CN104184311B - 供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路 - Google Patents

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Abstract

在使用飞跨电容器的高压功率转换电路中，连接有多个作为半导体开关元件的低耐压品，但由于主电路部和控制电路部之间的电位差较大，因此各栅极驱动电路的电源电路需要使用变压器进行绝缘。因而在使用多个高压变压器的装置存在大型且高价的问题。作为在向驱动飞跨电容型功率转换电路的半导体开关元件的栅极驱动电路供电的电源电路中所使用的绝缘器件，将使用变压器的电路串联连接，并将串联连接电路的中间连接点与飞跨电容器的中间电位点或主电路直流部的电位被固定的固定电位点相连接。

Description

供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路
技术领域
本发明涉及向栅极驱动电路供电的供电电路，该栅极驱动电路驱动逆变器等功率转换装置的功率用半导体开关元件，尤其涉及使用飞跨电容器的功率转换电路情况下的结构。
背景技术
图8示出功率转换电路的典型电路，即将直流转换成交流的2电平逆变器主电路图。APM是主交流电源，RE是由二极管等构成的将交流转换成直流的整流电路，Ca、Cb是与直流电源相当的直流中间电路，通常由大容量的电容器构成。此外，所述直流电压在大于所述电容器的额定电压的情况下，如图所示与电容器串联连接。ACM是电动机等负载，INV是由功率用半导体元件构成的直流-交流转换电路，能够使电压与频率的输出可变。此外，若存在来自负载的再生电力，则逆变器主电路作为将交流转换为直流的转换器进行工作。
此外，在直流-交流转换电路INV中，Su～Sw、Sx～Sz是由IGBT和反向并联连接的二极管构成的半导体开关元件。在三相输出的情况下，这些半导体开关元件由六个电路构成。GDu～GDw、GDx～GDz是用于驱动IGBT的栅极驱动电路，CNT是功率转换装置的控制电路。控制电路CNT向各IGBT的栅极驱动电路发出导通截止指令信号(栅极驱动信号)。通常控制电路所在的基准电位侧与IGBT及其栅极驱动电路之间存在电位差，因此在对栅极驱动电路进行供电时，需要设置变压器等绝缘器件。
图9示出用于从商用频率的低电压交流电源AP向栅极驱动电路提供电源的电路示例。低电压交流电源AP通常由图8所示的主交流电源APM来提供。
图9(a)中示出以下供电方式，即从低电压交流电源AP通过AC/AC转换电路(或AC/DC/AC转换电路)ACV生成高频交流电，经由作为绝缘器件的绝缘用高频变压器HFT进行绝缘，然后利用二极管D和电容器Cd转换为直流，从而向IGBTS的栅极驱动电路GD提供直流电。这里，生成高频交流电的原因是为了实现变压器HFT的小型化。图9(b)是使用商用频率的绝缘变压器CFT作为绝缘器件的情况下的结构，是省略了图9(a)的AC/AC转换电路ACV，而直接使用商用频率进行绝缘的方式。在这种结构中，由于绝缘变压器CFT以商用频率进行工作，因此与图9(a)的变压器HFT相比，绝缘变压器CFT较为大型。
一般情况下，适用于驱动200V类或400V类电动机的驱动装置的高频变压器HFT或商用频率的变压器CFT只要具有2kV左右的绝缘耐压即可，但对于向适用于数kV级的高压装置的IGBT的栅极驱动电路的供电，则需要使用具有10kV以上的绝缘耐压的变压器。
