JP3641793B2

JP3641793B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP3641793B2
Application number: JP01269699A
Authority: JP
Inventors: 秀夫岡山; 多一郎土谷; 弘昭山口
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 1999-01-21
Filing date: 1999-01-21
Publication date: 2005-04-27
Anticipated expiration: 2019-01-21
Also published as: US6188589B1; CN1263378A; CN1145256C; JP2000217369A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自己消弧型半導体素子を適用した大容量インバータ装置に関するものであり、特に大容量インバータ装置内におけるエネルギー損失を極力抑制する低損失化技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、大容量インバータ装置を構成するために大容量自己消弧型半導体素子が適用されている。例えばゲート転流型ターンオフサイリスタ（ＧＣＴ）や絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などが挙げられる。ＧＣＴは全ての導通電流を急速にゲート回路に転流させてターンオフゲイン１でターンオフ動作するものであり、ＩＧＢＴに比べて大容量である。ＩＧＢＴの最大定格は現在４．５ｋＶ、１．５ｋＡ程度である。一方、ＧＣＴは６インチシリコンウエハの適用により６．０ｋＶ、６．０ｋＡの定格を持つものが現時点で存在し、今後も更なる定格の向上が予測される。
【０００３】
図１５はＧＣＴが適用される従来のインバータ装置であり、特に２レベルインバータブリッジの構成を示している。図１５は特開平９−１８２４６０号公報に開示されている。図１５において、１は電位Ｐと電位Ｎを持つ直流電圧回路（電圧Ｅ）、２ａ、２ｂは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴ、３ａ、３ｂはフリーホイールダイオード、４はアノードリアクトル、５はクランプダイオード、６はクランプコンデンサ、７は放電抵抗である。ＯＵＴは負荷に接続される出力端子である。ＧＣＴ２ａ、２ｂは従来のゲートターンオフサイリスタに比べて臨界電圧上昇率が数倍高く、安全動作領域が広いため、ゲートターンオフサイリスタを適用した場合に必要な充放電型のスナバ回路を必要としないため、図１５に示す電圧クランプ型スナバ回路が適用できる。
【０００４】
例えばＧＣＴ２ａのターンオン動作においてはフリーホイールダイオード３ｂの逆回復電流によるエネルギーが、またＧＣＴ２ａのターンオフ動作においては負荷電流によるエネルギーがアノードリアクトル４に蓄積される。それらの蓄積エネルギーは一旦クランプコンデンサ６に充電された後に放電抵抗７で消費される。ＧＣＴ２ａのターンオン動作により生じるフリーホイールダイオード３ｂの逆回復電流の最大値は、負荷電流の大きさ、直流電圧回路１の電圧の大きさＥとアノードリアクトル４のインダクタンスから決まる電流変化率の大きさ、あるいはフリーホイールダイオード３ｂの接合温度に強く依存する。
【０００５】
図１５に示す回路において、直流電圧回路１の電圧Ｅが急激に変化した場合、特に上昇方向に変化した場合を考える。このとき、図１５に示す回路はアノードリアクトル４とクランプダイオード５を介してクランプコンデンサ６を充電し、直流電圧回路１の電圧とクランプコンデンサ６の差電圧を低減するように動作することになる。なぜなら、クランプダイオード５はＧＣＴ２ａ、２ｂのスイッチング動作の過渡的な状態以外では逆電圧が印加されることはないためである。
【０００６】
一方、市場の要求としてインバータ装置の大容量化がある。図１５の定格容量の大容量化を実現するための手段として３レベルインバータがある。図１５を３レベルインバータブリッジに展開すれば、上述の特開平９−１８２４６０号公報には図示されてはいないけれども、図１６の構成が考えられる。ここで直流電圧回路１ａは電位Ｐと電位Ｃ、直流電圧回路１ｂは電位Ｃと電位Ｎを持ち、電位Ｐと電位Ｃの電位差および電位Ｃと電位Ｎとの電位差は等しく電圧Ｅである。また８ａ、８ｂは結合ダイオードである。図１５に比べて出力端子ＯＵＴに出力可能な電圧は２Ｅとなるため、同じ素子定格のＧＣＴを図１５と図１６に適用した場合を比較すれば、図１６のインバータ装置の定格容量は図１５の２倍となる。但し２つのアノードリアクトル４ａ、４ｂを備える必要がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
市場の要求に応えるためにインバータ装置を大容量化した場合には、負荷電流あるいは直流電圧回路の電圧を増加しなければならない。これらはフリーホイールダイオードの逆回復電流を増加させる要因となる。またフリーホイールダイオードとして適用されるダイオードが大口径化された場合には、ウエハ面積の増加により接合面積が大きくなるために逆回復電流が更に増加する。アノードリアクトルの蓄積エネルギーはアノードリアクトルに流れる電流値の２乗に比例するため、放電抵抗で生じる電力損失が大幅に増加する。従って、インバータ装置の効率が低下するという問題がある。
【０００８】
またＧＣＴを動作させるためのゲート信号が不正となり、ＧＣＴの誤動作などによる直流電圧回路の短絡が発生した場合には、図１５の回路では主回路に過大な短絡電流が流れる。この短絡電流によりアノードリアクトルの変形、各構成部品を接続するための金属導体の変形、破損が生じる場合がある。この問題を解決するためにはアノードリアクトルを大きくする、あるいは直列にヒューズを接続することなどが考えられる。ＧＣＴのサージ電流耐量とヒューズの溶断特性を考慮した場合には、アノードリアクトルのインダクタンスを増加しなければならない問題に直面する。アノードリアクトルのインダクタンスを増加した場合には、放電抵抗での電力損失が更に増加し、結局はインバータ装置の電力損失が増加して効率が低下するという問題を抱える。
【０００９】
また直流電圧回路の電圧が上昇した場合には、前述したようにクランプダイオードを介してクランプコンデンサが必ず充電される。クランプダイオードにその充電電流が導通している間にＧＣＴがターンオン動作を始めた場合には、クランプダイオードが逆回復動作を開始してからクランプコンデンサの充電電圧がクランプダイオードに逆印加されるまでの間にＧＣＴには過大な電流上昇率を伴った電流が流れ込むことになる。これによりＧＣＴがターンオン失敗を起こしたり、クランプダイオードに過大なサージ逆電圧が印加されるなどの要因により主回路素子が破壊に至る危険が生じるという問題がある。
【００１０】
また、インバータ装置の大容量化を実現するために図１６に示した３レベルインバータブリッジを適用したときには、アノードリアクトルの個数が増加するためインバータ装置で発生する電力損失が増加し、冷却装置の大型化を招く問題がある。
【００１１】
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであり、大容量自己消弧型半導体素子を用いて、大容量化、低損失化、高信頼度化、および小型化を同時に実現できるインバータ装置を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るインバータ装置は、２つの電位ＰおよびＮを有する直流電圧回路と、負荷に接続される出力端子に前記電位Ｐまたは電位Ｎを選択的に出力可能なｎ台（ｎ≧１の整数）の２レベルインバータブリッジを備えるインバータ装置において、前記ｎ台の２レベルインバータブリッジの各々は、直列接続された第１および第２の自己消弧型半導体素子と、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続される第１および第２のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐと前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される電流変化率抑制素子群と、前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続されるクランプダイオードとクランプコンデンサからなる第１の直列接続体と、前記クランプコンデンサと前記電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための回収ダイオードと回収コンデンサからなる第２の直列接続体とを備え、前記クランプダイオードのカソード端子と前記回収ダイオードのアノード端子を共に前記クランプコンデンサの２つの端子のうち前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子に接続されていない端子に接続して、前記電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーにより前記回収コンデンサを充電するともに、前記第１、第２の自己消弧型半導体素子のスイッチング動作以外の期間に前記クランプダイオードに逆電圧を印加するようにし、さらに、前記回収コンデンサに接続され、前記回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路に回生するためのエネルギー回生回路を設けたものである。
【００１３】
