JP2009077571A - 電力変換器 - Google Patents
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Abstract
【課題】従来のＮＰＣインバータよりも部品点数が少なく、しかもきめ細やかな電圧制御ができ信頼性を向上させた電力変換器を提供することである。
【解決手段】第１の直流電源１１に接続されたｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路１７と、第１の直流電源１１の電圧と異なった電圧の第２の直流電源１３に接続されたｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路１８とを有し、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間を中性線１６で接続して第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とを接続する。そして、第１のハーフブリッジ回路１７の中点から一方の交流出力端子Ｕを引き出し、第２のハーフブリッジ回路１８の中点から他方の交流出力端子Ｕ’を引き出す。
【選択図】 図１
【解決手段】第１の直流電源１１に接続されたｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路１７と、第１の直流電源１１の電圧と異なった電圧の第２の直流電源１３に接続されたｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路１８とを有し、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間を中性線１６で接続して第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とを接続する。そして、第１のハーフブリッジ回路１７の中点から一方の交流出力端子Ｕを引き出し、第２のハーフブリッジ回路１８の中点から他方の交流出力端子Ｕ’を引き出す。
【選択図】 図１
Description
本発明は直流を交流に変換する電力変換器に関する。
一般に、電力系統には発電所で発電された交流電力が供給される。近年においては、電力の自由化により、直流電源を電力変換器を介して電力系統に接続し、電力系統に交流電力を供給する分散形電源が普及しており、電力変換器による電力変換の際に高調波が発生する。また、電力系統に接続された電力需要設備の中には様々な高調波負荷が顕在化しており、例えば、工場においてはアーク炉や整流器からは大量の高調波電流が発生する。家庭内においても、エアコン、テレビ、パソコンなどから高調波電流が電力系統に流れ込み電圧歪みを発生させる。
これら高調波による電圧歪みは年々増加傾向にあり、高調波による電圧歪みによって障害を受ける機器も多数発生している。具体的には、電力コンデンサ本体やその直列リアクトル、高調波フィルタ等の焼損などが顕在化している。
このため、電力変換器から高調波による歪み電流を抑えることが必要となる。そこで、高周波ＰＷＭ制御を用いた電力変換器が普及しているが、ＰＷＭ制御によるパルス数が増えるにつれて損失が増える。特に、電力分野においては損失がエネルギーコストに直結するため、可能な限り損失が小さい電力変換器が望まれている。また、パルス電圧を重ねることにより交流波形を正弦波に近づける従来のＮＰＣインバータが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
図６は、従来のＮＰＣ（中性点クランプ）インバータの一例を示す回路図である。この一例では、２つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せてフルブリッジ回路を形成した５レベルインバータの電力変換器を示している。
図６に示すように、３レベルハーフブリッジインバータである第１のハーフブリッジ回路１７と、３レベルハーフブリッジインバータである第２のハーフブリッジ回路１８とが組み合わされて構成されている。
第１のハーフブリッジ回路１７には第１の直流電源１１が接続され、第２のハーフブリッジ回路１８には第２の直流電源１３が接続されている。第１の直流電源１１は中性点で接地され、この第１の直流電源１１には第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４が接続されている。同様に、第２の直流電源１３は中性点で接地され、この第２の直流電源１３には第５のスイッチング素子１２−５乃至第８のスイッチング素子１２−８が接続されている。そして、各々の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８には、それぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ８が並列に接続されている。
第１の直流電源１１の中性点と第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２との接続点の間にクランプダイオードＤ９が接続され、第１の直流電源１１の中性点と第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４との接続点の間にクランプダイオードＤ１０が接続されている。同様に、第２の直流電源１３の中性点と第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６との接続点の間にクランプダイオードＤ１１が接続され、第２の直流電源１３の中性点と第７のスイッチング素子１２−７及び第８のスイッチング素子１２−８との接続点の間にクランプダイオードＤ１２が接続されている。
また、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４の上下アームは、第５のスイッチング素子１２−５乃至第８のスイッチング素子１２−８の上下アームと並列に直流正極線１４及び直流負極線１５で接続されている。そして、交流出力端子の一端Ｕが第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点から引き出され、交流出力端子の他端Ｕ’が第６のスイッチング素子１２−６及び第７のスイッチング素子１２−７の接続点から引き出され、この交流出力端子Ｕ、Ｕ’から単相交流負荷に電力が供給されるようになっている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７（３レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１８（３レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が５レベルの電力変換器を得る。
いま、第１の直流電源１１及び第２の直流電源１３の電圧は、中性点を挟んでそれぞれＥであるとする。すなわち、従来の単相ＮＰＣフルブリッジインバータのＮＰＣハーフブリッジ回路に供給する両端の直流電圧の大きさは一致している必要がある。この例では、両端とも２Ｅ[Ｖ]である。
図７は、図６に示した従来のＮＰＣインバータ回路の交流出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧の一例を示す波形図であり、表１は従来のＮＰＣインバータ回路の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフに対する出力電圧を示す表である。図７及び表１に示すように、従来のＮＰＣインバータ回路の出力電圧は、０、Ｅ、２Ｅ、−Ｅ、−２Ｅの５つのレベルとなる。
表１に示すように、従来のＮＰＣインバータ回路の第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフには９つのモード１〜９がある。
例えば、モード１は、表１に示すように、第１のスイッチング素子１２−１がオフ、第２のスイッチング素子１２−２がオン、第３のスイッチング素子１２−３がオン、第４のスイッチング素子１２−４がオフで、交流出力端子Ｕの端子電圧が０であり、第５のスイッチング素子１２−５がオフ、第６のスイッチング素子１２−６がオン、第７のスイッチング素子１２−７がオン、第８のスイッチング素子１２−８がオフで、交流出力端子Ｕ’の端子電圧が０であるモードである。従って、このモード１のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
以下同様に、モード２のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード３のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は２Ｅ、モード４のときはＵ−Ｕ’間端子電圧はＥ、モード５のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０、モード６のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード７のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−２Ｅ、モード８のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は−Ｅ、モード９のときはＵ−Ｕ’間端子電圧は０である。