此外，在图10中示出以图8的电路形式作为基本电路来构成高压电路的情况下的示例。如专利文献1所示的那样，本电路例称为飞跨电容型功率转换电路，在该电路例中，不使用高耐压的半导体开关元件，而采用以下结构：即，将低耐压的半导体开关元件串联连接，并将称为飞跨电容的电容器与半导体开关元件串联电路并联连接。图10是三相交流输出情况下的结构，由于各相均具有相同的电路结构，因此对U相进行说明。在直流单电源DP1、DP2、DN1及DN2串联连接而成的直流电源的正极P和负极N之间连接有4个半导体开关元件Su1、Su2、Sx1及Sx2的串联电路。并且，在半导体开关元件Su1和Su2的连接点与半导体开关元件Sx1和Sx2的连接点之间连接有称为飞跨电容的电容器Cu1和Cu2的串联电路。此时，在将直流电源的电源设为4Ed的情况下，若将直流电压的中间电位即M点电位设为基准0，则通过将飞跨电容电压设为2×Ed，能够使交流输出点A输出2Ed、0、-2Ed这三个电平的电位，从而本电路即成为3电平的逆变器。
此外，图11、12示出栅极驱动电源的结构。图11示出对于每个IGBT均由单独的一台变压器构成的情况下的电路示例，图12示出将两个使用专利文献2所示的变压器的电路串联连接的情况下的电路示例。图11所示的高频变压器HFT1用于对低电压交流电源AP与主电路间进行绝缘，图12所示的高频变压器HFT3用于对低电压交流电源AP与直流电源的M点电位之间进行绝缘，但在一般情况下都使用高绝缘耐压品。此外，在图12中，用于向各IGBT的栅极驱动电路供电的变压器组HFT2以M点电位为基准进行工作，因此所需的绝缘耐压为2×Ed。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009-177951号公报
专利文献2：日本专利特开2006-81232号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
如上所述，在数1000V级的高压装置中，由于在一般情况下，对于各IGBT均使用高耐压的变压器作为栅极驱动电路用电源的绝缘单元，因此这就成为成本增加的主要原因。尤其是，越是高绝缘耐压品，越需要确保一次侧和二次侧之间较大的绝缘距离，因此变压器就越大型，。因此，成本和体积并不与绝缘耐压值成正比，而是呈指数增加的趋势，从而如何降低成本和减小体积即成为高压装置的课题。
在图11所示的3电平以上的多电平逆变器的情况下，由于一般情况下半导体开关元件个数较多，因此就需要根据该数量来配置高绝缘耐压的变压器，从而成为进一步使成本增加的主要原因。此外，在图12所示的结构中，高频变压器组HFT2的一次绕组侧的电位为M点电位，但需要高频变压器组HFT2至少具有能够耐受主电路直流电源电压的1/2即电压2Ed的绝缘耐压。因此，本发明的课题在于提供一种供应栅极驱动电源的供电电路，在该供应栅极驱动电源的供电电路中，能够应用低耐压品作为对驱动飞跨电容型功率转换电路的半导体开关元件的栅极驱动电路供电的电源电路中所使用的绝缘器件，并能够实现小型化、低成本。
解决技术问题所采用的技术方案
为解决上述问题，在以下由飞跨电容型功率转换电路构成，并对驱动在进行从直流到交流或从交流到直流的功率转换的装置中使用的半导体开关元件的栅极驱动电路供电的供电电路中，其中，飞跨电容型功率转换电路由两个以上的直流单电源串联连接而构成的具备3个端子的直流电源、多个所述半导体开关元件、飞跨电容器构成，通过对所述直流电源的端子间的电压和所述飞跨电容器的电压进行加法运算或减法运算来生成多电平的电压，第一发明在于，所述供电电路具有将两个以上的使用用于供电的绝缘器件的电路串联连接的电路结构，所述串联连接的电路的中间电路部与所述飞跨电容器的中间电位点、或主电路直流部的电位被固定的固定电位点相连接。
在第一发明的供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路中，第二发明在于，主电路直流部的固定电位点设为直流部的最高电位点与中间电位点之间的电位点，或者设为主电路直流部的最低电位点和中间电位点之间的电位点。
在第一或第二发明的供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路中，第三发明在于，将主电路直流部的中间电位点作为基准电位点，从所述基准电位点开始串联连接2个以上的使用用于栅极驱动电源供电的绝缘器件的电路，由此向各半导体开关元件的栅极驱动电路进行供电。
