DE4113603C1 - High-power GTO converter - uses thyristors connected in three=phase rectifier circuit - Google Patents
High-power GTO converter - uses thyristors connected in three=phase rectifier circuitInfo
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Abstract
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine verlustarme Beschaltungsanordnung gategesteuerter Leistungshalbleiterschalter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche Beschaltungsanordnung ist durch die DE 37 43 437 C1 bekannt.The invention relates to a low-loss circuit arrangement gate controlled power semiconductor switch according to the preamble of Claim 1. Such a wiring arrangement is by DE 37 43 437 C1 known.
Unter gategesteuerten Leistungshalbleiterschaltern sind GTO-Thyristoren, aber auch alle sonstigen über ihren Steueranschluß ein- und abschaltbare Leistungshalbleiterschaltelemente zu verstehen.Among gate-controlled power semiconductor switches are GTO thyristors, but also all others can be switched on and off via their control connection Understand power semiconductor switching elements.
Derartige Leistungshalbleiterschalter weisen zu ihrem sinnvollen Einsatz in Stromrichterschaltungen Entlastungsnetzwerke auf. Zum Begrenzen der Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes beim Einschalten des Schaltelements ist zu diesem eine Drosselspule in Reihe vorgesehen, und zum Verringern des Anstiegs der Spannung am Schaltelement beim Abschalten dient ein dem Leistungshalbleiterschalter parallelgeschalteter Begrenzungskondensator. Die in der Drosselspule und in dem Begrenzungskondensator dabei gespeicherte Energie gilt es nach jedem Schaltvorgang abzubauen.Power semiconductor switches of this type have a meaningful use in Converter circuits on relief networks. To limit the slew rate of the current when the switching element is switched on to this a choke coil is provided in series, and to reduce the Rise in the voltage on the switching element when switching off serves the Power semiconductor switch limiting capacitor connected in parallel. The stored in the choke coil and in the limiting capacitor Energy has to be removed after each switching operation.
Ein Entlastungsnetzwerk gemäß dem Beitrag von W. Runge und A. Steimel "Some Aspects of the Circuit Design of High Power GTO Converters", EPE Aachen 1989, Proceedings Vol. III, Seiten 1555 bis 1560, insbesondere Fig. 1a weist zur Entladung der jedem der Leistungshalbleiter (d. h. in symmetrischer Anordnung) zugeordneten Begrenzungskondensatoren vor jedem Wiedereinschalten ohmsche Wiederstände auf. Die durch die Entladung in den Widerständen hervorgerufenen Verluste, die dem halben Produkt aus dem Quadrat der angelegten Spannung, der Kapazität und der Schaltfrequenz entsprechen, sind in der Praxis erheblich.A relief network according to the contribution by W. Runge and A. Steimel "Some Aspects of the Circuit Design of High Power GTO Converters", EPE Aachen 1989, Proceedings Vol. III, pages 1555 to 1560, in particular Fig. 1a points to Discharge of each of the power semiconductors (i.e. in a symmetrical arrangement) assigned limiting capacitors before each restart ohmic resistances. That by the discharge in the resistors losses incurred, which is half the product of the square of the applied voltage, capacitance and switching frequency correspond, are significant in practice.
Statt der symmetrischen Beschaltung ist deshalb einer unsymmetrischen Beschaltung der Vorzug gegeben worden, bei der nur einer der beiden in Reihe liegenden Leistungshalbleiterschalter mit einem Begrenzungskondensator beschaltet ist und ein zusätzlicher Kondensator der Reihenschaltung parallelliegt (DE 32 44 623 A1). Die zuvor erwähnten Verluste werden hier vermieden, weil der Begrenzungskondensator beim Aufladen den Spannungsanstieg am ihm parallelliegenden Leistungshalbleiterschalter und beim Entladen am zweiten Leistungshalbleiterschalter begrenzt. Diese Entladung ist jedoch problematisch, da der Abschaltstrom des zweiten Leistungshalbleiterschalters über die beiden Kondensatoren nach dem Minuspotential der Gleichspannungsquelle erfolgt. Die Induktivität dieses Kreises muß sehr klein sein, damit die geringe, maximal zulässige erste Spannungsspitze beim Ansteigen der Spannung (d. h. die sogenannte Vorwärts-Nadelspannung) nicht überschritten wird. Dies führt zu relativ komplizierten und damit teueren Verbindungen des zusätzlichen Kondensators in der Schaltung. Die Serieninduktivität des zusätzlichen Kondensators muß darüber hinaus ebenfalls gering sein. Dieses Problem verstärkt sich mit zunehmenden Werten von Strom und Spannung, so daß unter anderem der enge Einbau die Konstruktion einer Luftkühlung erschwert sowie Montage und Service behindert. Selbst bei induktivitätsarmem Aufbau bewirkt die Reihenschaltung aus Begrenzungs- und zusätzlichem Kondensator eine Addition der Serieninduktivitäten, wobei erfahrungsgemäß die Induktivität des relativ großen zusätzlichen Kondensators den 2,5fachen Wert des Begrenzungskondensators aufweist.Instead of the symmetrical wiring there is therefore an asymmetrical one Circuitry has been given preference, in which only one of the two in Series of power semiconductor switches with a limiting capacitor is connected and an additional capacitor of the series circuit is connected in parallel (DE 32 44 623 A1). The aforementioned losses are avoided here because the limiting capacitor charges the voltage rise across it parallel power semiconductor switch and when discharging on the second Power semiconductor switch limited. However, this discharge is problematic since the breaking current of the second power semiconductor switch over the two Capacitors after the negative potential of the DC voltage source. The inductance of this circuit must be very small, so that the low, maximum allowable first voltage spike as the voltage increases (i.e. the so-called Forward needle tension) is not exceeded. This leads to relative complicated and therefore expensive connections of the additional capacitor in the circuit. The series inductance of the additional capacitor must also be low. This problem gets worse increasing values of current and voltage, so that among other things the Tight installation complicates the construction of an air cooling as well as assembly and service hampers. Even with a low inductance structure, this causes Series connection of limiting and additional capacitor an addition the series inductors, experience has shown that the inductance of the relative large additional capacitor 2.5 times the value of the limiting capacitor having.