このように、２つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８のオンオフにより切り換えられる。この場合、矩形波の幅ｄ、ｄ’を調整することにより、出力電圧の大きさや高調波歪電圧が変化する。これにより、２つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた電力変換器では、５レベルの出力電圧を得ることができるので、出力電圧の交流波形を正弦波に近づけることができる。
特開２００４−２４８４７９号公報
しかし、従来のＮＰＣインバータは、パルス電圧を重ねることにより交流波形を正弦波に近づけることができるが、出力電圧の交流波形を正弦波に近づけるために複数レベルの出力をしなければならないので、回路が複雑で部品点数が多くなる。図６で示した一例では、５レベルの出力を得るにあたって、８個のスイッチング素子１２−１〜１２−８が必要となる。
また、きめ細やかな電圧制御を行うには、レベル数を多くする必要があるが、例えば、５レベルの出力から９レベルの出力にするためには、２つの３レベルハーフブリッジインバータに代えて、２つの５レベルハーフブリッジインバータでフルブリッジ回路を形成することになるので、さらに回路が複雑となる。すなわち、出力レベル数を増やすには、従来のＮＰＣインバータを構成するスイッチング素子の数を増やさなければならないので、回路が複雑で部品点数が多くなるだけでなく、信頼性の向上を図ることも難しくなる。
本発明の目的は、従来のＮＰＣインバータよりも部品点数が少なく、しかもきめ細やかな電圧制御ができ信頼性を向上させた電力変換器を提供することである。
請求項１の発明に係わる電力変換器は、第１の直流電源に接続されたｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続されたｋ（ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続する中性線と、一方が第１のハーフブリッジ回路の中点から引き出され他方が第２のハーフブリッジ回路の中点から引き出された交流出力端子とを備えたことを特徴とする。
請求項２の発明に係わる電力変換器は、請求項１の発明において、前記第１の直流電源はｊ−１個の単位電源を直列接続して構成され、前記第２の直流電源はｋ≧３以上のときはｋ−１個、ｋ＝２のときは２個の単位電源を直列接続して構成され、前記第１の直流電源の単位電源の電圧をＥ、前記第２の直流電源の単位電源の電圧をＥ’としたとき、前記交流出力端子の出力電圧のレベル数が最大になるように、前記第１の直流電源の単位電源電圧Ｅ及び前記第２の直流電源の単位電源電圧Ｅ’を選択することを特徴とする。
請求項３の発明に係わる電力変換器は、請求項２の発明において、前記第１のハーフブリッジ回路が３レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が２レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする。
請求項４の発明に係わる電力変換器は、請求項２の発明において、前記第１のハーフブリッジ回路が５レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が２レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする。
請求項５の発明に係わる電力変換器は、請求項２の発明において、前記第１のハーフブリッジ回路が５レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が３レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする。
請求項６の発明に係わる電力変換器は、請求項２の発明において、前記第１のハーフブリッジ回路が７レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が３レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（２／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’、Ｅ＝（１／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／６）Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする。
本発明によれば、２つのハーフブリッジインバータのうちの一方のレベル数を少なくしたレベル数の異なるハーフブリッジインバータを組み合わせて、レベル数が同じハーフブリッジインバータの組合せの電力変換器と同数の出力レベルを保持するので、ＰＣインバータよりも部品点数が少なくできる。また、２つのハーフブリッジインバータを直流正極線及び直流負極線で接続することに代えて、２つのハーフブリッジ回路のそれぞれの直流電源の中性点の間を中性線で接続するので、２つのハーフブリッジ回路の直流電源の電圧パルス波形を重畳させた電圧波形を得ることができる。従って、従来のＮＰＣインバータよりも部品点数が少なく、しかもきめ細やかな電圧制御ができ、信頼性を向上させることができる。
以下本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の実施の形態に係わる電力変換器の構成図である。図１に示すように、本発明の実施の形態に係わる電力変換器は、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とが組み合わされて構成され、これらの第１のハーフブリッジ回路１７及び第２のハーフブリッジ回路１８は、一方のレベル数を少なくしたレベル数の異なったブリッジ回路で形成されている。例えば、第１のハーフブリッジ回路１７は、ｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータで構成され、第２のハーフブリッジ回路１８はｋ（２≦ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータで構成されている。
また、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８は、直流正極線及び直流負極線で接続することに代えて、中性線１６で互いに接続され、さらに、第１の直流電源１１及び第２の直流電源１３は複数個の単位電源で構成されている。第１の直流電源１１は、第１のハーフブリッジ回路１７がｊレベルハーフブリッジインバータであるときは、ｊ−１個の単位電源を直列接続して構成され、第２の直流電源は、第２のハーフブリッジ回路１７がｋレベルハーフブリッジインバータであるときは、ｋ≧３以上のときはｋ−１個、ｋ＝２のときは２個の単位電源を直列接続して構成される。
また、第１のハーフブリッジ回路１７の中点から一方の交流出力端子Ｕが引き出され、第２のハーフブリッジ回路１８の中点から他方の交流出力端子Ｕ’が引き出されている。そして、第１の直流電源１１の単位電源の電圧をＥ、第２の直流電源１３の単位電源の電圧をＥ’としたとき、交流出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧のレベル数が最大になるように、第１の直流電源１１の単位電源電圧Ｅ及び第２の直流電源１３の単位電源電圧Ｅ’を選択することになる。
図２は本発明の第１の実施例に係わる電力変換器の構成図である。この第１の実施例は、ｊ＝３、ｋ＝２とし、第１のハーフブリッジ回路１７は３レベルハーフブリッジインバータを形成し、第２のハーフブリッジ回路１８は２レベルハーフブリッジインバータを形成し、これら２つのハーフブリッジインバータを中性線１６で接続して出力レベル数が最大で６レベルの電力変換器を形成したものである。
第１のハーフブリッジ回路１７は、２個のスイッチング素子１２−１、１２−２を直列接続した第１の正側アーム１９と、２個のスイッチング素子１２−３、１２−４を直列接続した第１の負側アーム２０とを有し、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−４にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ４が並列に接続されている。
また、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と、第１の直流電源１１の中性点との間にクランプダイオードＤ７が接続され、第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点と、第１の直流電源１１の中性点との間にクランプダイオードＤ８が接続されている。そして、第１の直流電源１１は電圧がＥである２個の単位電源で構成され、第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点から交流出力端子Ｕが引き出されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７は、３レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕから０、Ｅ、−Ｅの３レベルの電圧を出力する。
第２のハーフブリッジ回路１８は、第２の直流電源１３に接続された第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６を有し、第５のスイッチング素子１２−５には環流ダイオードＤ５が並列接続され、第６のスイッチング素子１２−６には環流ダイオードＤ６が並列接続されている。また、第２の直流電源１３は電圧がＥ’である２個の単位電源で構成され、第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６の接続点から交流出力端子Ｕ’が引き出されている。これにより、第２のハーフブリッジ回路１８は、２レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕ’からＥ’、−Ｅ’の２レベルの電圧を出力する。
そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間が中性線１６で接続され、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とが接続されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７（３レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１８（２レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が最大で６レベルの電力変換器を得る。
表２は図２に示した第１の実施例の電力変換器の第１のスイッチング素子１２−１乃至第６のスイッチング素子１２−６のオンオフに対する交流出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧を示す表である。表２に示すように、図２に示した電力変換器の出力電圧は、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’の６つのレベルとなる。
表２に示すように、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が０のとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ’である。以下同様に、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧がＥのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ＋Ｅ’であり、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ＋Ｅ’である。
このように、図２に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第６のスイッチング素子１２−６のオンオフの切り換えにより、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’の６つのレベルとなる。
しかし、Ｅ＝Ｅ’のときは、Ｅ−Ｅ’及び−Ｅ＋Ｅ’が０となるので、−Ｅ、Ｅ、０、２Ｅ、−２Ｅの５レベルとなる。また、Ｅ＝２Ｅ’のときは、Ｅ−Ｅ’はＥ’、−Ｅ＋Ｅ’は−Ｅ’となるので、−Ｅ’、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ’）、−Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ’）の４レベルとなる。つまり、第１の直流電源１１と第２の直流電源１３の直流電圧の大小関係によりレベル数が低下することもあるが、第１の直流電源１１と第２の直流電源１３の直流電圧を適切に選択することにより最大で６レベルとすることができる。
そこで、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧のレベル数が最大の６レベルになるように、Ｅ＝Ｅ’やＥ＝２Ｅ’を満たさないように、第１の直流電源１１の単位電源電圧Ｅ及び第２の直流電源１３の単位電源電圧Ｅ’を選択する。これにより、図２に示す第１の実施例に係わる電力変換器は、６つのレベルの出力電圧を得られる。
このように、３レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、図６に示した従来の電力変換装置と比較し、部品点数が少なくでき、しかも出力電圧のレベル数を１つ増やすことができる。なお、Ｅ＝Ｅ’のときは図６に示した従来と同じ５レベル、Ｅ＝２Ｅ’のときは図６に示した従来よりレベル数が少ない４レベルとなるが、電力変換器の運用上、出力電圧のレベル数が許容できるときは、Ｅ＝Ｅ’あるいはＥ＝２Ｅ’の条件で運用してもよい。
第１の実施例によれば、２つの３レベルハーフブリッジインバータを組合せた従来の電力変換器に対し、スイッチング素子１２やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
図３は本発明の第２の実施の形態に係わる電力変換器の構成図である。この第２の実施例は、ｊ＝５、ｋ＝２とし、第１のハーフブリッジ回路１７は５レベルハーフブリッジインバータを形成し、第２のハーフブリッジ回路１８は２レベルハーフブリッジインバータを形成し、これら２つのハーフブリッジインバータを中性線１６で接続して出力レベル数が最大で１０レベルの電力変換器を形成したものである。
第１のハーフブリッジ回路１７は、４個のスイッチング素子１２−１〜１２−４を直列接続した第１の正側アーム１９と、４個のスイッチング素子１２−５〜１２−８を直列接続した第１の負側アーム２０とを有し、第１のスイッチング素子１２−１乃至第４のスイッチング素子１２−８にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ８が並列に接続されている。そして、第１の直流電源１１は４個の単位電源Ｅで構成されている。
また、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と、第１の直流電源１１の第１単位電源Ｅ及び第２単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ９が接続され、第１の直流電源１１の第１単位電源Ｅ及び第２単位電源Ｅの接続点と、第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６との接続点の間にクランプダイオードＤ１０が接続される。
第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点と、第１の直流電源１１の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１１が接続され、第１の直流電源１１の第２単位電源Ｅ及び第３単位電源Ｅの接続点と、第６のスイッチング素子１２−６及び第７のスイッチング素子１２−７との接続点の間にクランプダイオードＤ１２が接続され、さらに、第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点と、第１の直流電源１１の第３単位電源Ｅ及び第４単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１３が接続され、第１の直流電源１１の第３単位電源Ｅ及び第４単位電源Ｅの接続点と、第７のスイッチング素子１２−７及び第８のスイッチング素子１２−８との接続点の間にクランプダイオードＤ１４が接続される。
そして、第４のスイッチング素子１２−４及び第５のスイッチング素子１２−５の接続点から交流出力端子Ｕが引き出されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７は、５レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕから０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅの５レベルの電圧を出力する。
第２のハーフブリッジ回路１８は、第２の直流電源１３に接続された第９のスイッチング素子１２−９及び第１０のスイッチング素子１２−１０を有し、第９のスイッチング素子１２−９には環流ダイオードＤ１５が並列接続され、第１０のスイッチング素子１２−１０には環流ダイオードＤ１６が並列接続されている。また、第２の直流電源１３は２個の単位電源Ｅ’で構成され、第９のスイッチング素子１２−９及び第１０のスイッチング素子１２−１０の接続点から交流出力端子Ｕ’が引き出されている。これにより、第２のハーフブリッジ回路１８は、２レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕ’からＥ’、−Ｅ’の２レベルの電圧を出力する。
そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間が中性線１６で接続され、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とが接続されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７（５レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１８（２レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が最大で１０レベルの電力変換器を得る。
表３は図３に示した第２の実施例の電力変換器の第１のスイッチング素子１２−１乃至第１０のスイッチング素子１２−１０のオンオフに対する交流出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧を示す表である。表３に示すように、図３に示した電力変換器の出力電圧は、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’、２Ｅ−Ｅ’、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ−Ｅ’、−２Ｅ＋Ｅ’の１０レベルとなる。