上述发明中，在数1000V级的高压功率转换装置中，作为用于栅极驱动供电的绝缘方法，不由作为绝缘器件的一台高耐压变压器构成，而通过将使用小型且低价的变压器的电路串联连接来实现。
发明效果
在本发明中，作为对驱动高压功率转换系统即飞跨电容型功率转换电路的半导体开关元件的栅极驱动电路供电的电源电路中所使用的绝缘器件，不由一台高耐压的变压器构成，而采用以下结构：即，将使用小型且低价的变压器的电路串联连接，并将该串联连接电路的中间连接点连接至飞跨电容器的中间电位点或主电路直流部的固定电位点。
其结果是，能够提供可实现小型、低价格的供应栅极驱动电源的供电电路。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施例的电路图。
图2是表示第1实施例的各部分电压的图。
图3是对第1实施例进行简要描述的图。
图4是表示应用本发明的第2实施例的功率转换电路的电路图。
图5是表示第2实施例的各部分电压的图。
图6是表示应用本发明的第3实施例的功率转换电路的电路图。
图7是表示第3实施例的各部分电压的图。
图8是一般的三相逆变器的系统图。
图9是现有的栅极驱动电路电源的电路图示例。
图10是现有的3电平高压逆变器的主电路图示例。
图11是高压逆变器的栅极驱动电源的现有电路图示例1。
图12是高压逆变器的栅极驱动电源的现有电路图示例2。
具体实施方式
本发明的要点在于，作为在向驱动飞跨电容型功率转换电路的半导体开关元件的栅极驱动电路供电的电源电路中所使用的绝缘器件，将使用变压器的电路串联连接，并将串联连接电路的中间连接点与飞跨电容器的中间电位点或主电路直流部的电位被固定的固定电位点相连接。
实施例1
图1表示本发明的第1实施例。本图是在使用飞跨电容器的3电平三相输出逆变器电路中的实施例。对于各半导体开关元件的IGBT的栅极连接有各栅极驱动电路，但在图1中进行了省略。由于各相的结构相同，因此以U相为中心进行说明。在直流单电源DP1、DP2、DN1及DN2串联连接而成的直流电源的正极P和负极N之间连接有4个半导体开关元件Su1、Su2、Sx1及Sx2的串联电路。此外，在半导体开关元件Su1和Su2的连接点与半导体开关元件Sx1和Sx2的连接点之间连接有称为飞跨电容的电容器Cu1和Cu2的串联电路。此时，在将直流电源的电源设为4Ed的情况下，若将直流电压的中间电位即M点电位设为基准0，则通过将飞跨电容电压设为2×Ed，能够使交流输出点A输出2Ed、0、-2Ed这三个电平的电位，从而本电路即成为3电平的逆变器。此外，当来自负载的再生电力从交流输出流向直流电源时，该电路作为将交流转换为直流的转换器进行工作。通过使用高频变压器Tr2的电路与使用高频变压器Tr3的电路的串联连接电路来实施从直流电源的中间电位点即M点电位到各栅极驱动电路的供电。
使用高频变压器Tr3的电路的输出作为驱动用电源分别连接至各半导体开关元件的IGBT驱动用栅极驱动电路。并且，使用高频变压器Tr2的电路与使用高频变压器Tr3的电路的串联连接点(中间电路部)连接至作为固定电位点的电位比直流电源的M点电位高Ed的电位点E1或电位比M点电位低Ed的电位点E2，或者电容器Cu1和Cu2的串联电路即飞跨电容器的串联电路的中间电位点E3中的任一个。
图2中示出，在将直流电源的中间点M的电位设为0时，在图1所示的3电平输出型转换电路的各栅极驱动电路用电源的高频变压器Tr2与Tr3各自的一次-二次绕组间所施加的电压、以及使用高频变压器Tr2的电路和使用高频变压器Tr3的电路的串联连接点(中间电路部)电压。由图2可以判断，由于施加在所有的高频变压器Tr2组和Tr3组的一次-二次绕组间的电压为Ed，从而能够仅由在该电压下可确保绝缘的耐压变压器来构建系统。