Die beschriebenen Auswirkungen der unsymmetrischen Beschaltung bleiben auch erhalten, wenn diese bei Dreipunktwechselrichtern eingesetzt wird. So ergeben sich für die Beschaltungen der beiden mittleren Leistungshalbleiterschalter in der Reihenanordnung der vier Antiparallelschaltungen nach der eingangs genannten DE 37 43 437 C1 gegenüber den beiden an den Enden der Reihenschaltung angeordneten Leistungshalbleiterschaltern relativ hohe Induktivitäten, so daß hierfür zur Minderung nachteiliger Wirkungen beim Ausschalten der Leistungshalbleiterschalter aufwendige mechanische Konstruktionen notwendig werden. Aus der in Rede stehenden Schrift ist es insbesondere durch Fig. 2 auch bekannt, zur Verminderung der Nadelspannung den mittleren Leistungshalbleitern die übliche "RCD"-Beschaltung parallelzuschalten, was zusätzliche Verluste verursacht.The described effects of the asymmetrical wiring remain also obtained if this is used with three-point inverters. So result for the wiring of the two middle power semiconductor switches in the series arrangement of the four anti-parallel circuits after the initially mentioned DE 37 43 437 C1 compared to the two at the ends the series circuit arranged power semiconductor switches relatively high Inductors, so that for the reduction of adverse effects Switching off the power semiconductor switches complex mechanical designs become necessary. It is from the scripture in question also known in particular from FIG. 2, for reducing the needle tension to connect the usual "RCD" circuit in parallel to the medium power semiconductors, which causes additional losses.
Durch die DE 39 15 510 A1 ist bekannt, bei einer Reihenanordnung von zwei GTO-Thyristoren je Wechselrichterphase eine direkte Parallelschaltung je eines Begrenzungskondensators und einer Begrenzungsdiode zu jedem Leistungshalbleiterschalter vorzusehen, die für diese beiden eine gleich induktivitätsarme Verbindung ermöglicht, so daß die Vorwärts-Nadelspannung beim Anstieg der Anoden-Kathodenspannung am Schaltelement klein gehalten werden kann. Beim Abschalten verteilt sich der Strom auf beide Begrenzungskondensatoren - der eine wird aufgeladen, der andere entladen -, so daß sich die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit bei gegebenem Strom aus der Summe beider Kapazitäten ergibt. Daraus folgt auch eine Halbierung der Ströme, was eine minimale Strom-Wärmebehandlung der Begrenzungskondensatoren ergibt. Durch den Anschluß des Verbindungspunktes zwischen dem jeweiligen Begrenzungskondensator und einer zugehörigen Begrenzungsdiode über Anschlußdioden zu zwei zusätzlichen Kondensatoren wird eine Überladung der Begrenzungskondensatoren verhindert, da die Kapazität der zusätzlichen Kondensatoren sehr groß gegen die Kapazität der Begrenzungskondensatoren gewählt werden kann. Somit wird in vorteilhafter Weise die Auf- und Entladung der parallel zu den Leistungshalbleiterschaltern liegenden Begrenzungskondensatoren zur Begrenzung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit des abschaltenden Elements genutzt, ohne daß eine nutzlose, verlustreiche Entladung erfolgt.From DE 39 15 510 A1 it is known with a row arrangement of two GTO thyristors per inverter phase one direct parallel connection one each Limiting capacitor and a limiting diode for each power semiconductor switch to provide the same inductance for these two Connection allows so that the forward needle tension as the Anode-cathode voltage on the switching element can be kept small. At the Switching off the current is distributed to both limiting capacitors - the one is charged, the other discharged - so that the rate of voltage rise for a given current results from the sum of both capacities. This also results in a halving of the currents, which is a minimal current heat treatment of the limiting capacitors. By connecting the Connection point between the respective limiting capacitor and one associated limiting diode via connecting diodes to two additional capacitors Overloading of the limiting capacitors is prevented because the Capacity of the additional capacitors very large against the capacity of the Limiting capacitors can be selected. Thus, it becomes more advantageous Way the charging and discharging of the parallel to the power semiconductor switches limiting capacitors to limit the rate of voltage rise of the deactivating element is used without a useless, lossy discharge occurs.
Aus der weiter oben genannten DE 32 44 623 A1 wie aus der DE 39 15 510 A1 ist es auch bekannt, durch Übertrager zusätzlich einen Teil der Beschaltungsenergie in die Gleichspannungsquelle (zurück-) zu speisen.From the above-mentioned DE 32 44 623 A1 as from DE 39 15 510 A1 it is also known to use transformer part of the wiring energy to feed back into the DC voltage source.