表３に示すように、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が０のとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ’である。以下同様に、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧がＥのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ＋Ｅ’であり、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ＋Ｅ’である。
さらに、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が２Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ＋Ｅ’であり、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−２Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ＋Ｅ’である。
このように、図３に示す電力変換器の出力電圧は、第１のスイッチング素子１２−１乃至第１０のスイッチング素子１２−１０のオンオフの切り換えにより、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’、２Ｅ−Ｅ’、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ−Ｅ’、−２Ｅ＋Ｅ’の１０レベルとなる。
ここで、Ｅ＝Ｅ’のときは、−Ｅ、Ｅ、０、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ’の７レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝０）、−Ｅ＋Ｅ’（＝０）、２Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ）となるからである。
Ｅ＝２Ｅ’のときは、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ’）、−Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ’）、２Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ’）、−２Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ’）の６レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ’）、−Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ’）、２Ｅ−Ｅ’（＝３Ｅ’）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝−３Ｅ’）となるからである。
Ｅ＝（１／２）Ｅのときは、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）、−Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、２Ｅ−Ｅ’（＝０）、２Ｅ＋Ｅ’（＝４Ｅ）、−２Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）の９レベルとなる。これは、−２Ｅ＋Ｅ’（＝０）となるからである。
Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ−Ｅ’｛＝（−１／３）Ｅ’｝、Ｅ＋Ｅ’｛＝（５／３）Ｅ’｝、−Ｅ−Ｅ’｛＝（−５／３）Ｅ’｝、−Ｅ＋Ｅ’｛＝（１／３）Ｅ’｝、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ−Ｅ’の８レベルとなる。これは、２Ｅ−Ｅ’｛＝（１／３）Ｅ’｝、−２Ｅ＋Ｅ’｛＝（−１／３）Ｅ’｝となるからである。
従って、図３に示す電力変換器の出力電圧は、Ｅ＝Ｅ’のときは７レベル、Ｅ＝２Ｅ’のときは６レベル、Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは９レベル、Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは８レベルとなり、最大で１０レベルである。
そこで、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧のレベル数が最大の１０レベルになるように、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’を満たさないように、第１の直流電源１１の単位電源電圧Ｅ及び第２の直流電源１３の単位電源電圧Ｅ’を選択する。これにより、図３に示す第２の実施例に係わる電力変換器は、１０レベルの出力電圧を得られる。
このように、５レベルハーフブリッジインバータと２レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、５レベルハーフブリッジインバータ同士の組合せた９レベルの出力電圧である従来の電力変換装置と比較し、部品点数が少なくでき、しかも出力電圧のレベル数を最大で４レベル増やすことができる。
なお、Ｅ＝Ｅ’のときは従来よりレベル数が少ない７レベル、Ｅ＝２Ｅ’のときは従来よりレベル数が少ない６レベル、Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは従来よりレベル数が少ない８レベル、Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは従来と同数のレベル数である９レベルとなるが、電力変換器の運用上、出力電圧のレベル数が許容できるときは、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’の条件で運用してもよい。
第２の実施例によれば、第１の実施の形態と同様に、２つの５レベルハーフブリッジインバータを組合せた従来の電力変換器に対し、スイッチング素子１２やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
図４は本発明の第３の実施の形態に係わる電力変換器の構成図である。この第３の実施例は、ｊ＝５、ｋ＝３とし、第１のハーフブリッジ回路１７は５レベルハーフブリッジインバータを形成し、第２のハーフブリッジ回路１８は３レベルハーフブリッジインバータを形成し、これら２つのハーフブリッジインバータを中性線１６で接続して出力レベル数が最大で１５レベルの電力変換器を形成したものである。
第１のハーフブリッジ回路１７は、４個のスイッチング素子１２−１〜１２−４を直列接続した第１の正側アーム１９と、４個のスイッチング素子１２−５〜１２−８を直列接続した第１の負側アーム２０とを有し、第１のスイッチング素子１２−１乃至第８のスイッチング素子１２−８にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ８が並列に接続されている。そして、第１の直流電源１１は４個の単位電源Ｅで構成されている。
また、第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と、第１の直流電源１１の第１単位電源Ｅ及び第２単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ９が接続され、第１の直流電源１１の第１単位電源Ｅ及び第２単位電源Ｅの接続点と、第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６との接続点の間にクランプダイオードＤ１０が接続される。
第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点と、第１の直流電源１１の第２単位電源Ｅ及び第３単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１１が接続され、第１の直流電源１１の第２単位電源Ｅ及び第３単位電源Ｅの接続点と、第６のスイッチング素子１２−６及び第７のスイッチング素子１２−７との接続点の間にクランプダイオードＤ１２が接続され、さらに、第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点と、第１の直流電源１１の第３単位電源Ｅ及び第４単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１３が接続され、第１の直流電源１１の第３単位電源Ｅ及び第４単位電源Ｅの接続点と、第７のスイッチング素子１２−７及び第８のスイッチング素子１２−８との接続点の間にクランプダイオードＤ１４が接続される。
そして、第４のスイッチング素子１２−４及び第５のスイッチング素子１２−５の接続点から交流出力端子Ｕが引き出されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７は、５レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕから０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅの５レベルの電圧を出力する。