第２の発明に係るインバータ装置は、３つの電位Ｐ、ＣおよびＮを有する直流電圧回路と、負荷に接続される出力端子に前記電位Ｐ、電位Ｃまたは電位Ｎを選択的に出力可能なｎ台（ｎ≧１の整数）の３レベルインバータブリッジを備えるインバータ装置において、前記ｎ台の３レベルインバータブリッジの各々は、直列接続された第１ないし第４の自己消弧型半導体素子と、前記第１ないし第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続される第１ないし第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃと前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される第１の結合ダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃとの間に接続される第２の結合ダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐと前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される第１の電流変化率抑制素子群と、前記直流電圧回路の電位Ｎと前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続される第２の電流変化率抑制素子群と、前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃとの間に接続される第１のクランプダイオードと第１のクランプコンデンサからなる第１の直列接続体と、前記直流電圧回路の電位Ｃと前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続される第２のクランプコンデンサと第２のクランプダイオードからなる第２の直列接続体と、前記第１のクランプコンデンサと前記第１の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための第１の回収ダイオードと第１の回収コンデンサからなる第３の直列接続体と、前記第２のクランプコンデンサと前記第２の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための第２の回収ダイオードと第２の回収コンデンサからなる第４の直列接続体とを備え、前記第１のクランプダイオードのカソード端子と前記第１の回収ダイオードのアノード端子を共に前記第１のクランプコンデンサの２つの端子のうち前記直流電圧回路の電位Ｃに接続されていない端子に接続し、また前記第２のクランプダイオードのアノード端子と前記第２の回収ダイオードのカソード端子を共に前記第２のクランプコンデンサの２つの端子のうち前記直流電圧回路の電位Ｃに接続されていない端子に接続して、前記第１、第２の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーにより前記第１、第２の回収コンデンサをそれぞれ充電するとともに、前記第１ないし第４の自己消弧型半導体素子のスイッチング動作以外の期間に、前記第１、第２のクランプダイオードにそれぞれ逆電圧を印加するようにし、さらに、前記第１の回収コンデンサに接続され、かつ前記第１の回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路の電位Ｐと電位Ｃとの間に回生するための第１のエネルギー回生回路と、前記第２の回収コンデンサに接続され、かつ前記第２の回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路の電位Ｃと電位Ｎとの間に回生するための第２のエネルギー回生回路とを設けたものである。
【００１４】
第３の発明に係るインバータ装置は、前記第１または第２の発明において、前記エネルギー回生回路は、回収コンデンサの充電電圧を出力端子から負荷に流れる電流の大きさに比例して制御するものである。
【００１５】
第４の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第３のうちの何れかの発明において、同一の直流電圧回路に接続される複数台の前記２レベルインバータブリッジまたは前記３レベルインバータブリッジを有する場合において、前記複数台のインバータブリッジを複数組に分け、各組のインバータブリッジにはそれぞれ組毎に異なるエネルギー回生回路を接続し、かつ前記各エネルギー回生回路は前記直流電圧回路に電力を回生するものである。
【００１６】
第５の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第３のうちの何れかの発明において、前記エネルギー回生回路は、複数の低圧一次巻線と１つの高圧二次巻線からなる昇圧変圧器を備えており、同一の直流電圧回路に接続される複数台の前記２レベルインバータブリッジまたは前記３レベルインバータブリッジを有する場合において、前記複数台のインバータブリッジを複数組に分け、各組のインバータブリッジにはそれぞれ組毎に異なる低圧一次巻線を接続するものである。
【００１７】
第６の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記電流変化率抑制素子群は少なくとも１つのヒューズと少なくとも１つのアノードリアクトルを有するものである。
【００１８】
第７の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記エネルギー回生回路は前記出力端子から負荷に流れる電流がゼロの期間においてエネルギー回生動作を停止するものである。
【００１９】
第８の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記エネルギー回生回路に接続される複数の回収コンデンサは、振動抑制素子を介して前記エネルギー回生回路に接続されるものである。
【００２０】
第９の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記クランプダイオードと前記回収ダイオードの形状は共に同口径の平形パッケージであり、かつ前記クランプダイオードのカソード面と前記回収ダイオードのアノード面または前記クランプダイオードのアノード面と前記回収ダイオードのカソード面とは導電体からなる冷却フィンを介して対向配置されているものである。
【００２１】
第１０の発明に係るインバータ装置は、前記第２の発明において、前記第１のクランプコンデンサと前記第２のクランプコンデンサとを一つの３端子クランプコンデンサに置換し、前記３端子クランプコンデンサの第１の端子は第１のクランプダイオードと第１の回収ダイオードとの直列接続点に接続され、前記３端子クランプコンデンサの第２の端子は直流電圧回路の電位Ｃに接続され、前記３端子クランプコンデンサの第３の端子は第２のクランプダイオードと第２の回収ダイオードとの直列接続点に接続されるものである。
【００２２】
第１１の発明に係るインバータ装置は、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記自己消弧型半導体素子はゲート転流型ターンオフサイリスタであるものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるインバータ装置を複数の図を用いて説明する。
【００２４】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１によるインバータ装置を示す回路図であり、２レベルインバータブリッジを備える場合を示している。なお、図１では３相構成を示しているが、本実施の形態は特に３相に限定するものではない。
まず図１の回路構成を説明する。図において、１は電位Ｐと電位Ｎ（電圧Ｅ）を持つ直流電圧回路である。２ａ〜２ｆは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴであり、２ａ，２ｃ，２ｅが第１のＧＣＴ、２ｂ，２ｄ，２ｆが第２のＧＣＴである。３ａ〜３ｆはＧＣＴ２ａ〜２ｆのそれぞれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードであり、３ａ，３ｃ，３ｅが第１のフリーホイールダイオード、３ｂ，３ｄ，３ｆが第２のフリーホイールダイオードである。５ａ〜５ｃはクランプダイオード、６ａ〜６ｃはクランプコンデンサであり、これらクランプダイオード５ａ〜５ｃとクランプコンデンサ６ａ〜６ｃにより第１の直列接続体を構成している。９ａ〜９ｃは電流変化率抑制素子群である。１０ａ〜１０ｃは各クランプコンデンサ６ａ〜６ｃと各電流変化率抑制素子群９ａ〜９ｃの蓄積エネルギーを回収するための回収ダイオード、１１ａ〜１１ｃは回収コンデンサであり、これら回収ダイオード１０ａ〜１０ｃと回収コンデンサ１１ａ〜１１ｃにより第２の直列接続体を構成している。１２は回収コンデンサ１１ａ〜１１ｃに蓄積されるエネルギーを直流電圧回路１に回生するためのエネルギー回生回路、ＯＵＴａ〜ＯＵＴｃは図示されていない負荷に接続される出力端子である。
【００２５】
次に回路動作について説明する。回収コンデンサ１１ａ〜１１ｃの充電電圧はエネルギー回生回路１２により図示する極性にほぼ一定の電圧ｅに制御されるものと仮定する。負荷電流は出力端子ＯＵＴから負荷への矢印方向を正極とする。
【００２６】
まず負荷電流が正極の場合のＧＣＴ２ａ、２ｂのスイッチング動作を説明する。インバータ装置はＰＷＭ（パルス幅変調）制御されているものと仮定し、ＰＷＭ周期をＴ_sとすれば、出力電圧指令に対するスイッチング方法は図２に示す通りとなる。図中のＴ_dはＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂがスイッチング動作の過渡状態において同時にオンすることにより発生する短絡状態を防止するための短絡防止時間である。また初期状態をＧＣＴ２ａがオン、ＧＣＴ２ｂがオフと設定する。この時、負荷電流は直流電圧回路１→電流変化率抑制素子群９ａ→ＧＣＴ２ａ→出力端子ＯＵＴａの経路で流れている。
