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Verfahren zum Betrieb eines Leistungskondensators
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zur Blindstromkompensation Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren
zum Betrieb eines Leistungskondensators zur Blindstromkompensation gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1.
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Ein Verfahren zum Betrieb von Kondensatoranlagen mit Thyristorschaltgliedern
zur Blindleistungskompensation ist aus der ASEA-Zeitschrift 1971, 6, Seiten 140
- 144 bekannt.
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Nach diesem bekannten Verfahren werden zur Änderung der Blindleistungserzeugung
einer Kondensatorbatterie Teile der Batterie über Thyristoren, die in jeder Phase
antiparallel
geschaltet sind, zu- und abgeschaltet. Dabei treten
abhängig vom Schaltaugenblick und von den Netzreaktanzen SchaltüDerströme und -überspannungen
auf, die nur dann vermieden werden, wenn das Ein- und Ausschalten der Kondensatorbatterie
immer im Nulldurchgang des stationären Stromes erfolgt, das heizt bei den positiven
oder negativen Amplitudenwerten der Netzspannung. Man spricht dann vom synchronen
Kondensatorschalten.
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Das bedeutet aber, daß beim Abschalten der Batterie oder Teilen der
Batterie die volle Spannung an den Kondensatoren bestehe bleibt, was zu einer Gleichspannungsbelastung
der Kondensatr-n führt. Dies macht es erforderlich, daß die Batterie aus Gleich
spannungskondensatoren aufgebaut wird, da das Dielektrikum in Wechselspannungskondensatoren
nicht für mehrere Perioden Glenchspannung ausgesetzt werden sollte. Gleichspannungskondensatoren,
die die im Einschaltzustand auftretende Wechselspannungsbelastung aufnehmen können,
sind jedoch bedeutend teurer als gewöhnliche Wechselspannungskondensatoren, so daß
wegen ihrer technischen und wirtschaftlichen Vorteile vor allem Wechselspannungskondensatoren
verwendet werden sollten.
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Zur Vermeidung der Gleichspannungsbelastung der Kondensatoren ist
aus der DE-AS 21 02 926 eine Schalteinrichtung für eine Kondensatorbatterie bekannt,
deren Steuerorgane derart ausgebildet sind, daß bei reduzierter Blindleistungsaufnahme
der Batterie die Steuerorgane zumindest einiger der Thyristorschaltungen
Steuerimpulse
abgeben, die diese Thyristorschalter mit einer Frequenz, die nur ein Bruchteil der
Netzfrequenz ist, jeweils bei Maximalwerten der Netzspannung abwechselnd in die
eine und andere Richtung einschalten.
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Die Thyristoren werden also so ges teuer, daS die Kondensatoren auch
in den Bereichtschaftsperioden, d.h. in den Zeiten, in denen die Kondensatoren im
Prinzip nicht einqeschaltet sind, ständig umpolarisiert werden. Dadurcn wird eine
reine Gleichspannungsbeanspruchung der Kondensaçoren vermieden und es sollen die
bedeutend Silliaeren Wech e*-spannungskondensatoren verwendet werden können, deren
D-elektrikum keine längere Gleichspannungsbeanspruchung verträgt.
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Bei dieser bekannten Einrichtung werden jedoch die Halbleiterbauelemente
des Kondensatorschalters noch mit dem Betrag der doppelten Netzspannung als Sperrspannung
beansprucht und eine Zuschaltung der Kompensationskondensatoren kann nicht immer
sofort sondern nur dann erfolgen, wenn die Polarität der Netzspannung mit der Polarität
der Ladespannung des Kondensators übereinstimmt, im Extremfall also erst eine volle
Periode später. LetztLich bleibt für die Wechselspan nungskondensatoren der Einfluß
der immer noch vorhandenen Gleichspannungskomponente hinsichtlich ihrer Lebensdauer
als nachteilig zu befürchten, und es kann der niederfrequente
Umladevorgang
der Kondensatoren zu Flimmererscheinungen im angeschlossenen Netz führen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Verfahren zum
Betrieb von Leistungskondensatoren zur Blindstromkompensation ausschließlich Wechselspannungs-Leistungskondensatoren
zu verwenden, die lebensdauermindernde Gleichspannungsbeanspruchung der Leitungskondensatoren
zu vermeiden, die Thyristorsperrspannungsbeanspruchung auf den Betrag der Netzspannung
und die systembedingte Totzeit nach Abgabe eines Zuschaltbefehls auf maximal eine
halbe Netzperiode zu halbieren.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten
Merkmale gelöst.