第２のハーフブリッジ回路１８は、２個のスイッチング素子１２−９、１２−１０を直列接続した第２の正側アーム２１と、２個のスイッチング素子１２−１１、１２−１２を直列接続した第２の負側アーム２２を有し、第９のスイッチング素子１２−９乃至第１２のスイッチング素子１２−１２にはそれぞれ環流ダイオードＤ１５〜Ｄ１８が並列に接続されている。第９のスイッチング素子１２−９及び第１０のスイッチング素子１２−１０との接続点の間にクランプダイオードＤ１９が接続され、第１１のスイッチング素子１２−１１及び第１２のスイッチング素子１２−１２との接続点の間にクランプダイオードＤ２０が接続されている。また、第２の直流電源１３は２個の単位電源Ｅ’で構成され、第１０のスイッチング素子１２−１０及び第１１のスイッチング素子１２−１１の接続点から交流出力端子Ｕ’が引き出されている。これにより、第２３のハーフブリッジ回路１８は、３レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕ’から０、Ｅ’、−Ｅ’の３レベルの電圧を出力する。
そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間が中性線１６で接続され、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とが接続されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７（５レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１８（３レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が最大で１５レベルの電力変換器を得る。
表４は図４に示した第３の実施例の電力変換器の第１のスイッチング素子１２−１乃至第１２のスイッチング素子１２−１２のオンオフに対する交流出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧を示す表である。表４に示すように、図４に示した電力変換器の出力電圧は、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’、２Ｅ、２Ｅ−Ｅ’、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’、−２Ｅ＋Ｅ’の１５レベルとなる。
表４に示すように、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が０のとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は０、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ’である。
以下同様に、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧がＥのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が２Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−２Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ＋Ｅ’である。
ここで、Ｅ＝Ｅ’のときは、０、−Ｅ、Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅの７レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝０）、−Ｅ＋Ｅ’（＝０）、２Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ）となるからである。
Ｅ＝２Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ’）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ’）、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（５Ｅ’）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（−５Ｅ’）の１１レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ’）、−Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ’）、２Ｅ−Ｅ’（＝３Ｅ’）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝−３Ｅ’）となるからである。
Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’（＝−２Ｅ）、Ｅ’（＝２Ｅ）、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、２Ｅ＋Ｅ’（＝４Ｅ）、−２Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）の９レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝−Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ）、２Ｅ（＝Ｅ’）、−２Ｅ（＝Ｅ’）、２Ｅ−Ｅ’（＝０）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝０）となるからである。
Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ｛＝（２／３）Ｅ’｝、Ｅ−Ｅ’｛＝（−１／３）Ｅ’｝、Ｅ＋Ｅ’｛＝（５／３）Ｅ’｝、−Ｅ｛（−２／３）Ｅ’｝、−Ｅ−Ｅ’｛＝（−５／３）Ｅ’｝、−Ｅ＋Ｅ’｛＝（１／３）Ｅ’｝、２Ｅ＋Ｅ’｛＝（７／３）Ｅ’｝、−２Ｅ−Ｅ’｛＝（−７／３）Ｅ’｝の１３レベルとなる。これは、２Ｅ−Ｅ’｛＝（１／３）Ｅ’｝、−２Ｅ＋Ｅ’｛＝（−１／３）Ｅ’｝となるからである。
Ｅ＝（１／３）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’（＝４Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ）の１１レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝−２Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝２Ｅ）、２Ｅ−Ｅ’（＝−Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ）となるからである。
Ｅ＝（１／４）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（＝６Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−６Ｅ）の１３レベルとなる。これは、２Ｅ−Ｅ’（＝−２Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝２Ｅ）となるからである。
従って、図４に示す電力変換器の出力電圧は、Ｅ＝Ｅ’のときは７レベル、Ｅ＝２Ｅ’のときは１１レベル、Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは９レベル、Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは１３レベル、Ｅ＝（１／３）Ｅ’のときは１１レベル、Ｅ＝（１／４）Ｅ’のときは１３レベルであり、最大で１５レベルである。
そこで、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧のレベル数が最大の１５レベルになるように、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’を満たさないように、第１の直流電源１１の単位電源電圧Ｅ及び第２の直流電源１３の単位電源電圧Ｅ’を選択する。これにより、図４に示す第３の実施例に係わる電力変換器は、１５レベルの出力電圧を得られる。
このように、５レベルハーフブリッジインバータと３レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、５レベルハーフブリッジインバータ同士の組合せた９レベルの出力電圧である従来の電力変換装置と比較し、部品点数が少なくでき、しかも出力電圧のレベル数を最大で６レベル増やすことができる。
なお、Ｅ＝Ｅ’のときは従来よりレベル数が少ない７レベル、Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは従来と同等のレベル数である９レベルとなるが、電力変換器の運用上、出力電圧のレベル数が許容できるときは、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’の条件で運用してもよい。また、Ｅ＝２Ｅ’やＥ＝（１／３）Ｅ’のときは最大の１５レベルよりレベル数が少ない１１レベル、Ｅ＝（２／３）Ｅ’やＥ＝（１／４）Ｅ’のときは最大の１５レベルよりレベル数が少ない１３レベルであるが、従来のレベル数である９レベル以上であるので、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’の条件で運用してもよい。
