JP3251802B2 - 直列多重電力変換装置 - Google Patents
直列多重電力変換装置Info
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- JP3251802B2 JP3251802B2 JP04809195A JP4809195A JP3251802B2 JP 3251802 B2 JP3251802 B2 JP 3251802B2 JP 04809195 A JP04809195 A JP 04809195A JP 4809195 A JP4809195 A JP 4809195A JP 3251802 B2 JP3251802 B2 JP 3251802B2
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- JP
- Japan
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- parallel
- switching elements
- switching element
- series
- igbt
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】直列多重電力変換器のスイッチン
グ素子を複数個並列に接続して用いる際の電力変換器を
構成する素子の実装配置に関する。
グ素子を複数個並列に接続して用いる際の電力変換器を
構成する素子の実装配置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、電気車駆動用のインバータとして
誘導電動機に対する出力電圧を従来の２値レベルに変え
て３値にして見かけ上のスイッチング周波数を増大させ
ることにより基本波電圧のリップルを低減させるいわゆ
る直列多重インバータ（３レベルインバータ）が実用化
されつつある。一方において、電力変換器を構成するス
イッチング素子もモジュール型の大容量ＩＧＢＴ（イン
シュレーテッド ゲートバイポーラ トランジスタ）が
開発されつつある。
誘導電動機に対する出力電圧を従来の２値レベルに変え
て３値にして見かけ上のスイッチング周波数を増大させ
ることにより基本波電圧のリップルを低減させるいわゆ
る直列多重インバータ（３レベルインバータ）が実用化
されつつある。一方において、電力変換器を構成するス
イッチング素子もモジュール型の大容量ＩＧＢＴ（イン
シュレーテッド ゲートバイポーラ トランジスタ）が
開発されつつある。
【０００３】しかし、大容量化されたとはいえ、電気車
用としてはまだ容量不足であるので、特開平5−227763
号公報に記載されているようにＩＧＢＴモジュールを、
１アーム毎に２並列接続して用いている。その際の実装
配置としてこの公報には直列多重インバータのクランプ
ダイオードを中央に直線的に配置し、その両側に４直列
接続されたＩＧＢＴを夫々配置することが記載されてい
る。
用としてはまだ容量不足であるので、特開平5−227763
号公報に記載されているようにＩＧＢＴモジュールを、
１アーム毎に２並列接続して用いている。その際の実装
配置としてこの公報には直列多重インバータのクランプ
ダイオードを中央に直線的に配置し、その両側に４直列
接続されたＩＧＢＴを夫々配置することが記載されてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで上記従来技術
においては、２並列接続して用いるとＩＧＢＴがブレー
クダウンしてしまうという問題があった。
においては、２並列接続して用いるとＩＧＢＴがブレー
クダウンしてしまうという問題があった。
【０００５】本発明は、スイッチング素子を並列接続し
て用いてもブレークダウンしないようにすることを目的
とする。
て用いてもブレークダウンしないようにすることを目的
とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、並列接続したスイッチング素子モジュールを
中央に配置し、並列接続したクランプダイオードを夫々
スイッチング素子モジュールの両側に対称な位置に配置
するものである。
本発明は、並列接続したスイッチング素子モジュールを
中央に配置し、並列接続したクランプダイオードを夫々
スイッチング素子モジュールの両側に対称な位置に配置
するものである。
【０００７】
【作用】並列接続されたスイッチング素子モジュール同
士を中央に配置することにより近接配置可能になり、か
つ、スイッチング素子を駆動するゲートドライブとスイ
