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Anordnung zur stufenlosen Steuerung der elektrischen Leistung an einem
Gleichstromverbraucher über Schalttransistoren Die Erfindung bezieht sich auf eine
Anordnung zur stufenlosen Steuerung der elektrischen Leistung an einem Gleichstromverbraucher
über Schalttransistoren, deren Schaltzustände nach Schaltabschnitten wechseln, deren
Dauer entsprechend dem einzusteuernden Gleichstrommittelwert eingestellt ist. Mit
derartigen Schalttransistoren ist es beispielsweise möglich, einen Gleichstromverstärker
zu bauen, der gegenüber einem kontinuierlich arbeitenden Verstärker bei gleichem
Aufwand an Bauelementen einen besseren Wirkungsgrad und demgemäß eine höhere Leistung
hat. Der Grundgedanke liegt darin, den Verstärker periodisch voll zu öffnen und
zu schließen und die abgegebene Leistung dadurch zu steuern, daß das Verhältnis
der S tromführungszeit zur Pausenzeit verändert wird. Bei konstanter Periodendauer
ist die ausgesteuerte Leistung proportional dem Quotienten aus der Zeit, in der
der Transistor geöffnet ist, und der Perioden-(lauer, wenn man die Umschaltzeit
vernachlässigt. Damit stellt sich die Aufgabe, den Quotienten der Eingangsgröße,
z. B. dem zugeführten Steuerstrom, verhältnisgleich zu machen. Damit ist es aber
nicht möglich, die Richtung des die Gleichstromleistung bestimmenden Energieflusses
umzukehren. Zur Lösung dieser Aufgabe sind Brückenschaltungen mit Transistoren besonders
geeignet. Brückenschaltungen mit Transistoren an sich sind bereits bekannt. Die
Leistung durch diese Brückenschaltungen steuert man bisher Jedoch nicht durch Steuerung
der Stromführungszeiten der Transistoren, da ohne besondere Maßnahmen ein betriebssicheres
Verhalten nicht gewährleistet werden kann, durch die verhindert werden muß, daß
bei Umsteuerung der Transistoren kurzzeitig alle Transistoren stromführend sind
und somit ein Kurzschluß auftritt. Sollten bei extremen Steuerbedingungen infolge
Störungen dennoch Kurzschlußströme auftreten, so müssen auch diese entsprechend
begrenzt werden.
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Einer bekannten Brückenschaltung mit Transistoren liegt beispielsweise
die Aufgabe zugrunde, die Polarität einer Gleichspannung umzukehren bzw. eine Gleichspannung
in eine Wechselspannung umzuformen.
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Die Erfindung zeigt nun einen Weg, der es gestattet, bei derartigen
bekannten Brückenschaltungen mit "Transistoren die für Einzeltransistoren bekannte
Steuerung auf einen Gleichstrommittelwert anzuwenden und die dargelegten möglichen
Fehlerquellen zu vermeiden. Dies ist bei einer Anordnung zur stufenlosen Steuerung
der elektrischen Leistung an einem Gleichstromverbraucher über Schalttransistoren,
deren Schaltzustände nach Schaltabschnitten wechseln, deren Dauer entsprechend dem
einzusteuernden Gleichstrommittelwert eingestellt ist nach der Erfindung dadurch
möglich, daß die Schalttransistoren in an sich bekannter Weise in einer Brückenschaltung,
an deren einer Brückendiagonalen die speisende Gleichspannung und an deren anderer
Brückendiagonalen der Verbraucher liegen, angeordnet sind, in der jeweils die Schalttransistoren
in gegenüberliegenden Brückenzweigen auf den gleichen Schaltzustand gesteuert sind,
daß zur Vermeidung von Kurzschlußströmen während der Umschaltzeit das Einschalten
gegenüberliegender Schalttransistoren zeitlich verzögert gegenüber dem Ausschalten
der anderen Schalttransistoren erfolgt, daß zur Dämpfung und Begrenzung etwa dennoch
auftretender Kurzschlußströme in die Speisespannungsleitung eine nur auf kurzzeitige
Stromimpulse ansprechende Drosselspule mit einem parallel geschalteten, in Sperrichtung
beanspruchten Gleichrichter gelegt ist und daß zur Vermeidung von Spannungsspitzen
beim Umschalten und zum schnellen Abmagnetisieren des Verbrauchers parallel zu den
Schalttransistoren Ausgleichsventile geschaltet sind. Eine derartige Anordnung weist
also in jeder Schaltperiode sowohl positive als auch negative Zustände auf. Dabei
stellt sich im Mittel ein Strom durch .den Verbraucher ein, der von dem Verhältnis
der positiven und negativen Spannungsphasen und der Größe des induktiven Widerstandsanteiles
abhängt. Sind beispielsweise die negativen Spannungsphasen klein gegenüber den positiven
Spannungsphasen, so wird durch den Verbraucher ständig ein positiver Strom fließen.