【００２７】
ｔ＝Ｔ₁においてＧＣＴ２ａがターンオフすると、ＧＣＴ２ａにより遮断された電流は直流電圧回路１→電流変化率抑制素子群９ａ→クランプダイオード５ａ→クランプコンデンサ６ａ→フリーホイールダイオード３ｂ→出力端子ＯＵＴａにバイパスされる。ＧＣＴ２ａのアノード端子からフリーホイールダイオード３ｂのカソード端子の経路にある浮遊インダクタンスをＬ₁、ＧＣＴ２ａのターンオフ時にかかる電圧上昇率をｄｖ／ｄｔ、負荷電流の値をＩとすれば、フリーホイールダイオード３ｂの電流が負荷電流Ｉに達するまでに要する時間Ｔ₅は近似的に次式により求められる。
【００２８】
【数１】

【００２９】
Ｔ_dは好ましくはＴ₅よりも大きく設定する。Ｔ₅は非常に短い時間であるため、フリーホイールダイオード３ｂの導通電流が負荷電流に達した直後に電流変化率抑制素子群９ａの電流値は依然として負荷電流Ｉと等しく、この電流変化率抑制素子群９ａの残留エネルギーは電流変化率抑制素子群９ａ→クランプダイオード５ａ→回収ダイオード１０ａ→回収コンデンサ１１ａ→電流変化率抑制素子群９ａの経路により、回収コンデンサ１１ａに回収される。
【００３０】
この回収動作が終了したときには、クランプコンデンサ６ａの充電電圧はＥ＋ｅとなり、クランプダイオード５ａに印加される逆電圧はｅとなる。従って、直流電圧回路１の電圧がｅ以内で変化しても、クランプダイオード５ａは逆電圧が印加され続けることになり、オフ状態が確保できる。つまりｔ＝Ｔ₄においてＧＣＴ２ａがターンオンしたときに、従来の技術により生じる可能性のあった過剰な電流上昇率責務からＧＣＴ２ａを解放することができる。直流電圧回路１の変動は、図１に示すようにインバータ装置が多相構成となる場合に他相の２レベルインバータブリッジのスイッチング動作の影響により顕著となる。このため、本実施の形態による上記クランプダイオード５ａへの逆電圧の強制的な印加は、特に多相構成の場合においてその効果は顕著に現れることになる。
【００３１】
ｔ＝Ｔ₂においてＧＣＴ２ｂがターンオンしても、またｔ＝Ｔ₃においてＧＣＴ２ｂがターンオフしてもフリーホイールダイオード３ｂが導通し続けているため回路状態は変化しない。
【００３２】
ｔ＝Ｔ₄においてＧＣＴ２ａがターンオンすれば負荷電流は直流電圧回路１の電圧Ｅと電流変化率抑制素子群９ａにより決まる電流変化率に従ってフリーホイールダイオード３ｂからＧＣＴ２ａに転流する。フリーホイールダイオード３ｂの電流がゼロとなり、負荷電流が直流電圧回路１→電流変化率抑制素子群９ａ→ＧＣＴ２ａ→出力端子ＯＵＴａの経路に流れた後も、フリーホイールダイオード３ｂには直流電圧回路１の電圧Ｅが印加される過程において逆回復電流が流れる。この逆回復電流は直流電圧回路１→電流変化率抑制素子群９ａ→ＧＣＴ２ａ→フリーホイールダイオード３ｂ→直流電圧回路１の経路で流れる。フリーホイールダイオード３ｂの逆回復動作終了の後は、その逆回復電流により電流変化率抑制素子群９ａには負荷電流Ｉより大きな電流が流れている。従って負荷電流Ｉより過剰な電流は、電流変化率抑制素子群９ａ→クランプダイオード５ａ→回収ダイオード１０ａ→回収コンデンサ１１ａ→電流変化率抑制素子群９ａの経路で還流し、電流変化率抑制素子群９ａに過剰に蓄積されたエネルギーは回収コンデンサ１１ａに回収される。
【００３３】
このように、従来の技術では放電抵抗で無駄に消費されていた電流変化率抑制素子群９に過剰に蓄積されたエネルギーは、回収コンデンサ１１ａに回収され、エネルギー回生回路１２により直流電圧回路１に回生されるために再利用できる。
【００３４】
なお、負荷電流が負極の場合には、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂ、フリーホイールダイオード３ｂとフリーホイールダイオード３ａとの相対関係が成立する。つまりＧＣＴ２ｂのスイッチング動作により回路状態が変化する。その変化は正極の場合から容易に理解されるため、ここではその説明を省略する。
また、ＧＣＴ２ｃとＧＣＴ２ｄ、またはＧＣＴ２ｅとＧＣＴ２ｆについての回路動作は、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂの関係と全く同じであるために説明は省略する。
なお、電流変化率抑制素子群９ａ、９ｂ、９ｃは電流変化率に比例して電圧を生じるインダクタンスを有する回路素子であれば特に限定するものではない。
【００３５】
また、ＧＣＴ２とフリーホイールダイオード３を同一ウエハ上に構成し、同一パッケージに収めた逆導通型ＧＣＴが製品化されており、この逆導通型ＧＣＴを用いてもよいのは当然であり、これは以下の各実施の形態においても同様である。
【００３６】
以上のように、本実施の形態によれば、複数の２レベルインバータブリッジにある全ての電流変化率抑制素子群９ａ〜９ｃに蓄積されるエネルギーがエネルギー回生回路１２により直流電圧回路に回生され再利用されるため、インバータ装置を低損失化できる。また、スイッチング動作以外の期間にクランプダイオード５ａ〜５ｃに逆電圧を印加できるため、直流電圧回路１の変動によってクランプダイオード５ａ〜５ｃが不必要に導通することを防止でき、クランプダイオード５ａ〜５ｃの過電圧破壊やＧＣＴ２ａ〜２ｆのターンオン破壊を防止できるため、インバータ装置を高信頼度化できる。更に、従来のような放電抵抗での無駄な電力の消費が無いので冷却装置の容量を低減できるため、インバータ装置を小型化できる。したがって、大容量自己消弧型半導体素子を用いて、大容量化、低損失化、高信頼度化、および小型化を同時に実現できる。
【００３７】
実施の形態２．
図３は本発明の実施の形態２によるインバータ装置の要部を示し、電流変化率抑制素子群９の具体的な回路構成を示す図である。なお、他の構成については図１と同様である。図において、１３は複数のヒューズが直列または並列、あるいは直並列に接続されたヒューズ回路網であり、過大な電流が流れれば溶断するものである。４はアノードリアクトルである。ヒューズ回路網１３の溶断特性に依ってはアノードリアクトル４を比較的大きく設定し、電流上昇率を制限しなければならない場合がある。
【００３８】
図２に示すようなスイッチング信号を作成する機能を持つスイッチング信号作成回路が万一故障し、２つのＧＣＴ２ａ、ＧＣＴ２ｂに同時にオン信号を与えてしまった場合には、従来の技術では短絡電流が継続して流れることになる。この過大な短絡電流は回路構成要素を接続するブスバーなどを変形させ、事故を波及、拡大させるといった危険性がある。インバータ装置の適用事例によってはそのような事故は許されない場合があり、ヒューズの挿入が不可欠となる場合がある。従来の技術である図１５においてヒューズを適用すれば、アノードリアクトル４のインダクタンスを増加しなければならない制約条件から放電抵抗７で無駄に消費する電力が増加する。これに対して、図１に示した本発明の実施の形態１では、特にこのような場合において無駄に消費する電力を極力無くすることができるという有利点を持つ。
【００３９】
以上のように、本実施の形態によれば、電流変化率抑制素子群９を少なくともアノードリアクトル４とヒューズ１３から構成することから、ヒューズ１３の溶断特性に最適なアノードリアクトル４のインダクタンスを設定できるため、確実にヒューズ１３を機能させることができ、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００４０】
実施の形態３．
図４は本発明の実施の形態３によるインバータ装置の要部を示し、エネルギー回生回路１２を複数の回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃに対して共通に接続する場合の回路構成図を示している。ここでは３個の回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃをエネルギー回生回路１２に接続する具体的接続方法を示している。なお、他の構成については図１と同様である。図において、１１ｄはエネルギー回生回路１２に直接接続される補助的な回収コンデンサ、１３ａは電位Ｐであるブスバー、１３ｂは電位Ｐよりも回収コンデンサ１１ｄの充電電圧ｅだけ高い電位にあるブスバー、１０ａは回収コンデンサ１１ａに接続される回収ダイオード、１０ｂは回収コンデンサ１１ｂに接続される回収ダイオード、１０ｃは回収コンデンサ１１ｃに接続される回収ダイオードである。１４ａ、１４ｂ、１４ｃは回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃの各々をブスバー１３ｂに接続するときに挿入される振動抑制素子である。振動抑制素子１４ａ〜１４ｃには、例えば小さな抵抗値をもつ抵抗体などを用いることができる。なお、回収コンデンサ１１ｄは必要不可欠な回路要素ではなく、省略しても構わない。但し、全ての回収コンデンサの電圧変動を抑制し、安定にエネルギー回生回路１２を動作させるために用いることが好ましい。
【００４１】
次に振動抑制素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃの作用について説明する。物理的には通常、各回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃは離れて配置されている。従って、図４に示すような点Ｂと点Ｃとの間、点Ｂ’と点Ｃ’との間、点Ｃと点Ｄとの間、点Ｃ’と点Ｄ’との間には浮遊インダクタンスが分布定数的に存在する。この浮遊インダクタンスと回収コンデンサ１１ａ〜１１ｄとが共振現象を起こすことは避けられない。この共振により生じる振動電流の値によっては、回収コンデンサ１１ａ〜１１ｄの電流実効値は増加し、大型化する原因にもなる。そこで、図４に示すように各回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃの２つの端子のうち電位Ｐに接続されない端子を振動抑制素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃを介してブスバー１３ｂに接続することにより前述した振動電流を効果的に抑制し、回収コンデンサ１１ａ〜１１ｄの実効電流を抑制することができる。