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Bei der erfindungsgemäßen Lösung wird die lebensdauermidernde Gleichspannungsbeanspruchung
der Wechselspannungs-Leistungskondensatoren aufgehoben, die Sperrspannungsbeanspruchung
der Halbleiterschalter auf den Betrag der Netzspannung reduziert und die systembedingte
Totzeit gegenüber den bekannten Einrichtungen auf maximal eine Halbperiode der Netzspannung
verringert.
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Aus der DE-OS 23 03 939.6 ist ein Verfahren zum Betrieb eines Kondensators
zur Blindstromkompensation eines Wechselstromnetzes in einem aus Kondensator, Halbleiterschalter
und
Induktivität bestehenden Stromkreis bekannt, bei dem das Schalten
des Kondensators erfolgt, wenn die Spannung am Halbleiterschalter angenähert oder
gleich Null ist, wobei der Kondensator in der Viertelperiode vor dem Einschaltzeitpunkt
des Kondensators an das Netz auf den Scheitelwert der Netz-Spannung vorgeladen und
in der Netzviertelperiode nach dem Abschaltzeitpunkt des Kondensators vom Netz vom
Scheitelwert der Netzspannung auf die Spannung angenähert oder gleich Null entladen
wird.
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Bei diesem bekannten Verfahren wird die Induktivität des Schwingkreises
von der induktiven Komponente des Netzinnenwiderstandes gebildet, oder es wird auch
ein besonders induktives Bauelement, z.B. eine Drossel vorgesehen, wobei dann die
Netzinduktivität und die Drosselinduktivität zusammenwirken oder bei einem vollständig
kompensierten Netz die induktive Wirkung der Drossel allein mit der Kapazität das
Schwingkreisverhalten bestimmen.
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Den Schaltzeitpunkt für das Vor- bzw. Entladen des Kondensators innerhalb
der Viertel periode vor bzw0 nach dem Ein- oder Abschalten des Kondensators vom
Netz muß bei diesem Verfahren unter Berücksichtigung der das Schwingkreisverhalten
bestimmenden Größen gewählt werden, und zwar derart, daß das Schaltüberschwingen
der Spannung am Kondensator genau auf die gewünschten Werte, insbesondere den Scheitelwert
der Netzspannung beim Vorladen
oder den Wert Null beim Entladen
erfolgt, so da; die Anwendung dieses Entladeverfahrens auf Anlagen mit entimmten
hohen Reihenresonanzfrequenzen festgelegt ist.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispiels erläutert. Es zeigen Figur 1 eine einphasige Anordnung zur
Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, Figur 2 den prinzipiellen Aufbau
der Steuerungsschaltung des Halbleiterschalters nach Figur 1, Figur 3 die Zeitverläufe
der elektrischen Größen beim Einschalten des Leistungskondensators und Figur 4 die
Zeitverläufe der elestrischen Grö:,erl bei einer zweistufigen Schwingungsentladung.
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Die in Figur 1 dargestellte Anordnung enthalt einen Halbleiterschalter
1, der einen aus einer Induktivität 3 und einem Leistungskondensator 2 bestehenden
Reihenschwingkreis an das der Wechselstromnetz 4 mit Spannung UL schaltet. Der Halbleiterschalter
1 besteht in diesem Ausführungsbeispiel aus einem Thyristor-Wechselwegpaar, d.h.
antiparallel geschalteten Thyristoren, dem eine Steuerung 6 Steuerstromimpulse ig
lisiert@ die in Abhängigkeit der am Halbleiterschalter 1 liegenden Spannung Us und
der am Leistungskondensator 2 liegend@
Spannung Uc erzeugt werden.
Die Induktivität 3 des Reihen-Schwingkreises kann von der induktiven Komponente
des Netzinnenwiderstandes gebildet werden, oder es kann noch zusdtzlich eie Drossel
vorgesehen werden.
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Das in Figur 2 dargestellte Blockschaltbild dr Steuerschaltung nach
Figur 1 enthält einen Halbleiterschalter 1, dessen Steueranschluß mit einem Steuerimpulse
iG abgebenden elektroniszhen Schalter 52 vercuncen ist. Dieser elektronische Schalter
52 ist über eine Stromversorgungseinheit 5 mit einem Optokoppler 56 verbunden, dessen
Eingang jeweils mit dem Zuschaltbefehl ein von einer eXzLrnen Steuerung oder b Regelung
zur Blindstromkompensation/beaufschlagt wird. Eine In Reihe mit dem Halbleiterschalter
1 liegende Primärwicklung eines Stromwandlers 58 ist sekundärseitig mit einer Einrichtung
zur Stromnulldurchgangsfassung 54 verbunden, die wiederum mit den Eingängen einer
Steuerlogik 57 und der Stromversorgungseinheit 55 sowie der Anode des Halbleiterschalters
1 verbunden ist.