Die Leistung hängt dann außerdem von den positiven und negativen Spannungsanteilen
ab. Bei einer derartigen Anordnung können die Schalttransistoren in gegenüberliegenden
Brückenzweigen, gegebenenfalls über Vortransistoren, durch einen gemeinsamen Steuertransistor
gesteuert werden, der an der Brückenspannung und einer Hilfs-
Spannung
liegt und von- einem Steuerglied ein Stromleitendes oder stromsperrendes Basispotential
erhält. Als Steuerglied ist ein gegentaktartig aufgebauter Impulslängenmodulator
geeignet, in dem die Impulslängenmodulation durch Überlagerung einer Dreieckspannung
und einer entsprechend dem Steuerbefehl veränderbaren Gleichspannung erfolgt. Als
Dreieckspannung können die Spannung einer Saugdrossel oder die Lade- und Entladespannung
eines Kondensators bei konstantem Lade- und Entladestrom dienen. Ein konstanter
Lade- und Entladestrom des Kondensators ergibt sich, wenn dieser nach Gleichrichtung
über einen Transistor in Basisschaltung mit konstantem Emitterstrom geleitet ist.
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Eine entsprechende Steuerwirkung erreicht man auch, wenn die Schalttransistoren
einzeln, gegebenenfalls über Vortransistoren durch vorzugsweise gleichfalls mit
Transistoren arbeitende bistabile Kippschaltungen gesteuert werden, die entsprechend
dem Steuerbefehl durch induktiv übertragene Impulse gekippt werden. Es ist aber
auch möglich, die Schalttransistoren einzeln, gegebenenfalls über Vortransistoren,
durch vorzugsweise zwei in der Phase um 90° gegeneinander verschobene gleichgerichtete
Hochfrequenzspannungen zu steuern, die entsprechend dem Steuerbefehl induktiv auf
den Steuerkreis übertragen werden.
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Vorteilhaft ist es bei der Anordnung nach der Erfindung, wenn das
Einschalten gegenüberliegender Schalttransistoren zeitlich verzögert gegenüber dem
Ausschalten der anderen Schalttransistoren erfolgt. Zu diesem Zweck kann man die
Anordnung in der Weise ausbilden, daß bei Steuerung der Schalttransistoren in gegenüberliegenden
Brückenzweigen durch je einen über einen Impulslängenmodulator beeinflußten Steuertransistor
die zur Impulslängenmoduiation dienenden Gleichspannungen für die den beiden Steuertransistoren
zuzuführenden Spannungen verschieden sind. Manx kann aber auch die Steuerspannung
für wenige -sten5 zwei gegenüberliegende Schalttransistoren über einen Kettenleiter
als Verzögerungsleitung führen. Das Ein- oder Ausschalten erfolgt dann bei den dadurch
verzögerten Steuerspannungsänderungen.