ッチング素子との間の配線を短くすることができる。こ
のため、並列接続されたスイッチング素子モジュール間
及びゲートドライブとスイッチング素子との間の配線の
インダクタンスが低減され、この結果、ブレークダウン
の主因である後述するスイッチング素子間の振動電流が
減少し、ブレークダウンに至らない。
士を中央に配置することにより近接配置可能になり、か
つ、スイッチング素子を駆動するゲートドライブとスイ
ッチング素子との間の配線を短くすることができる。こ
のため、並列接続されたスイッチング素子モジュール間
及びゲートドライブとスイッチング素子との間の配線の
インダクタンスが低減され、この結果、ブレークダウン
の主因である後述するスイッチング素子間の振動電流が
減少し、ブレークダウンに至らない。
【０００８】
【実施例】本発明の一実施例を図１を用いて説明する。
図１に負荷である誘導電動機３に可変電圧可変周波数の
三相交流を供給する直列多重インバータの一相分を示
す。負荷３である誘導電動機に３レベルの電圧を供給す
る仕組みは、IGBT11a〜12aがオンすると直流電源１及び
２の電圧の合計が誘導電動機にかかり、IGBT12a〜13bが
オンすると直流電源２の電圧がクランプダイオード１５
ａ〜１６ｂを介して誘導電動機に出力され、また、IGBT
13a〜14bがオンすると直流電源２のマイナス側が誘導電
動機と接続されることによる。また、この直流電源１，
２は、直流電気車の場合、図示しない直流架線から直流
をパンタグラフで受電しこれを分圧する分圧コンデンサ
であり、交流電気車の場合、交流を直流に変換するコン
バータの直流出力を分圧する分圧コンデンサである。更
に、ＩＧＢＴモジュール１１ａ〜１４ｂ内のＩＧＢＴに
並列接続されているダイオードはフリーホイールダイオ
ードである。
図１に負荷である誘導電動機３に可変電圧可変周波数の
三相交流を供給する直列多重インバータの一相分を示
す。負荷３である誘導電動機に３レベルの電圧を供給す
る仕組みは、IGBT11a〜12aがオンすると直流電源１及び
２の電圧の合計が誘導電動機にかかり、IGBT12a〜13bが
オンすると直流電源２の電圧がクランプダイオード１５
ａ〜１６ｂを介して誘導電動機に出力され、また、IGBT
13a〜14bがオンすると直流電源２のマイナス側が誘導電
動機と接続されることによる。また、この直流電源１，
２は、直流電気車の場合、図示しない直流架線から直流
をパンタグラフで受電しこれを分圧する分圧コンデンサ
であり、交流電気車の場合、交流を直流に変換するコン
バータの直流出力を分圧する分圧コンデンサである。更
に、ＩＧＢＴモジュール１１ａ〜１４ｂ内のＩＧＢＴに
並列接続されているダイオードはフリーホイールダイオ
ードである。
【０００９】４直列接続されたＩＧＢＴモジュール１１
ａ，１２ａ，１３ａ，１４ａに隣接して夫々並列接続し
たＩＧＢＴモジュール１１ｂ，１２ｂ，１３ｂ，１４ｂ
を配置し、その両側に夫々のクランプダイオード１５ａ
〜１６ｂを実装配置した。
ａ，１２ａ，１３ａ，１４ａに隣接して夫々並列接続し
たＩＧＢＴモジュール１１ｂ，１２ｂ，１３ｂ，１４ｂ
を配置し、その両側に夫々のクランプダイオード１５ａ
〜１６ｂを実装配置した。
【００１０】このように配置することにより並列ＩＧＢ
Ｔ間の振動電流が減少する理由を図２を用いて説明す
る。図２において、図１に示された並列ＩＧＢＴのうち
１１ａ及び１１ｂの間に従来技術に示されたようにクラ
ンプダイオードのモジュールが配置されている場合、並
列ＩＧＢＴ間の配線長はその分長くなる。ゲートドライ
ブ回路２１とIGBT11a のゲート間の配線インダクタンス
ＬＧ１、及び、ゲートドライブ回路２１とIGBT11a のゲ
ート間の配線インダクタンスＬＧ２の大きさは等しいこ
とが望ましいのであるが、配線長が長いと実装上等しく
することは困難である。このとき配線インダクタンスＬ
Ｇ２が大きいとすると、ゲートドライブ回路２１からの
ゲート電流はIGBT11aに流れ、IGBT11bに先立ってIGBT11
a がオンし、負荷電流が電源からIGBT11a 、配線インダ
クタンスＬＥ１を介して流れる。このとき配線インダク
タンスＬＥ１に蓄えられた電磁エネルギーはIGBT11a の
ゲートエミッタ間に存在する接合容量Ｃ１，IGBT11b の
接合容量Ｃ２を介して一巡する。この電流のため、接合
容量Ｃ１に電位が発生しIGBT11a はオフする。このタイ
ミングでIGBT11b がオンすると配線インダクタンスＬＥ
２に電磁エネルギーが蓄えられ同様にIGBT11bがオフ
し、IGBT11aがオンする。このように配線インダクタン