【００４２】
特に図４に示す振動抑制素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃの挿入位置が持つ有利点は、図４において図示しない各２レベルインバータブリッジにある電流変化率抑制素子群９ａ、９ｂ、９ｃの蓄積エネルギーを回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃに回収する回路動作には振動抑制素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃを介さず、エネルギー回生回路１２が各回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄから回生すべきエネルギーを取り出す回路動作には振動抑制素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃを介すことができるように考慮されていることである。
【００４３】
なお、図４では２レベルインバータブリッジの台数を３台に限定しているが、当然のことながら図４に示す振動抑制素子１４ａ、１４ｂ、１４ｃの挿入方法は任意のｎ台（ｎはｎ≧１を満足する整数）の場合に適用することができることは明らかである。
【００４４】
実施の形態４．
図５は本発明の実施の形態４によるインバータ装置の要部を示し、エネルギー回生回路１２の具体的な回路構成図を示している。他の構成については図１または図４と同様である。図において、１５は回収コンデンサ１１ｄに接続される単相インバータ、１６は昇圧変圧器、１７は昇圧変圧器１６の出力に接続されるダイオード整流器である。単相インバータ１５、昇圧変圧器１６、ダイオード整流器１７からなるエネルギー回生回路１２の構成それ自体は非常に広く用いられているＤＣ／ＤＣコンバータである。つまり、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであればどのような構成であれエネルギー回生回路１２として適用することが可能であり、特別に限定された回路構成を持つものである必要は全くない。
【００４５】
図１において、負荷電流がゼロの場合、例えば負荷がモータであって間欠的に駆動され、負荷電流のゼロ期間が比較的長い様な運転パターンによりインバータ装置が駆動される場合などでは、電流変化率抑制素子群９ａ、９ｂ、９ｃには回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃに回収すべきエネルギーは発生しない。従って、負荷電流の検出値がゼロである期間には単相インバータ１５を停止することにより、エネルギー回生回路１２において発生する損失や駆動電力などをセーブして省電力運転を可能とすることができる。
【００４６】
実施の形態５．
本発明の実施の形態５によるインバータ装置について説明する。図５において、回収コンデンサ１１ｄの電圧は単相インバータ１５の通流率を制御することにより増減が可能であることは明らかである。図１において、電流変化率抑制素子群９ａ、９ｂ、９ｃに蓄積されるエネルギーを回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃに回収するために必要な時間Ｔ₆は、電流変化率抑制素子群９ａ（あるいは９ｂ、９ｃ）の全インダクタンスをＬ₂、初期電流をＩ₁とすれば、次式により求められる。
【００４７】
【数２】

【００４８】
つまり、回収コンデンサ１１ａ（または１１ｂ、１１ｃ）の電圧が高ければＴ₆を短縮することができ、また負荷電流が大きくなれば初期電流Ｉ₁が大きくなるために時間Ｔ₆は延長される。これらの関係より、負荷電流に応じて回収コンデンサ１１ａの電圧ｅを制御することにより時間Ｔ₆を制御することができることになる。例えば３相負荷の場合には３相負荷電流の実効値に応じて時間Ｔ₆を一定時間となるように回収コンデンサ１１ｄの電圧を制御することなどが考えられる。
【００４９】
一方、インバータ装置がＰＷＭ制御により駆動されている場合には、図２に示すＰＷＭ周期Ｔ_sは一定であり、各周期Ｔ_sにＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂは必ず１回のスイッチング動作が行われる。出力電圧指令が電位Ｎである時間を短くできれば、ＰＷＭ周期Ｔ_sに出力できる電圧は増加し、インバータ装置を大容量化することができる。しかしながら、ＰＷＭ信号が電位Ｎである時間は無制限に短くできない。以下にその理由を説明する。
【００５０】
負荷電流の最大値は通常フリーホイールダイオード３の逆回復電流の最大値よりも大きい。従って、電流変化率抑制素子群９ａ、９ｂ、９ｃに蓄積されるエネルギーは図２におけるターンオン時（Ｔ₂あるいはＴ₄）よりターンオフ時（Ｔ₁あるいはＴ₃）の方が大きくなる。従って、ここではｔ＝Ｔ₁におけるＧＣＴ２ａのターンオフ動作に注目して説明する。
図２では、ＧＣＴ２ａはｔ＝Ｔ₁においてターンオフ動作が行なわれる。万一、負荷電流を遮断して時間Ｔ₆以内にｔ＝Ｔ₄におけるＧＣＴ２ａのターンオン動作までが行なわれた場合には、クランプダイオード５ａが依然導通している状態にあるため、ＧＣＴ２ａに過大な電流上昇率責務がかかり、従来の技術がもつ問題が起こる場合がある。従って、時間範囲（Ｔ₁〜Ｔ₄）が時間Ｔ₆より小さくなるように設定することによってこの問題が回避される。この条件によりＰＷＭ周期Ｔ_s期間中に出力端子ＯＵＴに電位Ｎを出力しなければならない時間の短縮は制限されることになる。
【００５１】
負荷電流が大きくなっても、回収コンデンサ１１ａの電圧ｅが一定であれば時間Ｔ₆が長くなり、出力電圧指令が電位Ｎである時間を長く設定する必要がある。ひいては出力端子ＯＵＴａに出力できる電圧を低減せざるを得ない。従って、負荷電流が大きくなれば、例えば負荷電流の実効値に応じて時間Ｔ₆を短縮するように回収コンデンサ１１ａの電圧ｅを増加させることにより、前述した過大な電流上昇率責務をＧＣＴ２ａに負わせるという問題を回避しつつ、ＰＷＭ周期Ｔ_s期間に出力端子ＯＵＴａに出力できる電圧を増加できる。これによりインバータ装置の出力電圧は増加され、大容量化されることになる。
【００５２】
以上のように、本実施の形態によれば、回収コンデンサ１１の充電電圧を負荷電流の大きさに応じて増加することにより、電流変化率抑制素子群９に蓄積されたエネルギーを回収コンデンサ１１に回収するための時間を短縮できるので、各ＰＷＭ周期の間に出力端子に出力できる電圧を増加できるため、インバータ装置を大容量化できる。
【００５３】
実施の形態６．
図６は本発明の実施の形態６によるインバータ装置の要部を示し、クランプダイオード５ａと回収ダイオード１０ａの圧接構造物の正面図を示している。他の構成については図１と同様である。図において、１８は導電体からなる冷却フィン、１９はクランプダイオード５ａと回収ダイオード１０ａの圧接構造物、１９１は絶縁物、１９２，１９３は例えばステンレススチールからなる端板、１９４はボルト、１９５はナットである。２０，２１は導電体であり、それぞれＧＣＴ２ａのアノード端子および回収コンデンサ１１ａと接続される。
【００５４】
図１において、例えばクランプダイオード５ａと回収ダイオード１０ａは直列の位置関係にある。クランプダイオード５ａと回収ダイオード１０ａに平形かつ同口径のパッケージであり、好ましくは同じ締付け力を必要とするダイオードを適用すれば、図６に示すように１枚の冷却フィン１８の両側にクランプダイオード５ａのカソード面と回収ダイオード１０ａのアノード面を圧接して１つの圧接構造物１９に収めることができる。また、導電体２０，２１は圧接構造物１９に共締めされることが考えられる。
【００５５】
図６に示す例では、クランプダイオード５ａのカソード面と回収ダイオード１０ａのアノード面とを冷却フィン１８を介して対向配置し、両側に導電体２０，２１を配置した積層体を端板１９２，１９３の間に配置し、少なくとも一方の導電体２０（または２１）と端板１９２（または１９３）の間に絶縁物１９１を挿入してボルト１９４とナット１９５により所定の圧力をかけることにより冷却フィン１８の両側にクランプダイオード５ａのカソード面と回収ダイオード１０ａのアノード面を圧接する。
なお、好ましくはクランプダイオード５ａと回収ダイオード１０ａは同じダイオードを用いる。
また、好ましくは絶縁物１９１として弾性を有するものを用いる。
【００５６】
以上のように、本実施の形態によれば、クランプダイオード５と回収ダイオード１０とを１枚の冷却フィン１８により冷却できるので、インバータ装置を小型化および低コスト化できる。
【００５７】
実施の形態７．
図７は本発明の実施の形態７によるインバータ装置の回路構成を示す図である。図において、２２ａ〜２２ｆはインバータブリッジであり、図１における回収コンデンサ１１以外の部分をまとめて示している。図７では直流電圧回路１に６台のインバータブリッジ２２ａ〜２２ｆが接続されており、３台のインバータブリッジ２２ａ、２２ｂ、２２ｃは第１の３相負荷回路２３ａに、他の３台のインバータブリッジ２２ｄ、２２ｅ、２２ｆは第２の３相負荷回路２３ｂにそれぞれ接続されている。また第１の３相負荷回路２３ａに接続されたインバータブリッジ２２ａ、２２ｂ、２２ｃには第１のエネルギー回生回路１２ａが接続され、第２の３相負荷回路２３ｂに接続されたインバータブリッジ２２ｄ、２２ｅ、２２ｆには第２のエネルギー回生回路１２ｂが接続されている。また、例えば第１のエネルギー回生回路１２ａは回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃに共通に接続され、第２のエネルギー回生回路１２ｂは回収コンデンサ１１ｄ、１１ｅ、１１ｆに共通に接続されている。これら第１と第２のエネルギー回生回路１２ａと１２ｂは共に同一の直流電圧回路１に接続されている。