Eine in der DE 39 15 510 A1 angegebene Schaltungsanordnung, mit der das bei zwei Leistungshalbleiterschaltern äußerst wirksame Prinzip auf einen Dreipunktwechselrichter übertragen werden sollte, hat sich in der Praxis nicht bewährt.A circuit arrangement specified in DE 39 15 510 A1, with which the with two power semiconductor switches extremely effective principle on one In practice, three-point inverters should not be transferred proven.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verlustarme Beschaltungsanordnung der eingangs genannten Art derart auszugestalten, daß eine Minimierung des durch die Beschaltung bestehenden Mengengerüsts bei gleichzeitiger Reduktion der infolge des Schaltens der Leistungshalbleiterschalter auftretenden Verluste und der Vorwärts-Nadelspannung sowie eine gleichmäßige Beanspruchung der Bauelemente erreicht wird.The invention has for its object a low-loss circuitry of the type mentioned in such a way that minimization the quantity structure existing through the wiring with simultaneous reduction that occurs due to the switching of the power semiconductor switches Losses and the forward needle tension as well as an even load the components is reached.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.This object is achieved according to the invention by those characterized in claim 1 Features solved.
Diese verlustarme Beschaltung weist die folgenden vorteilhaften Eigenschaften
auf:
Jeder Leistungshalbleiterschalter hat zur Begrenzung der Nadelspannung und
der Spannungssteilheit einen eigenen, niederinduktiven Kondensatorkreis. Diese
Kondensatoren schalten sich beim Ein- bzw. Ausschalten der Leistungshalbleiterschalter
parallel, so daß die Kondensatoren nur die halbe sonst notwendige
Kapazität aufweisen müssen. Die sich dadurch ergebende Stromaufteilung hat
niedrige Verluste im Kondensator und eine wesentlich geringere Dimensionierung
der in Reihe liegenden schnellen Diode zur Folge. Höhere Pulsfrequenzen des
Wechselrichters sind somit möglich. Beim Aufladen eines Kondensators wird
jeweils ein anderer entladen, so daß keine verlustbehaftete Entladung notwendig
ist. Der Scheitelwert der Spannung aller Leistungshalbleiterschalter
wird mit Gleichspannungskondensatoren begrenzt, wobei sich ebenfalls immer
zwei parallelschalten, so daß sich auch hier durch die Verwendung von vergleichsweise
kleinen Einzelkapazitäten keine Vergrößerung des Mengengerüsts
ergibt. Vorteilhafterweise ermöglicht die Erfindung somit die Konstruktion
von luftgekühlten Modulen, bei denen größere Abstände und damit größere
Induktivitäten zwischen den Leistungshalbleiterschaltern einer Phase zwangsläufig
auftreten.This low-loss circuit has the following advantageous properties:
Each power semiconductor switch has its own low-inductance capacitor circuit to limit the needle voltage and the voltage steepness. These capacitors connect in parallel when the power semiconductor switches are switched on and off, so that the capacitors only have to have half the otherwise required capacity. The resulting current distribution results in low losses in the capacitor and a significantly smaller dimensioning of the fast diode in series. Higher pulse frequencies of the inverter are therefore possible. When one capacitor is charged, another is discharged, so that no lossy discharge is necessary. The peak value of the voltage of all power semiconductor switches is limited by DC capacitors, two of which are also always connected in parallel, so that here too the use of comparatively small individual capacities does not result in an increase in the quantity structure. Advantageously, the invention thus enables the construction of air-cooled modules in which larger distances and thus larger inductances between the power semiconductor switches in one phase inevitably occur.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Beschaltungsanordnung nach der Erfindung sind in den weiteren Ansprüchen gekennzeichnet.Advantageous embodiments of the circuit arrangement according to the invention are characterized in the further claims.
Die Erfindung soll im folgenden für Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnung erläutert werden. Es zeigtThe invention is intended below for exemplary embodiments with reference to the drawing are explained. It shows
Fig. 1 eine Phasenschaltung eines Dreipunktwechselrichters, dessen Leistungshalbleiterschalter entsprechend der Erfindung beschaltet sind, beim Ausschalten eines ersten Leistungshalbleiterschalters, Fig. 1 is a phase circuit of a three-level inverter, the power semiconductor switches are wired according to the invention, when turning off a first power semiconductor switch,
Fig. 2 eine Phasenschaltung entsprechend Fig. 1 beim Ausschalten eines dem ersten Leistungshalbleiterschalter benachbarten Leistungshalbleiterschalters, Fig. 2 is a phase circuit according to Fig. 1 adjacent turning off a first power semiconductor switch power semiconductor switch,
Fig. 3 den zeitlichen Strom- und Spannungsverlauf und den Verlauf des Steuerstromes am ersten Leistungshalbleiterschalter sowie die Stromverläufe an den Kondensatoren der Beschaltung beim Schalten des ersten Leistungshalbleiterschalters, Fig. 3 shows the variation of current and voltage and the course of the control current at the first power semiconductor switch and the current waveforms of the capacitors of the circuit during switching of the first power semiconductor switch,
Fig. 4 eine Phasenschaltung eines Dreipunktwechselrichters mit einer Rückspeisevorrichtung für einen überschüssigen Teil der in der Beschaltung enthaltenen Energie und Fig. 4 shows a phase circuit of a three-point inverter with a regenerative device for an excess part of the energy contained in the circuit and
Fig. 5-7 weitere Varianten der Phasenschaltung eines Dreipunktwechselrichters. Fig. 5-7 further variants of the phase switching of a three-point inverter.