第３の実施例によれば、第２の実施の形態と同様に、２つの５レベルハーフブリッジインバータを組合せた従来の電力変換器に対し、スイッチング素子１２やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
図５は本発明の第４の実施の形態に係わる電力変換器の構成図である。この第４の実施例は、ｊ＝７、ｋ＝３とし、第１のハーフブリッジ回路１７は７レベルハーフブリッジインバータを形成し、第２のハーフブリッジ回路１８は３レベルハーフブリッジインバータを形成し、これら２つのハーフブリッジインバータを中性線１６で接続して出力レベル数が最大で２１レベルの電力変換器を形成したものである。
第１のハーフブリッジ回路１７は、６個のスイッチング素子１２−１〜１２−６を直列接続した第１の正側アーム１９と、６個のスイッチング素子１２−７〜１２−１２を直列接続した第１の負側アーム２０とを有し、第１のスイッチング素子１２−１乃至第１２のスイッチング素子１２−１２にはそれぞれ環流ダイオードＤ１〜Ｄ１２が並列に接続されている。そして、第１の直流電源１１は６個の単位電源Ｅで構成されている。
第１のスイッチング素子１２−１及び第２のスイッチング素子１２−２の接続点と、第１の直流電源１１の第１単位電源Ｅ及び第２単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１３が接続され、第１の直流電源１１の第１単位電源Ｅ及び第２単位電源Ｅの接続点と、第７のスイッチング素子１２−７及び第８のスイッチング素子１２−８との接続点の間にクランプダイオードＤ１４が接続される。
第２のスイッチング素子１２−２及び第３のスイッチング素子１２−３の接続点と、第１の直流電源１１の第２電源Ｅ及び第３電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１５が接続され、第１の直流電源１１の第２単位電源Ｅ及び第３単位電源Ｅの接続点と、第８のスイッチング素子１２−８及び第９のスイッチング素子１２−９との接続点の間にクランプダイオードＤ１６が接続される。
第３のスイッチング素子１２−３及び第４のスイッチング素子１２−４の接続点と、第１の直流電源１１の第３単位電源Ｅ及び第４単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１７が接続され、第１の直流電源１１の第３単位電源Ｅ及び第４単位電源Ｅの接続点と、第９のスイッチング素子１２−９及び第１０のスイッチング素子１２−１０との接続点の間にクランプダイオードＤ１８が接続される。
第４のスイッチング素子１２−４及び第５のスイッチング素子１２−５の接続点と、第１の直流電源１１の第４単位電源Ｅ及び第５単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ１９が接続され、第１の直流電源１１の第４単位電源Ｅ及び第５単位電源Ｅの接続点と、第１０のスイッチング素子１２−１０及び第１１のスイッチング素子１２−１１との接続点の間にクランプダイオードＤ２０が接続される。
第５のスイッチング素子１２−５及び第６のスイッチング素子１２−６の接続点と、第１の直流電源１１の第５単位電源Ｅ及び第６単位電源Ｅの接続点との間にクランプダイオードＤ２１が接続され、第１の直流電源１１の第５単位電源Ｅ及び第６単位電源Ｅの接続点と、第１１のスイッチング素子１２−１１及び第１２のスイッチング素子１２−１２との接続点の間にクランプダイオードＤ２２が接続される。
そして、第６のスイッチング素子１２−６及び第７のスイッチング素子１２−７の接続点から交流出力端子Ｕが引き出されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７は、５レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕから０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅの７レベルの電圧を出力する。
第２のハーフブリッジ回路１８は、２個のスイッチング素子１２−１３、１２−１４を直列接続した第２の正側アーム２１と、２個のスイッチング素子１２−１５、１２−１６を直列接続した第２の負側アーム２２を有し、第１３のスイッチング素子１２−１３乃至第１６のスイッチング素子１２−１６にはそれぞれ環流ダイオードＤ２３〜Ｄ２６が並列に接続されている。第１３のスイッチング素子１２−１３及び第１４のスイッチング素子１２−１４との接続点の間にクランプダイオードＤ２７が接続され、第１５のスイッチング素子１２−１５及び第１６のスイッチング素子１２−１６との接続点の間にクランプダイオードＤ２８が接続されている。また、第２の直流電源１３は２個の単位電源Ｅ’で構成され、第１４のスイッチング素子１２−１４及び第１５のスイッチング素子１２−１５の接続点から交流出力端子Ｕ’が引き出されている。これにより、第３のハーフブリッジ回路１８は、３レベルハーフブリッジインバータとして、交流出力端子Ｕ’から０、Ｅ’、−Ｅ’の３レベルの電圧を出力する。
そして、第１の直流電源１１の中性点と第２の直流電源１３の中性点との間が中性線１６で接続され、第１のハーフブリッジ回路１７と第２のハーフブリッジ回路１８とが接続されている。これにより、第１のハーフブリッジ回路１７（７レベルハーフブリッジインバータ）と第２のハーフブリッジ回路１８（３レベルハーフブリッジインバータ）とを組み合わせて出力のレベル数が最大で２１レベルの電力変換器を得る。
表５は図５に示した第４の実施例の電力変換器の第１のスイッチング素子１２−１乃至第１６のスイッチング素子１２−１６のオンオフに対する交流出力端子Ｕ、Ｕ’の出力電圧を示す表である。表５に示すように、図５に示した電力変換器の出力電圧は、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’、２Ｅ、２Ｅ−Ｅ’、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’、−２Ｅ＋Ｅ’、３Ｅ、３Ｅ−Ｅ’、３Ｅ＋Ｅ’、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’、−３Ｅ＋Ｅ’の２１レベルとなる。
表５に示すように、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が０のとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は０、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ’である。
以下同様に、一方の交流出力端子Ｕの出力電圧がＥのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧はＥ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−Ｅ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が２Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は２Ｅ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−２Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−２Ｅ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が３Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は３Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は３Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は３Ｅ＋Ｅ’である。
一方の交流出力端子Ｕの出力電圧が−３Ｅのとき、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が０のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−３Ｅ、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧がＥ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−３Ｅ−Ｅ’、他方の交流出力端子Ｕ’の出力電圧が−Ｅ’のときは、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧は−３Ｅ＋Ｅ’である。
ここで、Ｅ＝Ｅ’のときは、０、−Ｅ、Ｅ、２Ｅ、−２Ｅ、３Ｅ、−３Ｅ、４Ｅ、−４Ｅの９レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝０）、−Ｅ＋Ｅ’（＝０）、２Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ）、３Ｅ−Ｅ’（＝２Ｅ）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝−２Ｅ）となるからである。