图3示出由低电压交流电源AP生成栅极驱动电路电源的电路的简要结构图。将低电压交流电源AP的商用频率的电压转换为高频交流电压的AC/AC转换电路ACV，以及在低电压交流电源AP和直流电源的M点电位间进行绝缘的高频变压器Tr1与图12所示的现有方式相同。本实施例中，将图12中的耐压2Ed的高绝缘耐压的高频变压器HFT2置换为耐压Ed的低绝缘耐压的高频变压器Tr2和Tr3。此外，在图3的电路结构中，示出将绝缘变压器的绕组直接串联连接而成的电路示例，但对于使用各绝缘用高频变压器Tr1～Tr3的电路，也可以通过组合使用半导体开关的AC/DC转换电路、DC/AC转换电路、以及绝缘变压器来实现。这对于结构上的布线距离变长的情况或想要改变频率的情况是有效的。
实施例2
图4示出应用本发明的第2实施例的功率转换电路。本实施例是在飞跨电容型功率转换装置中，能够进行5电平输出的电路的实施例。下面对其中一个相进行说明。由于5电平功率转换电路在日本专利特开2012-182974号公报等中是公知的，因此省略详细说明。与实施例1相比，实施例2的特征在于使用了双向开关，该双向开关具有以下结构：即，半导体开关元件S5和S6的串联电路并联连接于作为飞跨电容的电容器C1a和C1b的串联连接电路，在半导体开关元件S5和S6的串联电路的串联连接点与直流电源的中间点M之间反向并联连接有反向阻断型IGBTS11和S12。
直流电源由直流单电源DP1、DP2、DN1及DN2的串联连接电路构成，若将中间点M的电位设为0，各直流单电源的电压设为Ed，作为飞跨电容的电容器C1a和C1b的串联电路的电压设为Ed，则能够从交流端子输出5电平的电压。与实施例1相同，根据各IGBT的栅极驱动电路的工作电位，通过将图3所示的高频变压器Tr2和Tr3的串联连接点的电位设为作为固定电位点的直流单电源DP1和DP2的连接点E1或直流单电源DN1和DN2的连接点E2，或者作为飞跨电容的电容器C1a和C1b的串联连接点E3，从而能够在栅极驱动电路用电源电路中进行分压。
图5示出，在将直流电源的中间点M的电位设为0时，在高频变压器Tr2的一次-二次绕组间所施加的电压、在高频变压器Tr3的一次-二次绕组间所施加的电压、以及高频变压器Tr2和Tr3的串联连接点(中间电路部)的电压。在本电路方式的情况下，需要使用可耐压1.5Ed的变压器、可耐压Ed的变压器、以及可耐压0.5Ed的变压器这三种变压器。与现有方式中需要在栅极驱动电路用电源电路中全部使用可耐压2Ed的变压器相比，能够实现小型化和低成本化。
实施例3
图6表示本发明的第3实施例。本实施例是在飞跨电容型功率转换装置中，能够进行7电平输出的电路的实施例。下面对其中一个相进行说明。对于该7电平功率转换电路，由于在专利申请2012-004723中相同的申请人已完成了申请，因此省略详细说明。主电路是将实施例2的电路结构扩展成可进行7电平工作的电路结构。直流单电源DP1～DP3及DN1～DN3串联连接而成的直流电源与半导体开关元件S1a～S1d、S2～S5及S6a～S6d的串联电路并联连接。
并且，在本实施例的电路中分别连接有：与半导体开关元件S3和S4的串联电路并联连接的作为第一飞跨电容的电容器C1、与半导体开关元件S2～S5的串联电路并联连接的作为第二飞跨电容的电容器C2a和C2b的串联电路，与电容器C2a和C2b的串联电路并联连接的半导体开关元件S7～S10的串联电路，与半导体开关元件S8和S9的串联电路并联连接的作为第三飞跨电容的电容器C3，在半导体开关元件S8和S9的串联连接点与直流电源的中间点M之间反向并联连接反向阻断型IGBTS11和S12而构成的双向开关。
直流电源由直流单电源DP1～DP3、DN1～DN3的串联电路构成，若将中间点M的电位设为0，各直流单电源的电压设为Ed，作为飞跨电容的电容器C1和C3的电压分别设为Ed，C2a和C2b的串联电路的电压设为2Ed，则能够从交流端子输出7电平的电压。与实施例1及实施例2相同，根据各IGBT的栅极驱动电路的工作电位，通过将图3所示的高频变压器Tr2和Tr3的串联连接点的电位设为作为固定电位点的直流单电源DP2和DP3的连接点E1或直流单电源DN1和DN2的连接点E2，或者作为飞跨电容的电容器C2a和C2b的串联连接点E3，从而能够在栅极驱动电路用电源电路中进行分压。