スと接合容量の間のエネルギー授受に起因する振動電流
が流れると並列接続されたＩＧＢＴが交互にオン，オフ
することになり、そのオン，オフのタイミングによって
はブレークダウンすることもある。
Ｔ間の振動電流が減少する理由を図２を用いて説明す
る。図２において、図１に示された並列ＩＧＢＴのうち
１１ａ及び１１ｂの間に従来技術に示されたようにクラ
ンプダイオードのモジュールが配置されている場合、並
列ＩＧＢＴ間の配線長はその分長くなる。ゲートドライ
ブ回路２１とIGBT11a のゲート間の配線インダクタンス
ＬＧ１、及び、ゲートドライブ回路２１とIGBT11a のゲ
ート間の配線インダクタンスＬＧ２の大きさは等しいこ
とが望ましいのであるが、配線長が長いと実装上等しく
することは困難である。このとき配線インダクタンスＬ
Ｇ２が大きいとすると、ゲートドライブ回路２１からの
ゲート電流はIGBT11aに流れ、IGBT11bに先立ってIGBT11
a がオンし、負荷電流が電源からIGBT11a 、配線インダ
クタンスＬＥ１を介して流れる。このとき配線インダク
タンスＬＥ１に蓄えられた電磁エネルギーはIGBT11a の
ゲートエミッタ間に存在する接合容量Ｃ１，IGBT11b の
接合容量Ｃ２を介して一巡する。この電流のため、接合
容量Ｃ１に電位が発生しIGBT11a はオフする。このタイ
ミングでIGBT11b がオンすると配線インダクタンスＬＥ
２に電磁エネルギーが蓄えられ同様にIGBT11bがオフ
し、IGBT11aがオンする。このように配線インダクタン
スと接合容量の間のエネルギー授受に起因する振動電流
が流れると並列接続されたＩＧＢＴが交互にオン，オフ
することになり、そのオン，オフのタイミングによって
はブレークダウンすることもある。
【００１１】本実施例においては、並列接続されたＩＧ
ＢＴ同士を近接配置させているのでゲートドライブ回路
２１と各ＩＧＢＴ間の配線をする際、多少両ＩＧＢＴの
ゲートから中心がずれても、配線インダクタンスＬＧ１
及びＬＧ２の差は大きくならず、また配線インダクタン
スそのものを小さくすることができる。さらに、近接配
置により配線インダクタンスＬＥ１，ＬＥ２も小さくな
るので蓄えられる電磁エネルギーが小さくなり振動電流
が流れたとしても接合容量の電圧がそれほど大きくなら
ないので、ＩＧＢＴがゲート信号に反してオフすること
がない。
ＢＴ同士を近接配置させているのでゲートドライブ回路
２１と各ＩＧＢＴ間の配線をする際、多少両ＩＧＢＴの
ゲートから中心がずれても、配線インダクタンスＬＧ１
及びＬＧ２の差は大きくならず、また配線インダクタン
スそのものを小さくすることができる。さらに、近接配
置により配線インダクタンスＬＥ１，ＬＥ２も小さくな
るので蓄えられる電磁エネルギーが小さくなり振動電流
が流れたとしても接合容量の電圧がそれほど大きくなら
ないので、ＩＧＢＴがゲート信号に反してオフすること
がない。
【００１２】さらに、本実施例では並列接続されたＩＧ
ＢＴへの電流の流入流出は対称にしている（図１、Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ）。このため並列接続した左右のＩＧＢＴの
電流経路差が生じることがなく電流のアンバランスが避
けられる。もし、電流のアンバランスが生じると、ＩＧ
ＢＴオン又はオフの直後に一方のＩＧＢＴに電流が集中
し素子破壊を招く危険がある。
ＢＴへの電流の流入流出は対称にしている（図１、Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ）。このため並列接続した左右のＩＧＢＴの
電流経路差が生じることがなく電流のアンバランスが避
けられる。もし、電流のアンバランスが生じると、ＩＧ
ＢＴオン又はオフの直後に一方のＩＧＢＴに電流が集中
し素子破壊を招く危険がある。
【００１３】１素子の電流容量はそのままにさらに容量
が大きい負荷を駆動する場合、更に並列数を増やさなけ
ればならない。図３を用いて説明する。図３は直列多重
インバータの一相分をＩＧＢＴを４並列接続した斜視図
である。素子の配置は、IGBTを４並列接続（１１ａ〜１
４ｄ）したものを中央に配置し、同じく４並列接続した
クランプダイオード（１５ａ〜１６ｄ）を２個ずつ両側
に対称になるように配置している。これら素子の接続
は、４並列接続した素子のうち２個ずつを接続し、更に
その相互の接続点の中点同士を接続するようにした。こ
のようにすることにより素子間の配線インダクタンスを
最小にするのみならず、並列接続した４個の素子の電流