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An Anoden und Kathode des Halbleiterschalters 1 angeschlossen sind
Einrichtungen zur Spannunqsnulldurchganqserfassung 53 und Schweilwertspannunqserfassung
51 sowie die Stromversorgungseinheit 55. Eingänge der Steuerlogik 57 sind neben
dem Ausgang der Stromnulldurchgangserfassung 54 noch mit den Ausqänaen der Spannungsnullldurchgangserfassung
53 und des
Optokopplers 56 verbunden. Zwei weitere Eingänge des
elektronischen Schalters 52 sind an den Ausgang der Steuerlogik 57 und der Einrichtung
zur Schwellwertspannungserfassung 51 angeschlossen, während der Ausgang der Steuerlogik
57 zusätzlich noch mit einem der Eingänge der Schwellwertspannungserfassung 51 verbunden
ist.
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Die einzelnen Blöcke dieses Blockschaltbildes sind In üblicher Weise
aus Verstärkungs- bzw. logischen Schaltelementen aufgebaut, wobei ihre Funktionsweise
den nachstehenden Erläuterungen im Zusammenhang mit den in den Figuren 3 und 4 dargestellten
Zeitverläufen der elektrischen Größen beim Ein- und Ausschalten des Leistungskondensators
entnommen werden kann.
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Soll der Halbleiterschalter 1 eingeschaltet werden, mu an den Optokoppler
56 ein Ein-Signal gelegt werden, solange der Kondensator 2 ans Netz 4 angeschlossen
bleiben soll. Die Spannungsnulldurchgangserfassung 53 erzeugt nach jedem positiven
Nulldurchgang der Schalterspannung (Anoden-Kathodenspannung des Halbleiterschalters)
einen Impuls, der dann in der Steuerlogik 57 mit dem Ausgangssignal des Optokopplers
56 verknüpft wird. Die Steuerlogik 57 gibt daraufhin einen Impuls an den elektronischen
Schalter 52,einer Transistorstufe, weiter, wodurch dieser den Steuerstrom iG für
den Halbleiterschalter 1 freigibt. Den Steuerstrom iG liefert eine Stromversorgungseinheit
55, die ihrerseits ihre Leistung aus dem Hauptstromkreis bezieht, indem
im
Aus-Zustand des Halbleiterschalters 1 über einen Parallelweg zum Schalter ein Kondensator
aufgeladen wird, und im Einschaltzustand über den Stromwandler 58 und die Stromnulldurchgangserfassung
54 vom Verbraucherstrom iv V ein Strom abgezweigt wird. Die Stromnulldurchgangserfassung
54 gibt nach jedem Polaritätswechsel des Verbraucherstromes iv V einen Impuls an
die Steuerlogik 57 ab, um den Verbraucherstrom iV bei Vorhandensein eines Ein-Signals
aufrechtzuerhalten.
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Die Verhältnisse beim Einschalten des Leistungskondensators werden
anhand der in Figur 3 dargestellten Verläufe der hetzwechselspannung UL, der Spannung
am Leistungskondensator U c und des Kondensatorstromes sowie des Zuschaltbefehls
5ein und des Steuerimpulsstromes i5 über der Zeit t erläutert.
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Kurz vor jedem Einschalten wird der Leistungskondensator 2 nicht auf
den Scheitelwert der Netzspannung UL vorgeladen, sondern der Halbleiterschalter
1 erhält nach Abgabe des Zuschaltbefehls Sein zum Zeitpunkt t im positiven Nulldurchgang
der Schalterspannung U zum Zeitpunkt t1 einen kurzen Steuer-5 stromimpuls iG. Mit
der Annahme eines ungeladenen Leistungskondensators 2 entspricht im Einschaltaugenblick
die Schalterspannung U der Netzspannung U, d.h., der Leistungskondensator 2 5 wird
bei Netzspannung U = 0 ans Netz 4 geschaltet, wodurch dem stationären Verbraucherstrom
Ausgleichsströme überlagert sind. Dies kann dazu führen, daß der Verbraucherstrom
ivinner
halb einer Stromhalbperiode einen oder mehrere Nulldurchgänge
hat, was schon nach dem ersten Nulldurchgang zu einem Abschalten des Halbleiterschalters
1 führen würde. Dies kann man verhindern, wenn eine Stromnulldurchgangserfassung
für einen erneuten Steuerstromimpuls an den Halbleiterschalter i zum Zeitpunkt des
Nulldurchgangs (t2) sorgt. Neben der Abgabe mehrerer Steuerimpulse an den Halbleiterschalter
1 kann dieser auch durch einen Dauersteuerimpuls ständig leitend gehalten werden.