In Fig. 1 ist für eine Phase eines mehrphasigen Dreipunktwechselrichters eine verlustarme Beschaltung gategesteuerter (hier als GTO-Thyristoren gezeigter) Leistungshalbleiterschalter T1 bis T4 gemäß der Erfindung gezeigt. Dabei weist diese Wechselricheterphase eine jeweils über eine Einschaltentlastungsdrossel L1, L2 mit den Polen +, - einer Gleichspannungsquelle UD (UD=2×UD/2) verbundene Reihenanordnung aus einer ersten bis vierten Antiparallelschaltung je eines der gategesteuerten Leistungshalbleiterschalter T1 bis T4 und einer Freilaufdiode D1 bis D4 zwischen Anschlußpunkten K, L auf. Der Verbindungspunkt der mittleren Leistungshalbleiterschalter T2, T3 und der mittleren Freilaufdioden D2, D3 dient als Phasenausgang A, über den ein Laststrom ILast zu einer (nicht gezeigten) Last fließt. Die Verbindungspunkte B bzw. C zwischen der ersten und zweiten bzw. der dritten und vierten Antiparallelschaltung sind über eine erste bzw. zweite Entkopplungsdiode D5 bzw. D6 an den Verbindungspunkt M zwischen einem ersten und einem zweiten Spannungsteilerkondensator C1, C2 angeschlossen. Diese ersten und zweiten Spannungsteilerkondensatoren C1, C2 liegen zwischen den Polen + bzw. - der Gleichspannungsquelle UD. Ihnen ist eine erste bzw. zweite Serienschaltung aus einem ersten bzw. zweiten Speicherkondensator C12 bzw. C42, einem an jeweils einen Pol + bzw. - der Gleichspannungsquelle UD direkt angeschlossenen ersten bzw. zweiten ohmschen Widerstand R1 bzw. R2 und einer ersten bzw. zweiten Verbindungsdiode D31 bzw. D21 parallelgeschaltet. Dem Halbleiterschalter T1 bzw. T4 der ersten bzw. der vierten Antiparallelschaltung liegt jeweils die Reihenschaltung eines Ausschaltentlastungskondensators C11 bzw. C41 mit einer Ausschaltentlastungsdiode D11 bzw. D41 parallel.In Fig. 1, a low-loss circuit gate controlled (here shown as GTO thyristors) power semiconductor switches T 1 to T shown of the invention of Figure 4 for one phase of a polyphase three-level inverter. This inverter phase has a series arrangement of a first to fourth anti-parallel connection, each of one of the gate-controlled power semiconductor switches T 1, connected to the poles +, - of a DC voltage source U D (U D = 2 × U D / 2) via a switch-on relief choke L 1 , L 2 to T 4 and a freewheeling diode D 1 to D 4 between connection points K, L. The connection point of the middle power semiconductor switches T 2 , T 3 and the middle freewheeling diodes D 2 , D 3 serves as phase output A, via which a load current I load flows to a load (not shown). The connection points B and C between the first and second or the third and fourth anti-parallel connection are connected via a first or second decoupling diode D 5 or D 6 to the connection point M between a first and a second voltage divider capacitor C 1 , C 2 . These first and second voltage divider capacitors C 1 , C 2 lie between the poles + and - of the direct voltage source U D. They are a first or second series circuit comprising a first or second storage capacitor C 12 or C 42 , a first or second ohmic resistor R 1 or R 2 and, respectively, directly connected to one pole + or - of the direct voltage source U D and a first or second connecting diode D 31 or D 21 connected in parallel. The semiconductor switch T 1 and T 4 of the first and the fourth anti-parallel connection is connected in series with a switch-off relief capacitor C 11 and C 41 with a switch-off relief diode D 11 and D 41, respectively.
Außerdem sind die Verbindungspunkte B und C über eine Reihenschaltung zweier weiterer Kondensatoren C31 und C21 sowie einem zwischen diesen liegenden dritten ohmschen Widerstand R3 verbunden. Die am Widerstand R3 liegenden Anschlüsse I, H der Kondensatoren C31 und C21 sind ebenfalls über die Verbindungsdioden D31 und D21 an den Verbindungspunkt M angeschlossen.In addition, the connection points B and C are connected via a series connection of two further capacitors C 31 and C 21 and a third ohmic resistor R 3 located between them. The connections I, H at the resistors R 3 of the capacitors C 31 and C 21 are likewise connected to the connection point M via the connecting diodes D 31 and D 21 .
Die Verbindungspunkte F bzw. G zwischen dem ersten ohmschen Widerstand R1 bzw. dem zweiten ohmschen Widerstand R2 und dem ersten bzw. zweiten Speicherkondensator C12 bzw. C42 sind direkt mit den Verbindungspunkten D bzw. E der Ausschaltentlastungskondensatoren C11 bzw. C41 mit den Ausschaltentlastungsdioden D11 bzw. D41 verbunden.The connection points F or G between the first ohmic resistor R 1 or the second ohmic resistor R 2 and the first or second storage capacitor C 12 or C 42 are directly connected to the connection points D or E of the switch-off relief capacitors C 11 or C 41 connected to the switch-off relief diodes D 11 and D 41 .
Zur Dimensionierung ist zu erwähnen, daß die Kondensatoren C21, C41 und C11, C13 gleich große Kapazitäten aufweisen, die aber viel kleiner sind als die Kapazitäten der Speicherkondensatoren C12, C42.For dimensioning, it should be mentioned that the capacitors C 21 , C 41 and C 11 , C 13 have capacities of the same size, but which are much smaller than the capacitances of the storage capacitors C 12 , C 42 .