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Wird die Anordnung .aus Spannungsquellen gespeist, die selbst keine
Energie aufnehmen können, so kann man den rückläufigen. Energiefloß mit einem Widerstand
aufnehmen, der mit einem entsprechend gesteuerten Schalttransistor parallel zu der
Spannungsquelle geschaltet ist.
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In den Zeichnungen sind einige Ausführiuigsbeispiele der Anordnung
nach der Erfindung dargestellt. Der Fig. 1 liegt die .Aufgabe zugrunde, die Leistung
an dem Verbraucher 1, der einen induktiven Widerstandsanteil haben :soll, kontinuierlich
zu steuern. Dieser Verbraucher wird von einer an die Klemmen 2 und 3 anzuschließenden
Spannungsquelle gespeist. Diese Spannungsquelle liegt an der .einen Brückendiagonalen
der aus den Schalttransistoren 5 bis -8 gebildeten Brückenschaltung; in deren anderen
Brückendiagonalen der Verbraucher liegt. Parallel zu jedem der Schalffiransistoren
ist dabei eine der Gleichrichteräioden g bis 12 geschaltet, .die verhindern, daß
in den Transistoren beim Umschalten Spannungsspitzen auftreten. Gleichzeitig bewirken
sie ein schnelles Abmagneiisieren des Verbrauchers, weil immer die gesamte Spannungsquelle
als Gegen-EMK cingeschältet bleibt.
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Es befinden sich stets in gegenüberliegenden Brückenzweigen befindliche
Schalttransistoren im gleichen Schaltzustand. Jedem der Schalttransistoren 5 bis
8 ist einer der Vortransistoren 45 bis -48 vorgeschaltet, der sein Basispotential
bestimmt. Dabei werden die Vortransistoren 46 und 47 durch den Steuertransistor
14 und die Vortransistoren 45 und 48 durch den Steuertransistor 4 gesteuert. Die
Stenertransistoren 14 und 4 liegen mit ihrem Emitter an dem an die Klemme 3 angeschlossenen
Speisespannungspol und mit ihrem Kollektor über einen Widerstand und die Spannungsquelle
49 bzw. 44 an dem anderen Speisespannungspol. Die Steuerung der Steuertransistoren
4 und 14 erfolgt von dem Steuerglied 50 aus über den Impulslängenmodulator 59, der
an die Klemmen 13 und 18 angeschlossen ist, entsprechend dem vorliegenden Steuerbefehl.
Es sei zunächst der Fall betrachtet, daß der Strom durch den Verbraucher 1 über
die Transistoren 6 und 7 fließt. In diesem Fall müssen sie ein negatives Basispotential
haben. Um dies zu erreichen, ist ein Stromfloß über die Vortransistoren 46 und 47
erforderlich, die an den Spannungsquellen 29 bzw. 49 liegen. Dieser Fall tritt ein,
wenn der Stromfloß über den Steuertransistor 14 unterbrochen ist. Über die Klemme
13 muß daher dem Steuertransistor 14 ein positives Potential zugeführt werden.
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Wenn die Transistoren -6 und 7 stromführend sind, müssen die Transistoren
5 und 8 stromsperrend wirken. Sie bedürfen hierzu genau wie die Vortransistoren
45 und 48 eines positiven Basispotentials, das durch entsprechende Steuerung des
Steuertransistors 4 erreicht wird. Bei der dargestellten Schaltung kann das Potential
am Schalttransistor 7 sehr schwanken. Macht man nun den Widerstand 15 groß gegenüber
dem Widerstand 16, so erreicht man, daß der Steuertransistor 14 stromsteuernd wirkt.
Dies hat zur Folge, daß die Spannung an dem Widerstand 1$ annähernd unabhängig von
der Spannung zwischen denPunkten 3 und 17 ist. Entsprechendes gilt für die Auslegung
des von dem Steuertransistor 4 beeinflußten Steuerkreises für die Schalttransistoren
5 und B.
