CN103368428A - 多电平电力变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多电平电力变换器，要解决的问题是在具有连接至DC电源组件的中点的双向开关的多电平电力变换器中，如果半导体开关全部同时中断，则由于过电压该设备的中断可引起这些半导体开关的击穿。在具有连接至DC电源组件的中点的双向开关的多电平电力变换器设备的关断过程中，以一时间间隔，根据预定顺序或对应于该时刻的电压和电流的情况的顺序，一个接一个中断半导体开关的栅极，且最终连接至DC电源组件的中点的双向开关被中断。此过程使得在最小的电压变化下从操作状态过渡至关断状态。

Description

多电平电力变换器

相关申请的交叉引用

本申请基于2012年4月2日提交的日本专利申请No.2012-083932并要求其优先权，该申请的内容通过引用结合于此。

发明背景

1.发明领域

本发明涉及多电平电力转换器的控制方法，该转换器用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率，具体地涉及安全地关断该转换器的中断控制方法。

2.相关技术描述

图4示出作为用于将DC功率转换为AC功率的电力转换器电路的五电平逆变器电路的示例。附图标记1和2表示构成DC电源组件的各自具有2Ed电压的串联连接的DC电源，具有正端电位P、负端电位N、和中点电位M。此DC电源系统一般可由具有两个串联连接的DC电源的AC电源系统构建而成，这些DC电源由整流器和大电容电容器（在图中未示出）构成。

符号S1、S7、S8、和S6指示串联连接在P侧电位和N侧电位之间的IGBT的四个半导体开关，这些IGBT各自具有反并联连接的二极管。符号S2和S5指示分别连接在IGBT S1和S7的连接点与IGBT S8和S6的连接点之间的IGBT，这些IGBT各自具有反并联连接的二极管。符号S9指示连接在DC电源1和2的串联连接点（M电位）与IGBT S7和S8的串联连接点之间的双向半导体开关。该双向半导体开关可由如图4所示的反向阻断IGBT的反并联连接构成、或者由如图9A和9B所示的不具有反向阻断能力的带二极管D1和D2的IGBT Q1和Q2的组合构成。图9A示出具有共同连接的集电极的IGBT Q1和IGBT Q2，且图9B示出具有共同连接的发射极的IGBT Q1和IGBT Q2。

附图标记10指示所谓快速电容器的电容器，该电容器被控制为在电容器两端具有平均电压Ed，并利用电容器的充电和放电现象产生DC电源1或2的中间电位的输出。这些组件的电路11U是用于U-相的电路。可类似地形成用于V-相的电路11V和用于W-相的电路11W来构建三相逆变器。

附图标记12指示AC电机，其为此逆变器系统上负载的示例。此电路构造的逆变器利用半导体开关的ON/OFF操作和电容器10两端的电压在此转换器的输出端子13处传输五个电平的输出：P电位、N电位、M电位、以及DC电源1或2的两个其它中间电位P电位(2Ed)-Ed和N电位(-2Ed)+Ed。图10示出输出电压Vout的波形的示例。

具有五个电平输出的此逆变器，相比具有双电平型的逆变器，生成更小的低阶谐波分量，且在半导体开关中产生减少的开关损耗。因此，可构建具有高效率的系统。图5和6示出诸如图4的五电平转换器之类的多电平转换电路的基本形式的电路。图5的电路具有从图4的电路中移除了IGBT S2和S5的构造。图6的电路具有其中图4中的IGBT S7和S9的功能由双向开关S12执行且IGBT S8和S9的功能由双向开关S13执行的构造。通过在图5的端子16和17之间或者在图6的端子18和19之间添加包括（多个）半导体开关的（多个）变换电路，可获得五个或更多个电平的多电平变换器电路。图4的电路是在图5的端子16和17之间添加IGBT S2和S5的示例。

图7示出七电平变换器电路作为多电平变换器电路的应用的第一示例。使用3Ed x2的DC电源电压，通过连接在IGBT S3的集电极和IGBT S4的发射极之间的充电有一单位电压Ed的电容器20与连接在IGBT S2的集电极和IGBTS5的发射极之间的充电有两单位电压2Ed的电容器21，可获得七个电平电位的输出。

图8示出所有开关元件表现出相同耐受电压的电路构造。图8的电路需要用作图7中IGBT S1和S6的每一个的这种开关的四个串联连接，以及图7中的IGBT S7和S8的每一个的这种开关的两个串联连接。为了使得每一个元件在此电路的静态状况下承受相等电压，一般将分压电阻器（图中未示出）与IGBT并联连接。然而，提供这样的分压电阻器并不导致在诸如开关过程之类的动态状况下的相等电压分享。因此，需要另一对策来解决开关过程中的相等电压分享。图11示出七电平变换器电路的变形，其中充电有一单位电压Ed的电容器22被连接在图8中的IGBT S7a和IGBT S7b的连接点（图11中的IGBT S10和IGBT S7的连接点）与图8中的IGBT S8a和IGBT S8b的连接点（图11中的IGBT S8和IGBT S11的连接点）之间。专利文献1公开了有关五电平逆变器电路的示例和多电平电路的基本电路。