Nachstehend wird die Funktionsweise der Beschaltung beim Abschalten des Leistungshalbleiterschalters T1 näher beschrieben. Die dabei aktiven Teile der Beschaltung sind in Fig. 1 stark markiert.The mode of operation of the circuit when the power semiconductor switch T 1 is switched off is described in more detail below. The active parts of the circuit are marked in Fig. 1.
Ausgegangen wird von einem Zustand der gezeigten Phase des Dreipunktwechselrichters, bei dem die Leistungshalbleiterschalter T1 und T2 leitend sind und die Leistungshalbleiterschalter T3 und T4 gesperrt sind. Beim Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters T1 sorgt der niederinduktive Kreis aus der Ausschaltentlastungsdiode D11 und dem Ausschaltentlastungskondensator C11 dafür, daß die zunächst auftretende Nadelspannung UDP am Leistungshalbleiterschalter T1 (vgl. Verlauf der Spannung UT1 in Fig. 3) klein bleibt. Der Strom kommutiert während des Ausschaltvorganges je zur Hälfte in den Kreis aus der Ausschaltentlastungsdiode D11 mit dem Ausschaltentlastungskondensator C11 und in den Kreis aus dem Speicherkondensator C12 und dem weiteren Kondensator C31, wobei die Parallelschaltung der Kapazitäten der Kondensatoren C11 und C31 ein Maß für den Spannungsanstieg du/dt am Leistungshalbleiterschalter T1 ist. Dabei wird der Kondensator C11 auf die Spannung UD/2 aufgeladen und der Kondensator C31 entladen (Nutzentladung). Überschreitet die Spannung am Ausschaltentlastungskondensator C11 den Wert UD/2, so schaltet sich zur Begrenzung der Spitzenspannung UDM (vgl. Fig. 3, Verlauf der Spannung UT1) der Speicherkondensatorkreis C12 mit der weiteren Verbindungsdiode D31 parallel. Die Overshootspannung UOS wird gering gehalten durch die große Kapazität des Kondensators C12. Die Kondensatoren werden auf die Spannung UDM aufgeladen, bis die Einschaltentlastungsdrossel L1 entregt ist. Mit Hilfe der ohmschen Widerstände R1 und R3 werden dann die Kondensatoren auf die Spannung UD/2 wieder entladen. Die Induktivität der Zuleitung zu den Widerständen begrenzt beim Einschalten die Stromsteilheit und führt zu einer gedämpften Schwingung. Gleichzeitig wird die Entkopplungsdiode (Nulldiode) D5 leitend, um den Laststrom weiterzuführen.The starting point is a state of the phase of the three-point inverter shown, in which the power semiconductor switches T 1 and T 2 are conductive and the power semiconductor switches T 3 and T 4 are blocked. When the power semiconductor switch T 1 is switched off , the low-inductance circuit comprising the switch-off relief diode D 11 and the switch-off relief capacitor C 11 ensures that the needle voltage U DP initially occurring at the power semiconductor switch T 1 (see curve of the voltage U T1 in FIG. 3) remains small. Half of the current commutates during the switch-off process into the circuit from the switch-off relief diode D 11 with the switch-off relief capacitor C 11 and into the circuit from the storage capacitor C 12 and the further capacitor C 31 , the capacitors C 11 and C 31 being connected in parallel is a measure of the voltage rise du / dt at the power semiconductor switch T 1 . The capacitor C 11 is charged to the voltage U D / 2 and the capacitor C 31 is discharged (useful discharge). If the voltage at the switch-off relief capacitor C 11 exceeds the value U D / 2, the storage capacitor circuit C 12 switches in parallel with the further connecting diode D 31 to limit the peak voltage U DM (see FIG. 3, curve of the voltage U T1 ). The overshoot voltage U OS is kept low by the large capacitance of the capacitor C 12 . The capacitors are charged to the voltage U DM until the cut-in choke L 1 is de-energized. With the help of the ohmic resistors R 1 and R 3 , the capacitors are then discharged to the voltage U D / 2 again. The inductance of the supply line to the resistors limits the current steepness when switched on and leads to a damped oscillation. At the same time, the decoupling diode (zero diode) D 5 becomes conductive in order to continue the load current.
In Fig. 3 ist das beschriebene Verhalten im Lichte des zeitlichen Verlaufs des EIN-AUS-Steuerbefehls und des entsprechenden Verlaufs des Steuer-(Gate)-Stromes iGT1 des Leistungshalbleiterschalters T1 gezeigt.In Fig. 3 the behavior described in the light of the temporal course of the ON-OFF control command and the corresponding curve of the control (gate) flow i GT1 of the power semiconductor switch T 1 is shown.
Beim Einschalten steigt der Anodenstrom iAT1 mit einer Stromsteilheit di/dt an, während gleichzeitig die Spannung UT1 am Leistungshalbleiterschalter T1 vom Wert der speisenden Gleichspannung UD auf die Durchlaßspannung abfällt. Aus dem Kondensator C11 fließt ein Strom iC11, während in die Kondensatoren C31 und C12 Ströme iC31 bzw. iC12 fließen.When switched on, the anode current i AT1 rises with a current steepness di / dt, while at the same time the voltage U T1 at the power semiconductor switch T 1 drops from the value of the direct current voltage U D to the forward voltage. A current i C11 flows from the capacitor C 11 , while currents i C31 and i C12 flow into the capacitors C 31 and C 12, respectively.