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Die Steuerung der Steuertransistoren 4 und 14 erfolgt bei dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 1 von einem Steuerglied50 aus über den Impuislängenmoduiator 59. In dem
Impulslän genniodulator 59 erhalten die an denStenertransistoren4 und 14 liegendenBasisspannungen
eine dem Steuerbefehl entsprechende Länge. Diese kann durch Überlagerung einer Dreieckspannung
reit einer entsprechend dem Steuerbefehl veränderlichen Gleichspannung erfolgen,
wie es in Fig. 2 angedeutet ist. In Fig. 2 ist in dem Diagramm a über der Zeit t
als Abszisse eine Dreieckspannung 19 aufgetragen. Dieser Dreieckspannung ist eine
Gleichspannung 20 überlagert. An dem mit 21 bezeichneten Zeitpunkt schneiden sich
die Kurvenzüge 19 und 20. Dieser Schnittpunkt wird benutzt als Einsatzpunkt der
positiven Steuerspannung für einen der beiden Steuertransistoren. DerVerlauf dieserSteuerspannung
ist in Fig.2 im Diagramm b durch die Kurve 31 angedeutet. Zum Zeitpunkt 22,
an dem sieh die Spannungen 19 und 20 wiederum schneiden, wird die positive Spannung
31 wieder zu Null. Entsprechendes wiederholt sich periodisch. Wenn zwischen den
Zeitpunkten 21 und 22 ein positives Basispotential an dem einen Steuertransistor
liegt, muß dafür in der gleichen Zeit an dein anderen Steuertransistor keine positive
Basisspannung liegen. Der Impulslängenmodulator muß :daher gegentaktartig ausgeführt
sein. Diese gleichstrommäßige Steuerung der Impulslänge hat Vorteile, wenn :die
Anordnung übersteuert wird. Die zur Steuerung benutzte Dreieckspanrnxng 19 nach
Fig. 2 läßt sich auf verschiedene Weise erzeugen. Vorteilhaft ist :es, sie netzsynchron
zu machen. Das hat dann Vorteile,
wenn man zur Speisung der Leistungsstufe
eine Gleichrichterschaltung verwendet. Es empfiehlt sich dazu wegen der geringen
Welligkeit und der guten Leistungsausbeute die Drehstrombrückenschaltung. Dabei
ist es zweckmäßig, mit 150 bzw. 300 Hz zu steuern. 150 Hz kann man z. B. an der
Saugdrossel einer Saugdrosselschaltung abgreifen. Die Saugdrosselspannung kann beispielsweise
die Hilfsspannung der Batterie29 in Fig.1 sein. An der Saugdrossel einer Sechsphasensaugdrosselschaltung
mit Trockengleichrichtern fällt eine Dreieckspannung von 150 Hz_ an, die sich zur
Steuerung verwenden läßt. Man kann sie ebenfalls mehrfach nacheinander gleichrichten.
Die gleichgerichtete Spannung hat immer wieder Dreieckform, so daß sie nach entsprechender
Siebung und Entfernung des Gleichstromgliedes sich immer wieder als Steuerspannung
verwenden läßt. Ihr besonderer Vorteil ist, daß sie immer phasenstarr zum Netz liegt,
so daß keine Schwebungen auftreten können, wie es sonst in Wechselwirkung mit einer
ungeglätteten Speisespannung zwischen den Punkten 2 und 3 möglich wäre.
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Eine andere Möglichkeit zur Dreieckspannungserzeugung besteht in der
Ausnutzung der Ladeverhältnisse eines Kondensators. Hält man den Ladestrom eines
Kondensators unabhängig von der Ladespannung konstant, so steigt die Kondensatorspannung
zeitlinear an. Entsprechendes gilt bei konstantem Entladestrom des Kondensators.