【００５８】
このような１つの直流電圧回路１を用いて複数の負荷回路２３ａ、２３ｂを制御するシステム構成に、実施の形態５において説明したような回収コンデンサ１１の充電電圧を負荷電流の大きさに比例して制御することを考えた場合には、それぞれの負荷回路２３ａ、２３ｂに流れる負荷電流は異なるため、回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃと回収コンデンサ１１ｄ、１１ｅ、１１ｆの充電電圧は各々のエネルギー回生回路１２ａ、１２ｂにより異なった値に制御することが必要になる。図７の回路構成により、第１の３相負荷回路２３ａに接続される３台のインバータブリッジ２２ａ、２２ｂ、２２ｃの回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃの充電電圧と第２の３相負荷回路２３ｂに接続される３台のインバータブリッジ２２ｄ、２２ｅ、２２ｆの回収コンデンサ１１ｄ、１１ｅ、１１ｆの充電電圧とをそれぞれの負荷電流の大きさ（例えば実効値など）により独立に制御することが可能となり、各エネルギー回生回路１２ａ，１２ｂ毎に回収コンデンサ１１ａ〜１１ｆの充電電圧を最適値に制御することにより、各インバータブリッジ２２ａ〜２２ｆの最大出力電圧を増大させることができる。
【００５９】
なお、図７では３相負荷回路２３ａ、２３ｂを２台接続する構成が示されているが、負荷回路２３の台数は２に限定されないことは言うまでもない。
また、図７では負荷回路２３が３相である場合を示したが、端子の数が３個ではない負荷回路に対しても本実施の形態を適用できることは容易に理解できる。
さらに、負荷回路２３は電動機であっても、交流電源であっても、本実施の形態を適用するにあたっては何ら問題はない。
【００６０】
実施の形態８．
図８は本発明の実施の形態８によるインバータ装置の回路構成を示す図である。図８では直流電圧回路１に６台のインバータブリッジ２２ａ〜２２ｆが接続されており、３台のインバータブリッジ２２ａ、２２ｂ、２２ｃは第１の３相負荷回路２３ａに、他の３台のインバータブリッジ２２ｄ、２２ｅ、２２ｆは第２の３相負荷回路２３ｂにそれぞれ接続されている。また全てのインバータブリッジ２２ａ〜２２ｆに１台のエネルギー回生回路１２が接続されている。
【００６１】
この回路構成においても異なる負荷回路２３ａ、２３ｂに接続されている２組のインバータブリッジ２２ａ、２２ｂ、２２ｃと２２ｄ、２２ｅ、２２ｆにそれぞれある回収コンデンサ１１ａ、１１ｂ、１１ｃと１１ｄ、１１ｅ、１１ｆの充電電圧を独立に制御することを実現するエネルギー回生回路１２の具体的回路構成を図９に示す。図５に示したエネルギー回生回路１２と異なる点は、単相インバータ１５ａ、１５ｂを２台備え、また昇圧変圧器１６の低圧側にある１次巻線を各単相インバータ１５ａ、１５ｂに対して別々に備えた構成にある。
図７に示したエネルギー回生回路１２ａ、１２ｂでは図５に示したエネルギー回生回路１２を用いることになるため、２台の独立した昇圧変圧器１６が必要となるが、図８に示したエネルギー回生回路１２は変圧器１６の高圧側にある２次巻線を複数の１次巻線に対して共通に用いている。このため、昇圧変圧器１６を唯１台備えることにより、実施の形態７と同等の効果を得ることができる。
【００６２】
なお、図８では３相負荷回路を２台接続する構成を示したが、負荷回路２３の数は２に限定されるものではないことは言うまでもない。従って、昇圧変圧器１６の１次巻線も２巻線に限定されるものではなく、負荷回路２３の台数に応じて増加することが考えられる。
また、図８では負荷回路２３が３相である構成を示したが、端子の数が３個ではない負荷回路に対しても本実施の形態を適用できることは容易に理解できよう。
さらに、負荷回路２３は電動機であっても、交流電源であっても、本実施の形態を適用するにあたっては何ら問題はない。
【００６３】
実施の形態９．
図７においては第１と第２の負荷回路２３ａと２３ｂが異なる場合について示している。しかしながら例えば図１０に示すように負荷回路２３が単相巻線モータの場合には、図示するように３相を１組として各組毎にエネルギー回生回路１２ａ、１２ｂを適用することができる。
また、図１１に示すように負荷回路２３が単相変圧器の直列接続構成となる場合には、図示するように２相を１組として各組毎にエネルギー回生回路１２ａ、１２ｂを適用することができる。
なお、図８に示したエネルギー回生回路１２についても図１０，１１を用いて前述した説明が当てはまることは言うまでもない。
また、図１０において共通に接続される負荷回路２３として具体的に単相巻線モータを取り上げたが、例えば３相多重巻線モータなどの他の負荷回路であっても全く同じ構成を適用できる。
更に、図１０で示した負荷回路２３と図１１で示した負荷回路２３のように、相数の異なる負荷回路２３が同一の直流電圧回路１に接続されている場合においても、当然のことながら図１０、図１１に示した回路構成の考え方は適用できる。
【００６４】
要するに、同一の直流電圧回路に接続される複数台のインバータブリッジ２２を有する場合において、複数台のインバータブリッジ２２を複数組に分け、各組のインバータブリッジ２２にはそれぞれ組毎に異なるエネルギー回生回路１２が接続され、かつ各エネルギー回生回路１２は直流電圧回路１に電力を回生するように構成することにより、回収コンデンサ１１の充電電圧を各組毎に個別に制御でき、例えば各負荷回路に流れる電流に応じて各エネルギー回生回路１２毎に回収コンデンサ１１の充電電圧を最適値に制御することにより各インバータブリッジ２２の最大出力電圧を増大させることができる。
また、エネルギー回生回路１２は、複数の低圧一次巻線と１つの高圧二次巻線からなる昇圧変圧器１６を備えており、同一の直流電圧回路１に接続される複数台のインバータブリッジ２２を有する場合において、複数台のインバータブリッジ２２を複数組に分け、各組のインバータブリッジ２２にはそれぞれ組毎に異なる低圧一次巻線が接続されるように構成することにより、回収コンデンサ１１の充電電圧を各組毎に個別に制御でき、例えば各負荷回路に流れる電流に応じて各組毎に回収コンデンサ１１の充電電圧を最適値に制御することにより各インバータブリッジ２２の最大出力電圧を増大させることができる。さらにこの構成においては、エネルギー回生回路１２の昇圧変圧器１６の２次巻線を複数の１次巻線に対して共通に用いることができるので、エネルギー回生回路１２は１台で済みインバータ装置を小型化できる。
【００６５】
実施の形態１０．
図１２は本発明の実施の形態１０によるインバータ装置を示す回路図であり、３レベルインバータブリッジを備える場合を示している。なお、図１２では３相構成を示しているが、本実施の形態は特に３相に限定するものではない。
まず図１２の回路構成を説明する。図において、１ａは電位Ｐと電位Ｃ（電圧Ｅ）を、また１ｂは電位Ｃと電位Ｎ（電圧Ｅ）を持つ直流電圧回路である。２ａ〜２ｌは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴであり、２ａ，２ｅ，２ｉが第１のＧＣＴ、２ｂ，２ｆ，２ｊが第２のＧＣＴ、２ｃ，２ｇ，２ｋが第３のＧＣＴ、２ｄ，２ｈ，２ｌが第４のＧＣＴである。３ａ〜３ｌはＧＣＴ２ａ〜２ｌのそれぞれに逆並列接続されるフリーホイールダイオードであり、３ａ，３ｅ，３ｉが第１のフリーホイールダイオード、３ｂ，３ｆ，３ｊが第２のフリーホイールダイオード、３ｃ，３ｇ，３ｋが第３のフリーホイールダイオード、３ｄ，３ｈ，３ｌが第４のフリーホイールダイオードである。５ａ〜５ｆはクランプダイオードであり、５ａ，５ｃ，５ｅが第１のクランプダイオード、５ｂ，５ｄ，５ｆが第２のクランプダイオードである。６ａ〜６ｆはクランプコンデンサであり、６ａ，６ｃ，６ｅが第１のクランプコンデンサ、６ｂ，６ｄ，６ｆが第２のクランプコンデンサである。第１のクランプダイオード５ａ，５ｃ，５ｅと第１のクランプコンデンサ６ａ，６ｃ，６ｅで第１の直列接続体を、第２のクランプダイオード５ｂ，５ｄ，５ｆと第２のクランプコンデンサ６ｂ，６ｄ，６ｆで第２の直列接続体をそれぞれ構成している。８ａ〜８ｆは結合ダイオードであり、８ａ，８ｃ，８ｅが第１の結合ダイオード、８ｂ，８ｄ，８ｆが第２の結合ダイオードである。９ａ〜９ｆは電流変化率抑制素子群であり、９ａ，９ｃ，９ｅが第１の電流変化率抑制素子群、９ｂ，９ｄ，９ｆが第２の電流変化率抑制素子群である。１０ａ〜１０ｆは各クランプコンデンサ６ａ〜６ｆと各電流変化率抑制素子群９ａ〜９ｆの蓄積エネルギーを回収するための回収ダイオードであり、１０ａ，１０ｃ，１０ｅが第１の回収ダイオード、１０ｂ，１０ｄ，１０ｆが第２の回収ダイオードである。１１ａ〜１１ｆは回収コンデンサであり、１１ａ，１１ｃ，１１ｅが第１の回収コンデンサ、１１ｂ，１１ｄ，１１ｆが第２の回収コンデンサである。第１の回収ダイオード１０ａ，１０ｃ，１０ｅと第１の回収コンデンサ１１ａ，１１ｃ，１１ｅにより第３の直列接続体を、第２の回収ダイオード１０ｂ，１０ｄ，１０ｆと第２の回収コンデンサ１１ｂ，１１ｄ，１１ｆにより第４の直列接続体をそれぞれ構成している。１２ａは第１の回収コンデンサ１１ａ，１１ｃ，１１ｅに接続され、第１の回収コンデンサ１１ａ，１１ｃ，１１ｅに蓄積されるエネルギーを直流電圧回路１ａの特に電位Ｐと電位Ｃとの間に回生するための第１のエネルギー回生回路、１２ｂは第２の回収コンデンサ１１ｂ，１１ｄ，１１ｆに接続され、第２の回収コンデンサ１１ｂ，１１ｄ，１１ｆに蓄積されるエネルギーを直流電圧回路１ｂの特に電位Ｃと電位Ｎとの間に回生するための第２のエネルギー回生回路である。ＯＵＴａ〜ＯＵＴｃは図示されていない負荷に接続される出力端子である。
【００６６】