Ｅ＝２Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’の１５レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ’）、−Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ’）、２Ｅ−Ｅ’（＝３Ｅ’）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝−３Ｅ’）、３Ｅ−Ｅ’（＝５Ｅ’）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝−５Ｅ’）となるからである。
Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’の１７レベルとなる。これは、２Ｅ−Ｅ’（＝−Ｅ＋Ｅ’）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ−Ｅ’）、３Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ’）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝−Ｅ’）となるからである。
Ｅ＝（２／５）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’、Ｅ’、Ｅ、Ｅ−Ｅ’、Ｅ＋Ｅ’、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’、−Ｅ＋Ｅ’、２Ｅ、２Ｅ−Ｅ’、２Ｅ＋Ｅ’、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’、−２Ｅ＋Ｅ’、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’の１９レベルとなる。これは、３Ｅ−Ｅ’（＝−２Ｅ＋Ｅ’）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝２Ｅ−Ｅ’）となるからである。
Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは、０、Ｅ、−Ｅ、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（＝４Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ）、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ）の１１レベルとなる。これは、−Ｅ’（＝−２Ｅ）、Ｅ’（＝２Ｅ）、Ｅ−Ｅ’（＝−Ｅ）、Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）、−Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ）、２Ｅ−Ｅ’（＝０）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝０）、３Ｅ−Ｅ’（＝Ｅ）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ）となるからである。
Ｅ＝（１／３）Ｅ’のときは、０、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’（＝４Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ）、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’（＝６Ｅ）、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’（＝−６Ｅ）の１３レベルとなる。これは、−Ｅ’（＝−３Ｅ）、Ｅ’（＝３Ｅ）、Ｅ−Ｅ’（＝−２Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝２Ｅ）、２Ｅ−Ｅ’（＝−Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ）、３Ｅ−Ｅ’（＝０）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝０）となるからである。
Ｅ＝（１／４）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’（＝−４Ｅ）、Ｅ’（＝４Ｅ）、Ｅ、Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ）、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（＝６Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−６Ｅ）、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’（＝７Ｅ）、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’（＝−７Ｅ）の１５レベルとなる。これは、Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）、２Ｅ−Ｅ’（＝−２Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝２Ｅ）、３Ｅ−Ｅ’（＝−Ｅ）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝Ｅ）となるからである。
Ｅ＝（１／５）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’（＝−５Ｅ）、Ｅ’（＝５Ｅ）、Ｅ、Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）、Ｅ＋Ｅ’（＝６Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−６Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ（＝４Ｅ）’、２Ｅ、２Ｅ＋Ｅ’（＝７Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−７Ｅ）、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’（＝８Ｅ）、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’（＝−８Ｅ）の１７レベルとなる。これは、２Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）、３Ｅ−Ｅ’（＝−２Ｅ）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝２Ｅ）となるからである。
Ｅ＝（１／６）Ｅ’のときは、０、−Ｅ’（＝−６Ｅ）、Ｅ’（＝６Ｅ）、Ｅ、Ｅ−Ｅ’（＝−５Ｅ）、Ｅ＋Ｅ’（＝７Ｅ）、−Ｅ、−Ｅ−Ｅ’（＝−７Ｅ）、−Ｅ＋Ｅ’（＝５Ｅ）、２Ｅ、２Ｅ−Ｅ’（＝−４Ｅ）、２Ｅ＋Ｅ’（＝８Ｅ）、−２Ｅ、−２Ｅ−Ｅ’（＝−８Ｅ）、−２Ｅ＋Ｅ’（＝６Ｅ）、３Ｅ、３Ｅ＋Ｅ’（＝９Ｅ）、−３Ｅ、−３Ｅ−Ｅ’（＝−９Ｅ）の１９レベルとなる。これは、３Ｅ−Ｅ’（＝−３Ｅ）、−３Ｅ＋Ｅ’（＝３Ｅ）となるからである。
従って、図５に示す電力変換器の出力電圧は、Ｅ＝Ｅ’のときは９レベル、Ｅ＝２Ｅ’のときは１５レベル、Ｅ＝（２／３）Ｅ’のときは１７レベル、Ｅ＝（２／５）Ｅ’のときは１９レベル、Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは１１レベル、Ｅ＝（１／３）Ｅ’のときは１３レベル、Ｅ＝（１／４）Ｅ’のときは１５レベル、Ｅ＝（１／５）Ｅ’のときは１７レベル、Ｅ＝（１／６）Ｅ’のときは１９レベルであり、最大で２１レベルである。
そこで、交流出力端子Ｕ、Ｕ’間の出力電圧のレベル数が最大の２１レベルになるように、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（２／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’、Ｅ＝（１／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／６）Ｅ’を満たさないように、第１の直流電源１１の単位電源電圧Ｅ及び第２の直流電源１３の単位電源電圧Ｅ’を選択する。これにより、図５に示す第４の実施例に係わる電力変換器は、２１レベルの出力電圧を得られる。
このように、７レベルハーフブリッジインバータと３レベルハーフブリッジインバータとを組み合わせることにより、７レベルハーフブリッジインバータ同士を組合せた１３レベルの出力電圧である従来の電力変換装置と比較し、部品点数が少なくでき、しかも出力電圧のレベル数を最大で８レベル増やすことができる。 なお、Ｅ＝Ｅ’のときは従来よりレベル数が少ない９レベル、Ｅ＝（１／２）Ｅ’のときは従来よりレベル数が少ない１１レベル、Ｅ＝（１／３）Ｅ’のときは従来と同等のレベル数である１３レベルとなるが、電力変換器の運用上、出力電圧のレベル数が許容できるときは、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’の条件で運用してもよい。