経路を等しくすることができる。直流電源への３本の接
続線は中央部から図示のように下方向又は上方向に、負
荷への１本の接続線も同様に下方向又は上方向に、合わ
せて４本纏めて出すようにする。これは、直流電源や負
荷への線と素子を流れる電流の相互作用を極力少なくし
配線のインダクタンスを低減させるためである。
が大きい負荷を駆動する場合、更に並列数を増やさなけ
ればならない。図３を用いて説明する。図３は直列多重
インバータの一相分をＩＧＢＴを４並列接続した斜視図
である。素子の配置は、IGBTを４並列接続（１１ａ〜１
４ｄ）したものを中央に配置し、同じく４並列接続した
クランプダイオード（１５ａ〜１６ｄ）を２個ずつ両側
に対称になるように配置している。これら素子の接続
は、４並列接続した素子のうち２個ずつを接続し、更に
その相互の接続点の中点同士を接続するようにした。こ
のようにすることにより素子間の配線インダクタンスを
最小にするのみならず、並列接続した４個の素子の電流
経路を等しくすることができる。直流電源への３本の接
続線は中央部から図示のように下方向又は上方向に、負
荷への１本の接続線も同様に下方向又は上方向に、合わ
せて４本纏めて出すようにする。これは、直流電源や負
荷への線と素子を流れる電流の相互作用を極力少なくし
配線のインダクタンスを低減させるためである。
【００１４】また、例えば電気車駆動用のインバータの
場合、これら素子モジュールの背面にヒートパイプなど
の冷却装置を取付け外部に露出させ、図に示された面を
筐体内に密閉収納させる。従って、図示の面に向かい合
う面は筐体内にあり、その面に種々の装置，ゲートドラ
イブ回路やスナバ回路などを実装配置していく。
場合、これら素子モジュールの背面にヒートパイプなど
の冷却装置を取付け外部に露出させ、図に示された面を
筐体内に密閉収納させる。従って、図示の面に向かい合
う面は筐体内にあり、その面に種々の装置，ゲートドラ
イブ回路やスナバ回路などを実装配置していく。
【００１５】ゲートドライブ回路２１の配置について図
４を用いて説明する。図４ではIGBT14用のゲートドライ
ブ回路のみを示し他のゲートドライブ回路については省
略した。ゲートドライブ回路２１を４並列接続したＩＧ
ＢＴモジュール１４の中央部上方に配置し、そこからゲ
ート線及びエミッタ線を４つのＩＧＢＴに対して、配線
長が等しくなるように配線する。４並列接続された素子
を中央から左右の２組に分け、夫々のゲート，エミッタ
同士を接続し、接続線の中央同士を接続しその中央部と
ゲートドライブ回路２１を接続するようにしている。こ
のようにすることにより前述したゲート回路の配線イン
ダクタンスのアンバランスによって発生する振動電流を
減少することができ、中央部にクランプダイオードを配
する従来技術に比べ４並列接続したＩＧＢＴモジュール
間を近接配置することができるため、ゲートドライブ回
路２１からの配線も短くなるので振動電流発生の主要員
である配線インダクタンスを低減することができるので
素子ブレークダウンを減らすことができる。
４を用いて説明する。図４ではIGBT14用のゲートドライ
ブ回路のみを示し他のゲートドライブ回路については省
略した。ゲートドライブ回路２１を４並列接続したＩＧ
ＢＴモジュール１４の中央部上方に配置し、そこからゲ
ート線及びエミッタ線を４つのＩＧＢＴに対して、配線
長が等しくなるように配線する。４並列接続された素子
を中央から左右の２組に分け、夫々のゲート，エミッタ
同士を接続し、接続線の中央同士を接続しその中央部と
ゲートドライブ回路２１を接続するようにしている。こ
のようにすることにより前述したゲート回路の配線イン
ダクタンスのアンバランスによって発生する振動電流を
減少することができ、中央部にクランプダイオードを配
する従来技術に比べ４並列接続したＩＧＢＴモジュール
間を近接配置することができるため、ゲートドライブ回
路２１からの配線も短くなるので振動電流発生の主要員
である配線インダクタンスを低減することができるので
素子ブレークダウンを減らすことができる。
【００１６】さらに、スナバ回路を実装配置した図を図
５に示す。２２ａ〜２５ｂはスナバダイオード、２６ａ
〜２７ｂはΔ型（又はスター型）に結線されたスナバコ
ンデンサである。中央線から左右対称にスナバダイオー
ド２２ａ〜２５ｂ及びスナバコンデンサ２６ａ〜２７ｂ
を配置する。そして、中央部には前述のゲートドライブ
回路を配置し振動電流の減少を図っている。このような
配置が可能となるのは前記した従来技術に記載のように
個々のスイッチ素子にスナバ回路をつける個別スナバ方
式ではなくΔ型（又はスター型）スナバ回路を採用した