图7示出，在将直流电源的中间点M的电位设为0时，在高频变压器Tr2的一次-二次绕组间所施加的电压、在高频变压器Tr3的一次-二次绕组间所施加的电压、以及高频变压器Tr2和Tr3的串联连接点(中间电路部)的电压。在本电路方式的情况下，需要使用耐压2Ed的变压器及耐压Ed的变压器这两种变压器。与现有方式中需要在栅极驱动电路用电源电路中全部使用可耐压3Ed的变压器相比，能够实现小型化和低成本化。
此外，在本实施例中，对3电平、5电平以及7电平输出的飞跨电容型功率转换电路进行了说明，但本发明也可以适用于更多电平数的功率转换电路。此外，即使将连接高频变压器Tr2和Tr3的串联连接点(中间电路部)的直流电源的固定电位点设为直流单电源DP1和DP2的串联连接点或直流单电源DN2和DN3的串联连接点，也可获得相同的效果。此外，即使将使用变压器的电路的串联连接数增加到3个以上，并将各直流连接部与飞跨电容器的中间电位点或直流电源的固定电位点相连接，也能获得相同的效果。
工业上的实用性
本发明可适用于使用以下飞跨电容型功率转换电路的高压电动机驱动装置、系统互连用功率转换装置等，该飞跨电容型功率转换电路将由两个以上直流单电源串联连接而成的具有3个端子的直流电源作为输入，并输出多电平电压。
标号说明
DP1～DP3、DN1～DN3 直流单电源
ACM 电动机
APM 主交流电源
AP 低电压交流电源
RE 整流电路
INV 直流-交流转换电路
ACV AC/AC 转换电路
CFT 商用频率变压器
HFT、HFT1～HFT3、Tr1～Tr3 高频变压器
D 二极管
Ca、Cb、Cd 电容器
GD、Gdu～GDw、GDx～GDz 栅极驱动电路
CNT 控制电路
Cu1、Cu2、Cv1、Cv2、Cw1、Cw2、C1a、C1b 电容器
C1、C2a、C2b、C3、Ca、Cb、Cd 电容器
S、Su1、Su2、Sv1、Sv2、Sw1、Sw2 半导体开关元件
Sx1、Sx2、Sy1、Sy2、Sz1、Sz2 半导体开关元件
S1a～S1d、S2、S3、S4、S4a～S4c、S5 半导体开关元件
S6a～S6d、S7～S10 半导体开关元件
S11、S12 反向阻断型IGBT

Claims (2)

1.一种供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路，该供电电路由飞跨电容型功率转换电路构成，是对驱动在进行从直流到交流或从交流到直流的功率转换的装置中使用的半导体开关元件的栅极驱动电路供电的供电电路，其中，飞跨电容型功率转换电路由多个直流单电源串联连接而构成的具备3个端子的直流电源、多个半导体开关元件、飞跨电容器构成，通过对所述直流电源的各端子间的电压和所述飞跨电容器的电压进行加法运算或减法运算来生成多电平的电压，所述供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路的特征在于，
所述供电电路具有将两个以上的使用用于供电的绝缘器件的电路串联连接而成的电路结构，所述串联连接的两个以上的使用用于供电的绝缘器件的电路的中间电路部与所述飞跨电容器的中间电位点、或主电路直流部的电位被固定的固定电位点相连接，
所述主电路直流部的固定电位点设为直流部的最高电位点与中间电位点之间的电位点，或者设为主电路直流部的最低电位点和中间电位点之间的电位点。
2.如权利要求1所述的供应功率转换装置的栅极驱动电源的供电电路，其特征在于，
将主电路直流部的中间电位点作为基准电位点，从所述基准电位点串联连接2个以上的使用用于栅极驱动电源供电的绝缘器件的电路，由此向各半导体开关元件的栅极驱动电路进行供电。
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