[专利文献1]

PCT国际申请No.2009-525717

当在具有三个电平或更多个电平的多电平电路的系统（如，图12A中所示的七电平电路）中系统从正常操作（其中IGBT S1a到S1d、S2、和S3处于导通状态且电流流向AC输出）关断时强迫进行全相中断时，对于S1a到S1d、S2、和S3的每一个IGBT同时进行栅极中断。如图12B中所示，电流被转移至反并联连接到IGBT S4、S5、和S6a-S6d的二极管。此时，IGBT S1a的集电极和IGBT S3的发射极之间的电路承受包括瞬时浪涌电压的超过6Ed的电压。

尽管IGBT S1a到S1d的串联电路承受至少4Ed的电压，如果该电压由串联连接的元件的每一个等同地分享，各元件承受约一单元Ed的电压。实际上，由于用于驱动这些串联连接的IGBT的栅极电路的信号传送时间的分散和IGBT的开关特性的变化，可发生电压分享中的不平衡。因此，IGBT中特定的一个可承受过电压，从而导致该元件的击穿。

如果采用具有高耐受电压的元件，则即使在不平衡电压的情况下，也可避免半导体开关的击穿。然而，这样的对策具有尺寸较大和成本较高的问题。

发明内容

因此，本发明的目的是提供多电平电力变换器装置，其中在该装置关断时构成该装置的半导体开关被中断以防止半导体开关承受过电压，且藉此在不采用具有高耐受电压的半导体开关元件的情况下实现该装置的小型化和成本降低。

为了实现上述目的，用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的第一发明的多电平电力变换器包括：DC电源组件，具有正极端子、负极端子、以及位于正极端子和负极端子之间的具有中间电位的中点端子；和一相用电路，包括：串联连接的半导体开关电路，包括：各自具有反并联连接二极管的至少四个半导体开关，该串联连接的半导体开关电路连接在DC电源的正极端子和负极端子之间；能双向开关的双向开关，该双向开关连接在电源组件的中点端子与串联连接的半导体开关电路的中间连接点之间；以及包括（多个）半导体开关以及连接在两个输出端子之间的电容器的电路，该半导体开关连接在两个输出端子的每一个和双向开关的一端子之间，输出端子输出串联连接的半导体开关电路中的半导体开关的每一个连接点的电位，且双向开关的端子位于不与DC电源组件连接的一侧；其中在根据预定的序列操作中断半导体开关且最终中断双向开关的过程中，多电平电力变换器被关断。

第二发明的多电平电力变换器是第一发明的多电平电力变换器，其中在处于导通状态的每一个开关的中断过程之间，以预定时间间隔一个接一个地执行中断半导体开关的序列操作。

第三发明的多电平电力变换器是第一或第二发明的多电平电力变换器，其中多电平电力变换器是五个电平或更多个电平的电力变换器。

在根据本发明的多电平电力变换器的关断过程中，根据预定操作顺序来一个接一个地中断半导体开关，且最终连接至DC电源组件的中点的双向开关被中断。即使在强迫关断时半导体开关全部中断情况下，此过程也防止任一个半导体开关承受高电压。因此，由于使用了具有低耐受电压的开关，可在低成本情况下构建较小尺寸的装置。

附图说明

图1是示出根据本发明的实施例的示例的流程图；

图2A到2E示出关于五电平电力变换电路的中断的第一操作示例；

图3A到3E示出关于五电平电力变换电路的中断的第二操作示例；

图4示出五电平电力变换电路的逆变器电路的示例；

图5示出多电平电力变换电路的第一基本形式；

图6示出多电平电力变换电路的第二基本形式；

图7示出使用多电平电力变换电路的第一基本形式的七电平电路变换电路的示例；

图8示出具有耐受电压相同的半导体开关的七电平电力转换电路的示例；

图9A和9B示出双向开关的构造的示例；

图10示出五电平逆变器的输出线电压Vout的波形的示例；

图11示出七电平电力变换电路的变形；以及

图12A和12B示出在七电平电力变换电路的中断过程中的操作的示例。

具体实施方式

本发明的要点在于，在其中双向半导体开关连接至DC电源组件的处于中间电位的中点的多电平电力变换器中，根据预定顺序或对应于操作时刻的电压和电流的顺序，以一时间间隔来顺序地中断这些半导体开关的栅极，且最终被中断的半导体开关是连接至DC电源组件的中点的双向半导体开关。此操作方案允许在最小的电压变化下从操作状态过渡至关断状态。