Beim Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters T1 fällt der Anodenstrom iAT1 vom Wert IT steil ab, während sich zunächst am Leistungshalbleiterschalter T1 die durch den Ausschaltentlastungskondensator C11 begrenzte Nadelspannung UDP aufbaut. Dann steigt die Spannung UT1 mit einer durch die Parallelschaltung der Kondensatoren C11, C31 bestimmten Anstiegsgeschwindigkeit du/dt auf den Maximalwert UDM, um anschließend um die durch den Kondensator C12 begrenzte Overshootspannung UOS wieder auf den Gleichspannungswert UD abzufallen. Am Kondensator C11 wie am Kondensator C12 zeigen sich durch den Spannungsanstieg bedingte Aufladeströme iC11, iC12, während der Kondensator C31 sich mit einem Strom iC31 gerade verlustfrei entlädt.When the power semiconductor switch T 1 is switched off, the anode current i AT1 drops steeply from the value I T , while the needle voltage U DP limited by the switch-off relief capacitor C 11 initially builds up at the power semiconductor switch T 1 . Then, the voltage U T1 increases with the parallel connection of the capacitors C 11, C 31 specific rising speed du / dt DM to the maximum value U, in order then to the limited by the capacitor C12 overshoot voltage U OS falls again on the DC voltage value U D. On the capacitor C 11 and on the capacitor C 12 , charging currents i C11 , i C12 , which are caused by the voltage rise, are shown, while the capacitor C 31 is discharging with a current i C31 without loss.
Fig. 2 zeigt das Schaltbild der Fig. 1 für den Fall, daß zunächst die Leistungshalbleiterschalter T2 und T3 leitend sind, während die Leistungshalbleiterschalter T1 und T4 gesperrt sind und der Leistungshalbleiterschalter T2 ausschaltet. Fig. 2 shows the circuit diagram of Fig. 1 for the case that the power semiconductor switches T 2 and T 3 are initially conductive, while the power semiconductor switches T 1 and T 4 are blocked and the power semiconductor switch T 2 turns off.
Dabei fließt zunächst der Laststrom ILast vom Verbindungspunkt (Mittelpunkt) M über die Entkopplungsdiode (Nulldiode) D5 und über den Leistungshalbleiterschalter T2 durch den Phasenausgang A zur (nicht gezeigten) Last. Beim Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters T2 schaltet sich der niederinduktive Kreis der Verbindungsdiode D21 mit dem weiteren Kondensator C21 und der Freilaufdiode D3 zu dem Kreis der Entkopplungsdiode D5 und dem Leistungshalbleiterschalter T2 parallel und sorgt ebenfalls wieder für eine niedrige Nadelspannung UDP. Auch hier ergibt sich während des Ausschaltvorganges eine Stromaufteilung je zur Hälfte auf die Kreise des weiteren Kondensators C21 und der Freilaufdiode D3 und des Speicherkondensators C42 mit dem Ausschaltentlastungskondensator C41, wobei wiederum der Kondensator C21 aufgeladen und der Kondensator C41 entladen wird. Die maximale Spannungssteilheit ergibt sich hier aus der Parallelschaltung der Kapazitäten der Kondensatoren C21 und C41. Wird die Spannung am Kondensator C21 größer als die Spannung UD/2, kommutiert ein Großteil des Laststromes ILast in den Kreis mit dem Speicherkondensator C42, der Ausschaltentlastungsdiode D41 und den Freilaufdioden D4 D3, um die maximale Spannung am Leistungshalbleiterschalter T2 auf die Spannung UDM zu begrenzen. Gleichzeitig treibt die Spannungsdifferenz UDM-UD/2 den Laststrom ILast in die Einschaltentlastungsdrossel L2. Anschließend werden die Kondensatoren über die Widerstände R2 und R3 wieder auf die Spannung UD/2 zurückentladen. First, the load current I load flows from the connection point (center point) M via the decoupling diode (zero diode) D 5 and via the power semiconductor switch T 2 through the phase output A to the load (not shown). When the power semiconductor switch T 2 is switched off, the low-inductance circuit of the connecting diode D 21 with the further capacitor C 21 and the freewheeling diode D 3 switches in parallel with the circuit of the decoupling diode D 5 and the power semiconductor switch T 2 and also again ensures a low needle voltage U DP . Here too, during the switch-off process, a current distribution is divided equally between the circuits of the further capacitor C 21 and the freewheeling diode D 3 and the storage capacitor C 42 with the switch-off relief capacitor C 41 , again the capacitor C 21 being charged and the capacitor C 41 being discharged . The maximum voltage steepness results here from the parallel connection of the capacitors of the capacitors C 21 and C 41 . If the voltage on the capacitor C 21 is greater than the voltage U D / 2, a large part of the load current I load commutates into the circuit with the storage capacitor C 42 , the switch-off relief diode D 41 and the freewheeling diodes D 4 D 3 by the maximum voltage at the power semiconductor switch Limit T 2 to the voltage U DM . At the same time, the voltage difference U DM -U D / 2 drives the load current I load into the switch-on relief choke L 2 . The capacitors are then discharged back to the voltage U D / 2 via the resistors R 2 and R 3 .