図１３はある出力電圧指令に対する３レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄのスイッチング方法を示している。ここでインバータ装置はＰＷＭ制御されているものと仮定し、ＰＷＭ周期をＴ_sとすれば、出力電圧指令に対するスイッチング方法は図１３に示す方法が考えられる。Ｔ_dは図２を用いて説明した短絡防止時間である。
【００６７】
次に回路動作について説明する。基本的には図１のＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂの相対関係は図１１のＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃ、あるいはＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｄの相対関係に当てはまる。
負荷電流が出力端子ＯＵＴａから負荷への正極とすれば、第１の電流変化率抑制素子群９ａにはｔ＝Ｔ₁₀におけるＧＣＴ２ａのターンオン動作による結合ダイオード８ａの逆回復電流によるエネルギーおよびｔ＝Ｔ₁₁におけるＧＣＴ２ａのターンオフ動作による負荷電流によるエネルギーが蓄積され、回収コンデンサ１１ａに回収される。一方、第２の電流変化率抑制素子群９ｂにはｔ＝Ｔ₈におけるＧＣＴ２ｂのターンオン動作によるフリーホイールダイオード３ｄの逆回復電流によるエネルギーおよびｔ＝Ｔ₁₃におけるＧＣＴ２ｂのターンオフ動作による負荷電流によるエネルギーが蓄積され、回収コンデンサ１１ｂに回収される。
【００６８】
負荷電流が負荷から出力端子ＯＵＴａへの負極とすれば、第１の電流変化率抑制素子群９ａにはｔ＝Ｔ₉におけるＧＣＴ２ｃのターンオフ動作による負荷電流によるエネルギーおよびｔ＝Ｔ₁₂におけるＧＣＴ２ｃのターンオン動作によるフリーホイールダイオード３ａの逆回復電流によるエネルギーが蓄積され、回収コンデンサ１１ａに回収される。一方、第２の電流変化率抑制素子群９ｂにはｔ＝Ｔ₇におけるＧＣＴ２ｄのターンオフ動作による負荷電流によるエネルギーおよびｔ＝Ｔ₁₄におけるＧＣＴ２ｄのターンオン動作による結合ダイオード８ｂの逆回復電流によるエネルギーが蓄積され、回収コンデンサ１１ｂに回収される。
【００６９】
従って、第１の電流変化率抑制素子群９ａまたは第２の電流変化率抑制素子群９ｂにエネルギーが蓄積される回数は２レベルインバータブリッジに比べて２倍となることが分かる。これにより直流電圧回路１ａ、１ｂに回生され、再利用されるエネルギーも各ブリッジ当たり２倍となる。
【００７０】
以上の説明から２レベルインバータブリッジを用いて説明した実施の形態１〜実施の形態９を図１２の３レベルインバータブリッジに適用することはもちろん可能であり、この場合、２レベルインバータブリッジの場合と同等またはそれ以上の効果が得られることは明らかである。従って、これ以上の同じ説明は省略する。
ただし、実施の形態６を図１２の３レベルインバータブリッジに適用する場合、第１のクランプダイオード５ａ，５ｃ，５ｅと第１の回収ダイオード１０ａ，１０ｃ，１０ｅについては図６に示したように、クランプダイオード５ａ，５ｃ，５ｅのカソード面と回収ダイオード１０ａ，１０ｃ，１０ｅのアノード面とが冷却フィン１８を介して対向配置されるが、第２のクランプダイオード５ｂ，５ｄ，５ｆと第２の回収ダイオード１０ｂ，１０ｄ，１０ｆについては，クランプダイオード５ｂ，５ｄ，５ｆのアノード面と回収ダイオード１０ｂ，１０ｄ，１０ｆのカソード面とが冷却フィン１８を介して対向配置される。
【００７１】
実施の形態１１．
図１４は本発明の実施の形態１１によるインバータ装置の要部の構成を示し、３レベルインバータブリッジの一部を示す回路構成図である。なお、他の構成は図１２と同様である。上記実施の形態１０では図１２に示したように第１と第２のクランプコンデンサ６ａ、６ｂとしてそれぞれ２端子コンデンサを用いたが、図１４に示す本実施の形態では３端子コンデンサ２４を用い、第１のクランプコンデンサ６ａと第２のクランプコンデンサ６ｂとを唯一つの３端子クランプコンデンサ２４に置換し、３端子クランプコンデンサ２４の第１の端子２５ａは第１のクランプダイオード５ａと第１の回収ダイオード１０ａとの直列接続点に接続され、３端子クランプコンデンサ２４の第２の端子２５ｂは直流電圧回路の電位Ｃに接続され、３端子クランプコンデンサ２４の第３の端子２５ｃは第２のクランプダイオード５ｂと第２の回収ダイオード１０ｂとの直列接続点に接続されている。
これにより各３レベルインバータブリッジのクランプコンデンサ６ａ〜６ｆの数をそれぞれ２個から１個に低減し、端子数をそれぞれ総計４個から３個に低減することができる。
【００７２】
実施の形態１２．
以上、自己消弧型半導体素子としてＧＣＴを用いた場合について説明したが、前述した考え方は他の自己消弧型半導体素子として例えばＩＧＢＴなどを用いた場合にも十分に適用可能である。但し、本発明の目的は小型化、低損失化、高信頼度化あるいは更なる大容量化を実現可能なインバータ装置の提供にある。現在、最も大容量であり、かつ充放電型スナバ回路ではなくクランプ型スナバ回路を用いることが可能な自己消弧型半導体素子は唯一ＧＣＴだけである。従って、現時点ではＧＣＴを適用するのが最も好ましい。
例えば、ＧＣＴよりも素子単体の定格値が１／３程度に低いＩＧＢＴを用いて前述した実施の形態１〜実施の形態１１を実現する場合にはＧＣＴ１個の代わりに直並列接続された複数のＩＧＢＴを用いる必要があるため、部品点数が増加するなどによりインバータ装置の信頼性が損なわれるという決定的な問題を抱える。
従って、ＩＧＢＴへの適用は有効ではなく、むしろ現在開発が盛んなシリコンカーバイドからなる安全動作領域が広い自己消弧型半導体素子が大容量化され、ＧＣＴに取って代わって実用化される場合においては、ここで示した考え方が十分に利用できる。
【００７３】
【発明の効果】
以上のように、第１の発明によれば、２つの電位ＰおよびＮを有する直流電圧回路と、負荷に接続される出力端子に前記電位Ｐまたは電位Ｎを選択的に出力可能なｎ台（ｎ≧１の整数）の２レベルインバータブリッジを備えるインバータ装置において、前記ｎ台の２レベルインバータブリッジの各々は、直列接続された第１および第２の自己消弧型半導体素子と、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続される第１および第２のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐと前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される電流変化率抑制素子群と、前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続されるクランプダイオードとクランプコンデンサからなる第１の直列接続体と、前記クランプコンデンサと前記電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための回収ダイオードと回収コンデンサからなる第２の直列接続体とを備え、前記クランプダイオードのカソード端子と前記回収ダイオードのアノード端子を共に前記クランプコンデンサの２つの端子のうち前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子に接続されていない端子に接続して、前記電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーにより前記回収コンデンサを充電するともに、前記第１、第２の自己消弧型半導体素子のスイッチング動作以外の期間に前記クランプダイオードに逆電圧を印加するようにし、さらに、前記回収コンデンサに接続され、前記回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路に回生するためのエネルギー回生回路を設けたので、２レベルインバータブリッジにある電流変化率抑制素子群に蓄積されるエネルギーがエネルギー回生回路により直流電圧回路に回生され再利用されるため、インバータ装置を低損失化できる。また、スイッチング動作以外の期間にクランプダイオードに逆電圧を印加できるため、直流電圧回路の変動によってクランプダイオードが導通することを防止でき、クランプダイオードの過電圧破壊や自己消弧型半導体素子のターンオン破壊を防止できるため、インバータ装置を高信頼度化できる。更に、放電抵抗での無駄な電力の消費を無くし、冷却装置の容量を低減できるため、インバータ装置を小型化できる。したがって、大容量自己消弧型半導体素子を用いて、大容量化、低損失化、高信頼度化、および小型化を同時に実現できる。
【００７４】