ことによりスナバコンデンサを集中させることができる
ようになった点も一要因として上げられる。
５に示す。２２ａ〜２５ｂはスナバダイオード、２６ａ
〜２７ｂはΔ型（又はスター型）に結線されたスナバコ
ンデンサである。中央線から左右対称にスナバダイオー
ド２２ａ〜２５ｂ及びスナバコンデンサ２６ａ〜２７ｂ
を配置する。そして、中央部には前述のゲートドライブ
回路を配置し振動電流の減少を図っている。このような
配置が可能となるのは前記した従来技術に記載のように
個々のスイッチ素子にスナバ回路をつける個別スナバ方
式ではなくΔ型（又はスター型）スナバ回路を採用した
ことによりスナバコンデンサを集中させることができる
ようになった点も一要因として上げられる。
【００１７】以上、本実施例によればゲートドライブ回
路とＩＧＢＴモジュール間の配線長を短くすることがで
きるため、実装時における誤差を小さくすることができ
配線インダクタンスのアンバランスが低減され、また、
配線インダクタンスそのものが小さくなるので並列接続
されたＩＧＢＴ間の振動電流の絶対値を低減することが
できる。更に、並列接続されたいずれの素子からの電流
経路を等しくすることによって電流アンバランスを小さ
くすることができる（図４，図５では詳細配線を省略
し、回路のみ示している）。
路とＩＧＢＴモジュール間の配線長を短くすることがで
きるため、実装時における誤差を小さくすることができ
配線インダクタンスのアンバランスが低減され、また、
配線インダクタンスそのものが小さくなるので並列接続
されたＩＧＢＴ間の振動電流の絶対値を低減することが
できる。更に、並列接続されたいずれの素子からの電流
経路を等しくすることによって電流アンバランスを小さ
くすることができる（図４，図５では詳細配線を省略
し、回路のみ示している）。
【００１８】尚、上記実施例においてはスイッチング素
子をＩＧＢＴとして説明したが、接合容量が存在する電
圧駆動型の素子であってモジュール型の素子、例えば、
パワートランジスタなどにも適用可能である。
子をＩＧＢＴとして説明したが、接合容量が存在する電
圧駆動型の素子であってモジュール型の素子、例えば、
パワートランジスタなどにも適用可能である。
【００１９】また、上記実施例ではインバータを例にと
って説明したが、インバータに限らずＰＷＭコンバータ
においても同様である。更に電気車駆動用電力変換器に
限るものではないことは云うまでもない。
って説明したが、インバータに限らずＰＷＭコンバータ
においても同様である。更に電気車駆動用電力変換器に
限るものではないことは云うまでもない。
【００２０】
【発明の効果】以上本発明によれば、直列多重インバー
タを構成するスイッチング素子を並列接続した際のブレ
ークダウンをなくすことができるという効果がある。
タを構成するスイッチング素子を並列接続した際のブレ
ークダウンをなくすことができるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す実装配置図。
【図２】振動電流発生の原理説明図。
【図３】並列接続素子数を増やした本発明の一実施例を
示す図。
示す図。
【図４】図３に示す配置に加えゲートドライブ回路の配
置を示す図。
置を示す図。
【図５】図３に示す配置に加えスナバ回路を配置した
図。
図。
１，２…直流電源、３…負荷、１１〜１４…ＩＧＢＴモ
ジュール、１５，１６…クランプダイオード、２１…ゲ
ートドライブ回路、２２〜２５…スナバダイオード、２
６，２７…スナバコンデンサ。
ジュール、１５，１６…クランプダイオード、２１…ゲ
ートドライブ回路、２２〜２５…スナバダイオード、２
６，２７…スナバコンデンサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斉藤 秀治 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 高崎 利夫 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 坪井 孝 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 ▲高▼久 敏彦 茨城県ひたちなか市堀口832番地の２ 日立システムプラザ勝田 日立水戸エン ジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−344739（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−38506（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−153530（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−276723（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387 H03K 17/12