Soll die Energie in der Beschaltung der Kondensatoren mit Induktivitäten nicht über die ohmschen Widerstände R1 und R3 in Wärme umgesetzt werden, können gemäß Fig. 4 (bei sonst den Fig. 1 und 2 sowie später den Fig. 5 bis 7 gleichender Anordnung) die ohmschen Widerstände durch Primärwicklungen W1 bis W3 eines Transformators W ersetzt werden, der zwei Sekundärwicklungen W4, W5 aufweist, die in Reihe mit Rückspeisedioden D7, D8 zwischen dem Verbindungspunkt M der Spannungsteilerkondensatoren C1, C2 und jeweils einem Pol + bzw. - der Gleichspannungsquelle UD geschaltet sind.If the energy in the circuitry of the capacitors with inductors is not to be converted into heat via the ohmic resistors R 1 and R 3 , according to FIG. 4 (with the other arrangement of FIGS. 1 and 2 and later FIGS. 5 to 7) the ohmic resistors are replaced by primary windings W 1 to W 3 of a transformer W which has two secondary windings W 4 , W 5 , which are in series with regenerative diodes D 7 , D 8 between the connection point M of the voltage divider capacitors C 1 , C 2 and one each Pol + or - of the DC voltage source U D are connected.
Weitere Varianten der Schaltungsanordnung nach der Erfindung sind in den Fig. 5 bis 7 gezeigt: Entsprechend Fig. 5 sind zusätzliche Dioden D12 und D42 jeweils zwischen den Ausschaltentlastungskondensatoren C11, C41 und den Speicherkondensatoren C12, C42 vorgesehen, um evtl. Schwingungen zu verhindern.Further variants of the circuit arrangement according to the invention are shown in FIGS. 5 to 7: according to FIG. 5, additional diodes D 12 and D 42 are each provided between the switch-off relief capacitors C 11 , C 41 and the storage capacitors C 12 , C 42 in order to possibly To prevent vibrations.
Gemäß Fig. 6 reduzieren Dioden D22 und D32 die Entladeströme beim Einschalten der Leistungshalbleiterschalter T2 und T3.Referring to FIG. 6 reduce diodes D 22 and D 32, the discharge currents at power semiconductor switches T 2 and T 3.
Entsprechend Fig. 7 werden die Speicherkondensatoren C12 und C42 durch zusätzliche Speicherkondensatoren C22 und C32 erweitert, die parallel zu dem ersten bzw. zweiten ohmschen Widerstand R1 und R2 geschaltet sind.According to FIG. 7, the storage capacitors C 12 and C 42 by additional storage capacitors C 22 and C 32 are expanded, are connected in parallel to the first and second ohmic resistor R 1 and R 2.
Claims (7)
- - jede Wechselrichterphase eine jeweils über eine Einschaltentlastungsdrossel (L1, L2) mit Polen (+, -) einer Gleichspannungsquelle (UD) verbundene Reihenanordnung aus einer ersten bis vierten Antiparallelschaltung je eines der gategesteuerten Leistungshalbleiterschalters (T1 bis T4) und einer Freilaufdiode (D1 bis D4) aufweist.
- - der Verbindungspunkt der mittleren Antiparallelschaltungen als Phasenausgang (A) dient,
- - dem Halbleiterschalter (T1, T4) der ersten und der vierten Antiparallelschaltung die Reihenschaltung eines Ausschaltentlastungskondensators (C11, C41) mit einer Ausschaltentlastungsdiode (D11, D41) parallelgeschaltet ist,
- - die Verbindungspunkte (B, C) zwischen der ersten und zweiten bzw. zwischen der dritten und vierten Antiparallelschaltung über eine erste bzw. zweite Entkopplungsdiode (D5, D6) an den Verbindungspunkt (M) zwischen einem ersten und einem zweiten Spannungsteilerkondensator (C1, C2) angeschlossen sind, die in Reihe zwischen die Pole (+, -) der Gleichspannungsquelle (UD) geschaltet sind,
- - eine erste bzw. zweite Serienschaltung aus einem ersten bzw. zweiten Speicherkondensator (C12 bzw. C42) und einem an jeweils einen Pol (+, -) der Gleichspannungsquelle (UD) direkt angeschlossenen ersten bzw. zweiten ohmschen Widerstand (R1 bzw. R2) vorgesehen ist,
- - Each inverter phase has a series arrangement of a first to fourth anti-parallel connection, each of one of the gate-controlled power semiconductor switches (T 1 to T 4 ) and one, connected via a switch-on relief choke (L 1 , L 2 ) to poles (+, -) of a DC voltage source (U D ) Has freewheeling diode (D 1 to D 4 ).