[实施例1]

图1是本发明实施例中从正常操作状态到关断主电路的操作流程图。当在框24的正常操作期间在框23给出操作指令时，在框25做出是否为强迫关断进行全相中断的判定。如果没有指令全相中断，则操作方案返回至框24的正常操作。

如果要进行全相中断，在框26，根据预定顺序，以预定时间间隔顺序地中断处于导通状态的开关。最终步骤（框27）中断连接至DC电源组件的中间电位点的双向半导体开关。此双向半导体开关对应于图2中所示的主电路中的开关S9。

图2A到2E示出关于五电平电力变换电路的中断的第一操作示例。此电路构造与图4中的一样且省略了对其的描述。图2A示出IGBT S1和S2处于导通状态。如果处于导通状态的IGBT S1和S2根据全相中断指令被同时中断，则五电平变换电路变成图2E的状态，这是电流通过IGBT S5和S6的二极管环流的模式。在此操作过程中，IGBT S1承受电压3Ed、以及实际添加的叠加浪涌电压，电压3Ed是电源电压2Ed x2减去电容器10两端的电压Ed。当IGBT S1被构建在串联结构中时，可能会由于电压不平衡而发生器件击穿。

为了解决此问题，按照特定的预定时间间隔，以IGBT S1→IGBT S2→IGBT S8、且最终中断双向开关S9的顺序进行中断过程。在此过程中，假设IGBTS1和IGBT S6是串联连接的，每一个被开关的IGBT同等地承受电压Ed加上浪涌电压。此处，尽管IGBT S1和IGBT S6静态地承受电压2Ed或3Ed，但是可用并联连接的电阻器执行电压分享。

下文描述以IGBT S1→IGBT S2→IGBT S8的顺序进行的中断操作。

当IGBT S1从其中如图2A所示IGBT S1和S2处于导通状态的状态（其中AC输出端子传递DC电源1的电压2Ed）变为截止时，如图2B中的虚线所示，已经从IGBT S1和S2的电流被转移至路径：DC电源组件的点M→双向IGBTS9→IGBT S8→电容器10→IGBT S2→AC输出端子。此处，AC输出端子处的电压是电容器10的电压Ed。IGBT S1承受电压Ed，其为DC电源1的电压2Ed减去电容器10的电压Ed。

当IGBT S2从此状态变为截止时，如图2C中的虚线所示，流过IGBT S2的电流被转移至路径：DC电源组件的点M→双向IGBT S9→IGBT S8→IGBT S5的二极管→AC输出端子。此处，AC输出电压等于DC电源组件的中点处的电位M。IGBT S2承受电容器10的电压Ed。

当IGBT S8从此状态变为截止时，如图2D中的虚线所示，流过IGBT S8的电流被转移至路径：DC电源组件的点M→双向IGBT S9→IGBT S7的二极管→电容器10→IGBT S5的二极管→AC输出端子。此处，AC输出端子处的电位是电压-Ed，这是在中点M处的电位零减去电容器10的电压Ed。IGBTS8承受电容器10的电压Ed。

当双向IGBT S9被截止时，如图2E中所示，AC输出的负载电流被转移至通过IGBT S5的二极管和IGBT S6的二极管的路径。此处，双向IGBT S9承受电压Ed。被截止的IGBT仅承受一单位电压Ed。因此，在不使用具有高耐压的半导体开关的情况下，可靠地执行了电路中断。

[实施例2]

图3示出五电平变换器电路的全相中断的第二操作示例。此电路构造与图4中的一样且因此省略了对其的描述。尽管在图2A到2E的操作示例中，在IGBTS1和S2处于导通状态的情况下，IGBT S1首先被截止，但在此实施例2的操作中，IGBT S2首先被截止。图3A示出IGBT S1和S2处于导通状态。如果根据全相中断指令IGBT S1和S2同时被截止，则电流被转移从而以如图3E中所示的模式流动，其中电流通过IGBT S5的二极管和IGBT S6的二极管环流。此处，IGBT S1承受电压3Ed和实际添加的叠加浪涌电压，其是DC电源组件的电压2Ed x2减去电容器10的电压Ed。因此，当IGBT S1被构建在串联连接的结构中时，由于电压的不平衡半导体元件可击穿。

为了解决此问题，按照特定预定时间间隔，以IGBT S2→IGBT S1→IGBTS8、且最终中断双向开关S9的顺序进行中断过程。在此过程中，假设IGBT S1和IGBT S6是串联连接的，每一个被开关的IGBT同等地承受电压Ed加上浪涌电压。此处，尽管IGBT S1和IGBT S6静态地承受电压2Ed或3Ed，但可用并联连接的电阻器执行电压分享。