Während der gesamten Einschaltdauer des Halbleiterschalters 1 erfolgt im Wechselstromnetz
4 mit Hilfe des Leistungskondensators 2 eine Blindstromkompensation.
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Der zeitliche Verlauf der elektrischen Größen nach Beendigung des
Leistungskondensator-Zuschaltbefehls 5ein wird anhand der Figur 4 erläutert. Erhält
die Lumineszenzdiode des Optokopplers 56 vom Zeitpunkt t4ab kein Signal mehr, schaltet
der Halbleiterschalter 1 beim nächsten Nulldurchgang des Verbraucherstromes t ab.
Zu diesem Zeitpunkt t5 hat die Netzspannung UL ihren Scheitelwert erreicht, und
die Spannung U am Leistungsc kondensator 2 verbleibt auf diesem Spannungswert bis
zum Zeitpunkt t6, bei dem eingebaute Begrenzer durch eine geringfügige Entladung
des Kondensators 2 ein weiteres Ansteigen der Spannung am Halbleiterschalterfverhindern.
Normalerweise wird man die Ansprechspannung der Begrenzer etwas höher wählen, um
ein periodisches Ansprechen der Begrenzer zu vermeiden.
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Die Spannung am Halbleiterschalter 1 ergibt sich aus der Differenz
von Kondensator spannung Uc und Netzspannung UL.
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Unterschreitet die Schalterspannung einen einstellbaren Schwellwert
USchw (Zeitpunkte t7 bzw. t8), gibt die Schwellwert-Spannungserfassung 51 einen
Impuls an den elektronischen Schalter 52 ab, der damit kurzzeitig den Steuerstrom
iG fließen läßt und den Halbleiterschalter 1 ansteuert. Damit wird der Kondensatorgteilweise
auf eine Spannung entladen, die vom Schwellwert USchw und den Werten des Leistungskondensators
2 und der Induktivität 3 abhängig ist. Zum Zeitpunkt t8 erfolgt wiederum die Abgabe
eines Steuerimpulses iG an den Halbleiterschalter 1, so daß eine erneute Entladung
des Leistungskondensators 2 die Spannung Uc am Leistungskondensator 2 ungefähr auf
den Wert Null einschwingen läßt.
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Die zwei- oder mehrstufige Schwingungsentladung beinhaltet eine erhebliche
Vergrößerung der Schonzeit für den steuerbaren Halbleiterschalter 1 und läßt große
Toleranzen bei der Festlegung des Entladezeitpunktes zu. Am zeitlichen Verlauf der
elektrischen Größen sind die Vorteile des erfindungsgemäßen Verfahrens leicht zu
ersehen: Der Leistungskondensator zur Blindstromkompensation des Netzes unterliegt
einer reinen Wechselspannungsbeanspruchung, womit Nachteile hinsichtlich seiner
Lebensdauer aufgrund von Gleichstrombelastungen vermieden sind. Des weiteren werden
die
Leistungshalbleiterbauelemente des Kondensatorschalters sperrspannungsmäßig
nur mit dem Betrag der einfachen Netzspannung beansprucht, da die Kondensatorspannung
im ausgeschalteten Zustand gleich Null ist. Weiterhin kann der Zu- und Abschaltzeitpunkt
des Leistungskondensators am Netz sowohl im positiven als auch negativen Scheitelwert
der Netzspannung liegen. Auch ist eine Vorladung der Spannung Uc des Leistungskondensators
auf Werte ungleich der Netzscheitelspannung durch Verschiebung des Vorladezeitpunktes
möglich. Dabei bringt eine Verschiebung in Richtung des Netzspannungsscheitelwertes
eine Vorladespannung, die größer als die Scheitelwertspannung des Netzes ist. Durch
die Anpassungsfähigkeit durch Veränderung des Vor- und analog entsprechend auch
des Entladezeitpunktes ist es möglich, die Bedingungen für ein exaktes ausgleichstromfreies
Schalten zu realisieren.
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Während beim bekannten Verfahren nach der DE-OS 23 03 939 der Schaltzeitpunkt
für das Vor--bzw. Entladen innerhalb der Viertelperiode vor bzw. nach dem Ein- oder
Abschalten des Kondensators 2 unter Berücksichtigung der das Schwingkreisverhalten
bestimmenden Größen vorzugsweise derart gewählt werden müßte, daß die Spannung am
Kondensator 2 genau auf die gewünschten Werte, insbesondere den Scheitelwert der
Netzspannung einschwingt, besteht beim erfindungsgemäßen Verfahren eine solche Einschränkung
nicht mehr.