- the connection point of the middle anti-parallel circuits serves as phase output (A),
- - The semiconductor switch (T 1 , T 4 ) of the first and the fourth anti-parallel connection is connected in series with a switch-off relief capacitor (C 11 , C 41 ) with a switch-off relief diode (D 11 , D 41 ),
- - The connection points (B, C) between the first and second or between the third and fourth anti-parallel connection via a first and second decoupling diode (D 5 , D 6 ) to the connection point (M) between a first and a second voltage divider capacitor (C 1 , C 2 ) are connected, which are connected in series between the poles (+, -) of the DC voltage source (U D ),
- - A first or second series circuit comprising a first or second storage capacitor (C 12 or C 42 ) and a first or second ohmic resistor (R 1. ) directly connected to one pole (+, -) of the direct voltage source (U D ) or R 2 ) is provided,
- - daß der jeweils nicht mit dem ersten bzw. zweiten ohmschen Widerstand (R1 bzw. R2) verbundene Anschluß (I bzw. H) des ersten bzw. zweiten Speicherkondensators (C12 bzw. C42) der ersten bzw. zweiten Serienschaltung über eine erste bzw. zweite Verbindungsdiode (D31 bzw. D21) an den Verbindungspunkt (M) zwischen dem ersten und zweiten Spannungsteilerkondensator (C1, C2) geschaltet ist,- That the connection (I or H) of the first or second storage capacitor (C 12 or C 42 ) of the first or second series circuit which is not connected to the first or second ohmic resistor (R 1 or R 2 ) a first or second connection diode (D 31 or D 21 ) is connected to the connection point (M) between the first and second voltage divider capacitor (C 1 , C 2 ),
- - daß der jeweilige Verbindungspunkt (D bzw. E) in der Reihenschaltung zwischen der Ausschaltentlastungsdiode (D11 bzw. D41) und dem Ausschaltentlastungskondensator (C11 bzw. C41) unmittelbar an den Verbindungspunkt (F bzw. G) zwischen erstem bzw. zweitem ohmschen Widerstand (R1 bzw. R2) und erstem bzw. zweitem Speicherkondensator (C12 bzw. C42) der ersten bzw. zweiten Serienschaltung geschaltet ist,- That the respective connection point (D or E) in the series circuit between the switch-off relief diode (D 11 or D 41 ) and the switch-off relief capacitor (C 11 or C 41 ) directly to the connection point (F or G) between the first or second ohmic resistor (R 1 or R 2 ) and first or second storage capacitor (C 12 or C 42 ) of the first or second series circuit,
- - und daß zwei weitere Kondensatoren (C31, C21) vorgesehen sind, die mit ihrem einen Kapazitätsbelag an den Verbindungspunkt (B bzw. C) der ersten und zweiten bzw. dritten und vierten Antiparallelschaltung angeschlossen sind und mit ihrem anderen Kapazitätsbelag zum einen mit dem dem gemeinsamen Verbindungspunkt (M) der Spannungsteilerkondensatoren (C1, C2) abgewandten Anschluß (I bzw. H) der ersten bzw. zweiten Verbindungsdiode (D31 bzw. D21) verbunden sind und zum anderen über einen dritten ohmschen Widerstand (R3) miteinander in Verbindung stehen.- And that two further capacitors (C 31 , C 21 ) are provided, which are connected with their capacitance to the connection point (B or C) of the first and second or third and fourth anti-parallel circuit and with their other capacitance on the one hand the connection (I or H) of the first or second connection diode (D 31 or D 21 ) facing away from the common connection point (M) of the voltage divider capacitors (C 1 , C 2 ) and, on the other hand, via a third ohmic resistor (R 3 ) communicate with each other.
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| DE4113603A DE4113603C1 (en) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | High-power GTO converter - uses thyristors connected in three=phase rectifier circuit |
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| DE4113603C1 true DE4113603C1 (en) | 1992-05-27 |
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| DE (1) | DE4113603C1 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4135870C1 (en) * | 1991-10-26 | 1993-01-14 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt, De | Overcurrent and short circuit protection circuitry for inverter - provides four gate-controlled power semiconductor switches for each phase lead |
| EP0557903A1 (en) * | 1992-02-27 | 1993-09-01 | Hitachi, Ltd. | Multi-series inverter arrangement |
| DE4225269A1 (en) * | 1992-07-31 | 1994-02-03 | Asea Brown Boveri | Network harmonic attenuation method and a network coupling |
| EP0588635A1 (en) * | 1992-09-17 | 1994-03-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Gate power supply circuit |
| WO2007093229A1 (en) * | 2005-10-07 | 2007-08-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Protective circuit for disconnectable power semiconductors |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3244623A1 (en) * | 1982-04-27 | 1984-09-27 | Rainer Dr Ing Marquardt | Circuitry for electronic branch pairs in a reverse-parallel circuit |
| DE3743437C1 (en) * | 1987-12-21 | 1989-03-02 | Siemens Ag | Low-loss, three-point invertor which is relieved of switching loads |
| DE3915510A1 (en) * | 1989-05-10 | 1990-11-15 | Licentia Gmbh | Low loss inverter circuit with energy feedback capability - has thyristor switching, voltage and current limitation by wattless components and transformer feedback to source |
-
1991
- 1991-04-23 DE DE4113603A patent/DE4113603C1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3244623A1 (en) * | 1982-04-27 | 1984-09-27 | Rainer Dr Ing Marquardt | Circuitry for electronic branch pairs in a reverse-parallel circuit |
| DE3743437C1 (en) * | 1987-12-21 | 1989-03-02 | Siemens Ag | Low-loss, three-point invertor which is relieved of switching loads |
| DE3915510A1 (en) * | 1989-05-10 | 1990-11-15 | Licentia Gmbh | Low loss inverter circuit with energy feedback capability - has thyristor switching, voltage and current limitation by wattless components and transformer feedback to source |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| W. RUNGE u.a.: Some Aspects of the Circuit Design of High Power GTO Converters" in: EDE Aachen 1989, Proceedings Vol. III, S.1555-1560 * |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4135870C1 (en) * | 1991-10-26 | 1993-01-14 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt, De | Overcurrent and short circuit protection circuitry for inverter - provides four gate-controlled power semiconductor switches for each phase lead |
| EP0557903A1 (en) * | 1992-02-27 | 1993-09-01 | Hitachi, Ltd. | Multi-series inverter arrangement |
| DE4225269A1 (en) * | 1992-07-31 | 1994-02-03 | Asea Brown Boveri | Network harmonic attenuation method and a network coupling |
| EP0588635A1 (en) * | 1992-09-17 | 1994-03-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Gate power supply circuit |
| WO2007093229A1 (en) * | 2005-10-07 | 2007-08-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Protective circuit for disconnectable power semiconductors |
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