下文描述以IGBT S2→IGBT S1→IGBT S8的顺序进行的中断操作。

当IGBT S1从其中如图3A所示IGBT S1和S2处于导通状态的状态（AC输出端子传递DC电源1的电压2Ed）变为截止时，如图3B中的虚线所示，已经流过IGBT S1和S2的电流被转移至路径：DC电源组件的点P→IGBT S1→电容器10→IGBT S5的二极管→AC输出端子。此处，AC输出端子的电压是电压Ed，其为电源1的电压2Ed减去电容器10的电压Ed。IGBT S2承受电容器10的电压Ed。

当IGBT S1从此状态变为截止时，如图3C中的虚线所示，流过IGBT S1的电流被转移至路径：DC电源组件的点M→双向IGBT S9→IGBT S8→IGBT S5的二极管→AC输出端子。此处，AC输出电压等于DC电源组件的中点处的电位M。IGBT S1承受电压Ed，其是DC电源1的电压2Ed减去电容器10的电压Ed。

当IGBT S8从此状态变为截止时，如图3D中的虚线所示，流过IGBT S8的电流被转移至路径：DC电源组件的点M→双向IGBT S9→IGBT S7的二极管→电容器10→IGBT S5的二极管→AC输出端子。此处，在AC输出端子处的电位是电压-Ed，其为中点M处的电位零减去电容器10的电压Ed。IGBTS8承受电容器10的电压Ed。

当双向IGBT S9被截止时，如图3E中所示，AC输出的负载电流被转移至通过IGBT S5的二极管和IGBT S6的二极管的路径。此处，双向IGBT S9承受电压Ed。被截止的IGBT仅承受一单位电压Ed。因此，在不使用具有高耐压的半导体开关的情况下，可靠地执行了电路中断。

在任一个操作示例中，根据特定顺序进行IGBT的中断，且IGBT9的双向开关被最终中断。根据此中断过程，在截止过程中，每一个半导体开关仅承受电压Ed加上浪涌电压。

上述实施例的多电平变换器电路是五电平变换电路和七电平变换电路。然而，本发明可被应用于基于图5或图6的基本电路构建且具有连接至DC电源组件的中间电位点M的双向开关元件的具有九个电平或更多个电平的多电平变换器。尽管上述描述是关于将DC功率变换为AC功率的电路做出的，本发明可被应用于将AC功率变换为DC功率的电路。

本发明涉及用于诸如高压逆变器和DC电源之类的设备的电路技术，这些高压逆变器用于从数个DC电源产生多电平高电压AC，而DC电源用于从高压AC电源产生多电平DC电压，且本发明可被用于高压电机驱动装置和电网连接用逆变器。

[附图标记说明]

1,2:DC电源

10,20,21,22:电容器

11U,11V,11W：一相用多电平电路

12:电机负载

D1,D2：二极管

S1,S1a到S1d,S2,S3,S4,S5：IGBT

S6,S6a到S6d：IGBT

S7,S7a,S7b,S8,S8a,S8b,Q1,Q2：IGBT

S9,S12,S13：作为双向IGBT的双向开关

Claims (3)

1.一种多电平电力变换器，用于将DC功率变换为AC功率或将AC功率变换为DC功率，所述变换器包括：

DC电源组件，具有正极端子、负极端子、以及位于所述正极端子和所述负极端子的中间电位处的中点端子；以及

一相用电路，包括：

串联连接的半导体开关电路，包括各自具有反并联连接二极管的至少四个半导体开关，所述串联连接的半导体开关电路连接在所述DC电源组件的所述正极端子和所述负极端子之间，

能双向开关的双向开关，所述双向开关连接在所述电源组件的中点端子与所述串联连接的半导体开关电路的中间连接点之间，以及

电路，包括半导体开关和电容器，所述半导体开关连接在两个输出端子的每一个和所述双向开关的一端子之间，所述输出端子输出所述串联连接的半导体开关电路中的所述半导体开关的每一个连接点的电位，且所述双向开关的所述端子位于不与所述DC电源组件连接的一侧，且

所述电容器连接在所述两个输出端子之间；

其中在根据预定的序列操作中断所述半导体开关且最终中断所述双向开关的过程中，所述多电平电力变换器被关断。

2.如权利要求1所述的多电平电力变换器，其特征在于，

在处于导通状态的每一个开关的中断过程之间，以预定时间间隔一个接一个地执行中断所述半导体开关的所述序列操作。

3.如权利要求1或2所述的多电平电力变换器，其特征在于，所述多电平电力变换器是五个电平或更多个电平的电力变换器。

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