また、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’のときは最大の２１レベルよりレベル数が少ない１５レベル、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／５）Ｅ’のときは最大の２１レベルよりレベル数が少ない１７レベル、Ｅ＝（２／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／６）Ｅ’のときは最大の２１レベルよりレベル数が少ない１９レベルであるが、従来のレベル数である１３レベル以上であるので、これらの条件で運用してもよい。
第４の実施例によれば、第３の実施の形態と同様に、２つの７レベルハーフブリッジインバータを組合せた従来の電力変換器に対し、スイッチング素子１２やダイオードＤの点数が少なくて済み、出力電圧の交流波形は同等の正弦波を得ることができる。このため、装置のコンパクト化や信頼度向上につながる。
本発明の実施の形態によれば、レベル数の異なったハーフブリッジ回路を中性線１６で接続して、同じレベル数のハーフブリッジ回路を組み合わせた場合よりも出力電圧のレベル数を増やしたので、高調波の発生を減少でき部品点数の少ない電力変換器を実現できる。従って、電力変換器のコンパクト化が図れ信頼度向上につながる。
例えば、従来の５レベルインバータ同士を組み合わせた場合には出力電圧のレベル数は９レベルまでであり、従来の７レベルインバータ同士を組み合わせた場合には出力電圧のレベル数は１３レベルまでであり、また、従来の９レベルインバータを組み合わせた場合には出力電圧のレベル数は１７レベルまでである。
これに対し、本発明の実施の形態では、レベル数の異なったハーフブリッジ回路を正極線及び負極線に代えて、中性線１６で接続することにより、２つのハーフブリッジ回路の出力電圧を重畳させた出力を得るので、ＡレベルインバータとＢレベルインバータを組み合わせることにより、最大でＡ×Ｂレベルの出力電圧を持つ電力変換器を構成することができる。
第１の実施例では、３レベルインバータと２レベルインバータであるので、最大で６レベルの出力電圧を得ることができ、第２の実施例では、５レベルインバータと２レベルインバータであるので、最大で１０レベルの出力電圧を得ることができ、第３の実施例では、５レベルインバータと３レベルインバータであるので、最大で１５レベルの出力電圧を得ることができ、第４の実施例では、７レベルインバータと３レベルインバータであるので、最大で２１レベルの出力電圧を得ることができる。
従って、従来のＮＰＣインバータよりも部品点数が少なく、しかもきめ細やかな電圧制御ができ、信頼性を向上させることができる。
１１…第１の直流電源、１２…スイッチング素子、１３…第２の直流電源、１４…直流正極線、１５…直流負極線、１６…中性線、１７…第１のハーフブリッジ回路、１８…第２のハーフブリッジ回路、１９…第１の正側アーム、２０…第１の負側アーム、２１…第２の正側アーム、２２…第２の負側アーム
Claims (6)
- 第１の直流電源に接続されたｊ（ｊは３以上の整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第１のハーフブリッジ回路と、前記第１の直流電源の電圧と異なった電圧の第２の直流電源に接続されたｋ（２≦ｋ＜ｊを満たす整数）レベルハーフブリッジインバータを構成した第２のハーフブリッジ回路と、第１の直流電源の中性点と第２の直流電源の中性点との間を接続して第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを接続する中性線と、一方が第１のハーフブリッジ回路の中点から引き出され他方が第２のハーフブリッジ回路の中点から引き出された交流出力端子とを備えたことを特徴とする電力変換器。
- 前記第１の直流電源はｊ−１個の単位電源を直列接続して構成され、前記第２の直流電源はｋ≧３以上のときはｋ−１個、ｋ＝２のときは２個の単位電源を直列接続して構成され、前記第１の直流電源の単位電源の電圧をＥ、前記第２の直流電源の単位電源の電圧をＥ’としたとき、前記交流出力端子の出力電圧のレベル数が最大になるように、前記第１の直流電源の単位電源電圧Ｅ及び前記第２の直流電源の単位電源電圧Ｅ’を選択することを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
- 前記第１のハーフブリッジ回路が３レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が２レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換器。
- 前記第１のハーフブリッジ回路が５レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が２レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換器。
- 前記第１のハーフブリッジ回路が５レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が３レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換器。
- 前記第１のハーフブリッジ回路が７レベルハーフブリッジインバータ、前記第２のハーフブリッジ回路が３レベルハーフブリッジインバータであるときは、前記第１の直流電源電圧Ｅと第２の直流電源電圧Ｅ’との関係は、Ｅ＝２Ｅ’、Ｅ＝Ｅ’、Ｅ＝（２／３）Ｅ’、Ｅ＝（２／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／２）Ｅ’、Ｅ＝（１／３）Ｅ’、Ｅ＝（１／４）Ｅ’、Ｅ＝（１／５）Ｅ’、Ｅ＝（１／６）Ｅ’を満たさないようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換器。
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012065428A (ja) * | 2010-09-15 | 2012-03-29 | Tabuchi Electric Co Ltd | マルチレベルインバータ |
| JP2014050134A (ja) * | 2012-08-29 | 2014-03-17 | Murata Mfg Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2016015883A (ja) * | 2015-09-17 | 2016-01-28 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN113726206A (zh) * | 2021-07-26 | 2021-11-30 | 西安交通大学 | 一种五电平电力电子变换器及方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58112476A (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-04 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | マルチレベルインバ−タ |
| JPH05146161A (ja) * | 1991-11-19 | 1993-06-11 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ変換装置 |
| JPH08182342A (ja) * | 1994-12-21 | 1996-07-12 | Hitachi Ltd | 電力変換器 |
-
2007
- 2007-09-21 JP JP2007245162A patent/JP2009077571A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58112476A (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-04 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | マルチレベルインバ−タ |
| JPH05146161A (ja) * | 1991-11-19 | 1993-06-11 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ変換装置 |
| JPH08182342A (ja) * | 1994-12-21 | 1996-07-12 | Hitachi Ltd | 電力変換器 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012065428A (ja) * | 2010-09-15 | 2012-03-29 | Tabuchi Electric Co Ltd | マルチレベルインバータ |
| JP2014050134A (ja) * | 2012-08-29 | 2014-03-17 | Murata Mfg Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2016015883A (ja) * | 2015-09-17 | 2016-01-28 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN113726206A (zh) * | 2021-07-26 | 2021-11-30 | 西安交通大学 | 一种五电平电力电子变换器及方法 |
| CN113726206B (zh) * | 2021-07-26 | 2023-08-22 | 西安交通大学 | 一种五电平电力电子变换器及方法 |
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