１，Ｑ１２の直列接続点Ｖ２は出力端子でもあり、ＬＣフィルタＬ１，Ｃ１に接続されている。

そして、フルブリッジＰＷＭインバータ部６は、ＰＷＭ制御され、ハーフブリッジ方形波インバータ部７は１８０度通流制御される。

この制御のタイミングチャートを図５に示す。図５（ａ）は、フルブリッジＰＷＭインバータ部６の接続点Ｕ１において、接続点Ｖ１の電位Ｖ０を基準とした電位変化（Ｅ，０，−Ｅ）、図５（ｂ）は、ハーフブリッジ方形波インバータ部７の接続点Ｕ２の電位Ｕ０を基準として接続点Ｖ２の電位変化（−Ｅ，＋Ｅ）を示す。図５（ｃ）は、図５（ａ）の電位と図５（ｂ）の電位とを合成したものであり、フルブリッジＰＷＭインバータ部６では、接続点Ｕ１の電位を半周期ごとに接続点Ｖ１の電位Ｖ０を基準として＋Ｅ０，−Ｅの３レベルに変化させるＰＷＭ制御となっている。

ハーフブリッジ方形波インバータ部７では、半周期ごとに接続点Ｕ２の電位Ｕ０を基準としてトランジスタＱ１１，Ｑ１２の接続点Ｖ２の電位を−Ｅ，＋Ｅの２レベルに変化させる１８０度通流制御となっている。結局、この実施形態のマルチレベルインバータにおいても、Ｕ，Ｖ間の出力電圧は、５レベルで変化することになる。

前記いずれの実施形態でも、スイッチング損失を少なく、また出力電圧における高調波を小さくするうえで、従来のマルチレベルインバータよりも少ないトランジスタ数にて構成することができる。

なお、直流電圧源Ｅ４，Ｅ５をコンデンサで構成すると共に、このコンデンサには直流電圧源Ｅ３からの電流を接続点Ｕ１，Ｖ２に接続したフィルタＬ１，Ｃ１を介したラインと、接続点Ｖ１と、中性点Ｕ２とを結ぶラインとの間を流すことで充電することが好ましい。

４、５アーム部
６フルブリッジＰＷＭインバータ部
７ハーフブリッジ方形波インバータ部
Ｅ１−Ｅ５直流電圧源
Ｑ１−Ｑ１２トランジスタ（半導体スイッチング素子）
Ｄ１−Ｄ１４ダイオード

Claims

同電圧で極性同じ向きに中性点で直列接続された２つの直流電圧源と、
前記２つの直流電圧源全体に対して並列接続された、４つの半導体スイッチング素子を直列に接続してなる一方のアーム部と、
前記２つの直流電圧源全体に対して並列接続された、２つの半導体スイッチング素子を直列に接続してなる他方のアーム部と、
前記各アーム部内の各半導体スイッチング素子それぞれに逆並列接続された還流ダイオードと、
前記一方のアーム部における正側である２つの半導体スイッチング素子の直列接続点（第１接続点）と前記中性点との間に当該中性点から前記第１接続点に電流が流れる方向に接続された第１クランプダイオードと、
前記一方のアーム部における負側である２つの半導体スイッチング素子の直列接続点（第２接続点）と前記中性点との間に当該第２接続点から前記中性点に電流が流れる方向に接続された第２クランプダイオードと、
を含み、
前記一方のアーム部の正側と負側との直列接続点（第３接続点）と、前記他方のアーム部の前記２つの半導体スイッチング素子の直列接続点（第４接続点）とを線間電圧出力側とすると共に、
前記一方のアーム部は、ＰＷＭ制御し、前記他方のアーム部は１８０度通流制御する、
ことを特徴とするマルチレベルインバータ。
第１直流電圧源に対して、２つの直列接続した一方の半導体スイッチング素子と２つの直列接続した他方の半導体スイッチング素子とを並列接続すると共に、前記各半導体スイッチング素子それぞれに個別に還流ダイオードが逆並列接続されて構成されるフルブリッジＰＷＭインバータ部と、
第２直流電圧源に対して、２つの直列接続した半導体スイッチング素子を並列接続すると共に、前記各半導体スイッチング素子それぞれに個別に還流ダイオードが逆並列接続されて構成されるハーフブリッジ方形波インバータ部と、
を具備し、
前記第２直流電圧源は、同電圧で極性同じ向きに第２中性点で直列接続された２つの直列電圧源からなり、
前記フルブリッジＰＷＭインバータ部における前記一方の２つの半導体スイッチング素子の直列接続点が、負荷を介して、前記ハーフブリッジ方形波インバータ部における前記２つの半導体スイッチング素子の直列接続点に接続され、
前記フルブリッジＰＷＭインバータ部における前記他方の２つの半導体スイッチング素子の直列接続点が、前記第２中性点に接続され、
前記両直列接続点を線間電圧出力側として、前記フルブリッジＰＷＭインバータ部をＰＷＭ制御し、前記ハーフブリッジ方形波インバータ部を１８０度通流制御する、
ことを特徴とするマルチレベルインバータ。
前記第２直流電圧源内の２つの直列電圧源をコンデンサで構成すると共に、このコンデンサには第１直流電圧源から前記直列接続点間に接続した負荷を介して流れる電流により充電する、ことを特徴とする、請求項２に記載のマルチレベルインバータ。