Claims (3)
- 【請求項１】複数のモジュール型スイッチング素子が並
列接続され、これら並列接続されたスイッチング素子を
４個直列接続したスイッチング素子群を１相分として構
成し、これらのスイッチング素子をゲートドライブ回路
により動作させて直流電源から交流端子に３レベルの電
圧を得る直列多重電力変換装置において、前記４個直列
のスイッチング素子を直線状に並べて配置し、これら各
４個のスイッチング素子の直列体４列を同一平面上に４
並列に並べて中央に配置し、２個のクランプダイオード
の直列体４列を、前記スイッチング素子群の両側に２列
ずつ同一平面上に配置するとともに、直流電源への３本
の接続線と負荷への１本の接続線を、前記４並列のスイ
ッチング素子の中央部（２列目と３列目の中間位置）か
ら取り出すように構成したことを特徴とする直列多重電
力変換装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記スイッチング素子
を４並列とする場合、前記スイッチング素子のうち２個
ずつを並列接続し、さらにその相互の接続点の中点同士
を接続するように構成したことを特徴とする直列多重電
力変換装置。 - 【請求項３】請求項１において、前記スイッチング素子
が配置された前記平面の上方で前記スイッチング素子に
対向する位置にこれらスイッチング素子を駆動するゲー
トドライブ回路を配置したことを特徴とする直列多重電
力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04809195A JP3251802B2 (ja) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | 直列多重電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04809195A JP3251802B2 (ja) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | 直列多重電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251940A JPH08251940A (ja) | 1996-09-27 |
| JP3251802B2 true JP3251802B2 (ja) | 2002-01-28 |
Family
ID=12793655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04809195A Expired - Lifetime JP3251802B2 (ja) | 1995-03-08 | 1995-03-08 | 直列多重電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3251802B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10201243A (ja) * | 1997-01-07 | 1998-07-31 | Hitachi Ltd | 自己消弧形半導体スイッチ素子の並列装置及び電力変換装置 |
| JP4032622B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2008-01-16 | 株式会社日立製作所 | 半導体素子及びこれを用いた半導体装置と変換器 |
| KR100467458B1 (ko) * | 2002-10-22 | 2005-01-24 | 삼성에스디아이 주식회사 | 플라즈마 디스플레이 패널의 구동 장치 및 구동 방법 |
| CN100353652C (zh) * | 2004-10-13 | 2007-12-05 | 南京航空航天大学 | 复合式全桥三电平直流变换器和全桥三电平直流变换器 |
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1995
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