第２の発明によれば、３つの電位Ｐ、ＣおよびＮを有する直流電圧回路と、負荷に接続される出力端子に前記電位Ｐ、電位Ｃまたは電位Ｎを選択的に出力可能なｎ台（ｎ≧１の整数）の３レベルインバータブリッジを備えるインバータ装置において、前記ｎ台の３レベルインバータブリッジの各々は、直列接続された第１ないし第４の自己消弧型半導体素子と、前記第１ないし第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続される第１ないし第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃと前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される第１の結合ダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃとの間に接続される第２の結合ダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐと前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される第１の電流変化率抑制素子群と、前記直流電圧回路の電位Ｎと前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続される第２の電流変化率抑制素子群と、前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃとの間に接続される第１のクランプダイオードと第１のクランプコンデンサからなる第１の直列接続体と、前記直流電圧回路の電位Ｃと前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続される第２のクランプコンデンサと第２のクランプダイオードからなる第２の直列接続体と、前記第１のクランプコンデンサと前記第１の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための第１の回収ダイオードと第１の回収コンデンサからなる第３の直列接続体と、前記第２のクランプコンデンサと前記第２の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための第２の回収ダイオードと第２の回収コンデンサからなる第４の直列接続体とを備え、前記第１のクランプダイオードのカソード端子と前記第１の回収ダイオードのアノード端子を共に前記第１のクランプコンデンサの２つの端子のうち前記直流電圧回路の電位Ｃに接続されていない端子に接続し、また前記第２のクランプダイオードのアノード端子と前記第２の回収ダイオードのカソード端子を共に前記第２のクランプコンデンサの２つの端子のうち前記直流電圧回路の電位Ｃに接続されていない端子に接続して、前記第１、第２の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーにより前記第１、第２の回収コンデンサをそれぞれ充電するとともに、前記第１ないし第４の自己消弧型半導体素子のスイッチング動作以外の期間に、前記第１、第２のクランプダイオードにそれぞれ逆電圧を印加するようにし、さらに、前記第１の回収コンデンサに接続され、かつ前記第１の回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路の電位Ｐと電位Ｃとの間に回生するための第１のエネルギー回生回路と、前記第２の回収コンデンサに接続され、かつ前記第２の回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路の電位Ｃと電位Ｎとの間に回生するための第２のエネルギー回生回路とを設けたので、３レベルインバータブリッジにある電流変化率抑制素子群に蓄積されるエネルギーがエネルギー回生回路により直流電圧回路に回生され再利用されるため、インバータ装置を低損失化できる。また、スイッチング動作以外の期間にクランプダイオードに逆電圧を印加できるため、直流電圧回路の変動によってクランプダイオードが導通することを防止でき、クランプダイオードの過電圧破壊や自己消弧型半導体素子のターンオン破壊を防止できるため、インバータ装置を高信頼度化できる。更に、放電抵抗での無駄な電力の消費を無くし、冷却装置の容量を低減できるため、インバータ装置を小型化できる。したがって、大容量自己消弧型半導体素子を用いて、大容量化、低損失化、高信頼度化、および小型化を同時に実現できる。
【００７５】
第３の発明によれば、前記第１または第２の発明において、前記エネルギー回生回路は、回収コンデンサの充電電圧を出力端子から負荷に流れる電流の大きさに比例して制御するので、回収コンデンサの充電電圧を負荷電流の大きさに応じて制御することにより、電流変化率抑制素子群に蓄積されたエネルギーを回収コンデンサに回収するための時間を短縮できるので、例えばＰＷＭ制御される場合は各ＰＷＭ周期の間に出力端子に出力できる電圧を増加できるため、インバータ装置をより大容量化できる。
【００７６】
第４の発明によれば、前記第１ないし第３のうちの何れかの発明において、同一の直流電圧回路に接続される複数台の前記２レベルインバータブリッジまたは前記３レベルインバータブリッジを有する場合において、前記複数台のインバータブリッジを複数組に分け、各組のインバータブリッジにはそれぞれ組毎に異なるエネルギー回生回路を接続し、かつ前記各エネルギー回生回路は前記直流電圧回路に電力を回生するので、各エネルギー回生回路に接続される各組毎に回収コンデンサの充電電圧を個別に制御でき、例えば各負荷回路に流れる電流に応じて各エネルギー回生回路毎に回収コンデンサの充電電圧を最適値に制御することによりそれぞれのインバータブリッジの最大出力電圧を増加し、インバータ装置をより大容量化できる。
【００７７】
第５の発明によれば、前記第１ないし第３のうちの何れかの発明において、前記エネルギー回生回路は、複数の低圧一次巻線と１つの高圧二次巻線からなる昇圧変圧器を備えており、同一の直流電圧回路に接続される複数台の前記２レベルインバータブリッジまたは前記３レベルインバータブリッジを有する場合において、前記複数台のインバータブリッジを複数組に分け、各組のインバータブリッジにはそれぞれ組毎に異なる低圧一次巻線を接続するので、各低圧一次巻線に接続される各組毎に回収コンデンサの充電電圧を個別に制御でき、例えば各負荷回路に流れる電流に応じて各組毎に回収コンデンサの充電電圧を最適値に制御することによりそれぞれのインバータブリッジの最大出力電圧を増加し、インバータ装置を大容量化でき、さらにエネルギー回生回路の昇圧変圧器の２次巻線を複数の１次巻線に対して共通に用いることができるので、前記第４の発明に比べてインバータ装置をより小型化できる。
【００７８】
第６の発明によれば、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記電流変化率抑制素子群は少なくとも１つのヒューズと少なくとも１つのアノードリアクトルを有するので、ヒューズの溶断特性に最適なアノードリアクトルのインダクタンスを設定できるため、確実にヒューズを機能させることができ、インバータ装置をより高信頼度化できる。
【００７９】
第７の発明によれば、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記エネルギー回生回路は前記出力端子から負荷に流れる電流がゼロの期間においてエネルギー回生動作を停止するので、インバータ装置をより低損失化できる。
【００８０】
第８の発明によれば、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記エネルギー回生回路に接続される複数の回収コンデンサは、振動抑制素子を介して前記エネルギー回生回路に接続されるので、回収コンデンサと浮遊インダクタンスとの共振現象による振動電流を抑制し、回収コンデンサの定格電流を低減することができるので、回収コンデンサを小型化でき、ひいてはインバータ装置をより小型化できる。
【００８１】
第９の発明によれば、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記クランプダイオードと前記回収ダイオードの形状は共に同口径の平形パッケージであり、かつ前記クランプダイオードのカソード面と前記回収ダイオードのアノード面または前記クランプダイオードのアノード面と前記回収ダイオードのカソード面とは導電体からなる冷却フィンを介して対向配置されているので、インバータ装置をより小型化できる。
【００８２】
第１０の発明によれば、前記第２の発明において、前記第１のクランプコンデンサと前記第２のクランプコンデンサとを一つの３端子クランプコンデンサに置換し、前記３端子クランプコンデンサの第１の端子は第１のクランプダイオードと第１の回収ダイオードとの直列接続点に接続され、前記３端子クランプコンデンサの第２の端子は直流電圧回路の電位Ｃに接続され、前記３端子クランプコンデンサの第３の端子は第２のクランプダイオードと第２の回収ダイオードとの直列接続点に接続されるので、部品点数および接続端子を低減でき、ひいてはインバータ装置をより小型化できる。
【００８３】
第１１の発明によれば、前記第１ないし第５のうちの何れかの発明において、前記自己消弧型半導体素子はゲート転流型ターンオフサイリスタであるので、インバータ装置の大容量化を確実に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるインバータ装置の回路構成を示す図である。
【図２】図１の２レベルインバータブリッジのスイッチング方法を説明する図である。
【図３】本発明の実施の形態２によるインバータ装置の要部の回路構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態３によるインバータ装置の要部の回路構成を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態４によるインバータ装置の要部の回路構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態６によるインバータ装置の要部の構成を示す正面図である。
【図７】本発明の実施の形態７によるインバータ装置の回路構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態８によるインバータ装置の回路構成を示す図である。
【図９】図８の要部の回路構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態９によるインバータ装置の回路構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態９によるインバータ装置の別の回路構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態１０によるインバータ装置の回路構成を示す図である。
【図１３】図１２の３レベルインバータブリッジのスイッチング方法を説明する図である。
【図１４】本発明の実施の形態１１によるインバータ装置の要部の回路構成を示す図である。
【図１５】従来のインバータ装置の回路構成を示す図である。
【図１６】従来のインバータ装置の別の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１直流電圧回路、２自己消弧型半導体素子（ＧＣＴ）、３フリーホイールダイオード、４アノードリアクトル、５クランプダイオード、６クランプコンデンサ、７放電抵抗、８結合ダイオード、９電流変化率抑制素子群、１０回収ダイオード、１１回収コンデンサ、１２エネルギー回生回路、１３ヒューズ回路網、１３ａ，１３ｂブスバー、１４振動抑制素子、１５単相インバータ、１６昇圧変圧器、１７ダイオード整流器、１８冷却フィン、１９圧接構造物、２０導電体、２１導電体、２２インバータブリッジ、２３負荷回路、２４３端子コンデンサ、２５端子。

Claims

２つの電位ＰおよびＮを有する直流電圧回路と、負荷に接続される出力端子に前記電位Ｐまたは電位Ｎを選択的に出力可能なｎ台（ｎ≧１の整数）の２レベルインバータブリッジを備えるインバータ装置において、
前記ｎ台の２レベルインバータブリッジの各々は、直列接続された第１および第２の自己消弧型半導体素子と、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続される第１および第２のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐと前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される電流変化率抑制素子群と、前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続されるクランプダイオードとクランプコンデンサからなる第１の直列接続体と、前記クランプコンデンサと前記電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための回収ダイオードと回収コンデンサからなる第２の直列接続体とを備え、
前記クランプダイオードのカソード端子と前記回収ダイオードのアノード端子を共に前記クランプコンデンサの２つの端子のうち前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子に接続されていない端子に接続して、前記電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーにより前記回収コンデンサを充電するともに、前記第１、第２の自己消弧型半導体素子のスイッチング動作以外の期間に前記クランプダイオードに逆電圧を印加するようにし、さらに、
前記回収コンデンサに接続され、前記回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路に回生するためのエネルギー回生回路を設けたことを特徴とするインバータ装置。
３つの電位Ｐ、ＣおよびＮを有する直流電圧回路と、負荷に接続される出力端子に前記電位Ｐ、電位Ｃまたは電位Ｎを選択的に出力可能なｎ台（ｎ≧１の整数）の３レベルインバータブリッジを備えるインバータ装置において、
前記ｎ台の３レベルインバータブリッジの各々は、直列接続された第１ないし第４の自己消弧型半導体素子と、前記第１ないし第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続される第１ないし第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃと前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される第１の結合ダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃとの間に接続される第２の結合ダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐと前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続される第１の電流変化率抑制素子群と、前記直流電圧回路の電位Ｎと前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続される第２の電流変化率抑制素子群と、前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃとの間に接続される第１のクランプダイオードと第１のクランプコンデンサからなる第１の直列接続体と、前記直流電圧回路の電位Ｃと前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続される第２のクランプコンデンサと第２のクランプダイオードからなる第２の直列接続体と、前記第１のクランプコンデンサと前記第１の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための第１の回収ダイオードと第１の回収コンデンサからなる第３の直列接続体と、前記第２のクランプコンデンサと前記第２の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーを回収するための第２の回収ダイオードと第２の回収コンデンサからなる第４の直列接続体とを備え、
前記第１のクランプダイオードのカソード端子と前記第１の回収ダイオードのアノード端子を共に前記第１のクランプコンデンサの２つの端子のうち前記直流電圧回路の電位Ｃに接続されていない端子に接続し、また前記第２のクランプダイオードのアノード端子と前記第２の回収ダイオードのカソード端子を共に前記第２のクランプコンデンサの２つの端子のうち前記直流電圧回路の電位Ｃに接続されていない端子に接続して、前記第１、第２の電流変化率抑制素子群の蓄積エネルギーにより前記第１、第２の回収コンデンサをそれぞれ充電するとともに、前記第１ないし第４の自己消弧型半導体素子のスイッチング動作以外の期間に、前記第１、第２のクランプダイオードにそれぞれ逆電圧を印加するようにし、さらに、
前記第１の回収コンデンサに接続され、かつ前記第１の回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路の電位Ｐと電位Ｃとの間に回生するための第１のエネルギー回生回路と、前記第２の回収コンデンサに接続され、かつ前記第２の回収コンデンサに蓄積されるエネルギーを前記直流電圧回路の電位Ｃと電位Ｎとの間に回生するための第２のエネルギー回生回路とを設けたことを特徴とするインバータ装置。
前記エネルギー回生回路は、回収コンデンサの充電電圧を出力端子から負荷に流れる電流の大きさに比例して制御することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
同一の直流電圧回路に接続される複数台の前記２レベルインバータブリッジまたは前記３レベルインバータブリッジを有する場合において、前記複数台のインバータブリッジを複数組に分け、各組のインバータブリッジにはそれぞれ組毎に異なるエネルギー回生回路を接続し、かつ前記各エネルギー回生回路は前記直流電圧回路に電力を回生することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置。
前記エネルギー回生回路は、複数の低圧一次巻線と１つの高圧二次巻線からなる昇圧変圧器を備えており、同一の直流電圧回路に接続される複数台の前記２レベルインバータブリッジまたは前記３レベルインバータブリッジを有する場合において、前記複数台のインバータブリッジを複数組に分け、各組のインバータブリッジにはそれぞれ組毎に異なる低圧一次巻線を接続することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置。
前記電流変化率抑制素子群は少なくとも１つのヒューズと少なくとも１つのアノードリアクトルを有することを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のインバータ装置。
前記エネルギー回生回路は前記出力端子から負荷に流れる電流がゼロの期間においてエネルギー回生動作を停止することを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のインバータ装置。
前記エネルギー回生回路に接続される複数の回収コンデンサは、振動抑制素子を介して前記エネルギー回生回路に接続されることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のインバータ装置。
前記クランプダイオードと前記回収ダイオードの形状は共に同口径の平形パッケージであり、かつ前記クランプダイオードのカソード面と前記回収ダイオードのアノード面または前記クランプダイオードのアノード面と前記回収ダイオードのカソード面とは導電体からなる冷却フィンを介して対向配置されていることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のインバータ装置。
前記第１のクランプコンデンサと前記第２のクランプコンデンサとを一つの３端子クランプコンデンサに置換し、前記３端子クランプコンデンサの第１の端子は第１のクランプダイオードと第１の回収ダイオードとの直列接続点に接続され、前記３端子クランプコンデンサの第２の端子は直流電圧回路の電位Ｃに接続され、前記３端子クランプコンデンサの第３の端子は第２のクランプダイオードと第２の回収ダイオードとの直列接続点に接続されることを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
前記自己消弧型半導体素子はゲート転流型ターンオフサイリスタであることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のインバータ装置。