Als spannungsabhängiger Widerstand mit Konstantstromverhalten, der einen konstanten
Ladestrom bzw. einen konstanten Entladestrom bewirkt, ist ein Transistor in Basisschaltung
geeignet. Hält man bei dieser Schaltung den durch den Emitter fließenden Steuerstrom
i, konstant, so ist der Kollektorstrom i, unabhängig von der Größe der Kollektorspannung.
Eine hierzu geeignete Schaltung zeigt Fig. 6.
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Im Aufladekreis des Kondensators 60, der über einen Transformator
61 von einer an die Klemmen 62 angeschlossenen Wechselspannungsquelle gespeist wird,
liegt die Gleichrichterbrücke 63. An die Gleichstromseite dieser Brücke ist der
Transistor 64 in Basisschaltung angeschlossen. Seinen Emitterstrom liefert die Gleichspannungsquelle
65. Die Größe des Emitterstromes kann an dem Widerstand 66 eingestellt werden. Ist
dieser Emitterstrom konstant, so ist auch der Kollektorstrom durch den Transistor
64 konstant. Das bedeutet, daß der durch die Gleichstrombrücke fließende Strom unabhängig
von der Wechselspannung konstant ist. Der Kondensator 60 wird also von einem konstanten
Strom aufgeladen und entlädt sich gleichfalls bei Umkehrung der Richtung der Wechselspannung
mit einem konstanten Strom. Die Lade- bzw. Entladespannung des Kondensators hat
somit einen dreieckförmigen Verlauf. Um den Lade-bzw. Entladevorgang nicht zu beeinflussen,
erfolgt bei der Schaltung nach Fig. 6 die Abnahme der Kondensatorspannung über einen
Transistor 67 in Kollektorschaltung, der in an sich bekannter Weise als Impedanzwandler
wirkt, an den Klemmen 68 und 69.
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In Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel für den Fall dargestellt, daß
die Schalttransistoren der Brücke einzeln gesteuert werden. In Fig. 3 ist dies nicht
für die vollständige Brückenschaltung, sondern nur für einen Brückenzweig erläutert.
An den Schalttransistor 7 und seinen Vortransistor 47 der Fig. 1, die in Fig. 3
mit den gleichen Bezugsziffern versehen sind, ist eine an sich bekannte bistabile
Kippschaltung mit den Transistoren 53 und 54 gelegt. Bei dieser wird durch induktiveAnkopplung
des Steuergliedes 55 über die Transistoren 51 und 52 die Kippstufe aus den "Transistoren
53 und 54 umgesteuert. Der jeweilige Schaltzustand bleibt dabei bestehen, bis er
durch einen neuen Steuerbefehl des Steuergliedes 55 geändert wird. Die Schaltung
wirkt dabei ähnlich wie die gleichstrommäßige Steuerung. Es ist mit ihr also auch
ein Daueröffnen bzw. Dauerschließen der Schalttransistoren möglich.
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Ein anderes Ausführungsbeispiel für die Einzelsteuerung der Schalttransistoren
der Brücke ist in Fig. 4 dargestellt. Dieses Beispiel bezieht sich auf ein. Hochfrequenzsteuerung.
Mit 25 und 26 sind dabei die Sekundärwicklungen von zwei in der Phase um 90' gegeneinander
verschobenen Hochfrequenzspannungserzeugern, die durch eine geeignete Steuereinrichtung
auf und zu gesteuert werden, so daß eine Hochfrequenzimpulsfolge entsteht, bezeichnet.
Hätte man nur eine dieser beiden Spannungen zur Speisung benutzt, so müßteeinGlättungskondensator27verwendet
werden. DerSteueranstieg und -abfall wird dann nicht so steil, da die Zeitkonstante
aus Glättungskondensator 27 und Widerstand 28 bzw. dem Innenwiderstand der Schaltung
die Steilheit verändern würde. Damit würde eine längereTransistorenumschaltzeit
entstehen. Diese ist nachteilig für die Leistungsbilanz, da während der Umschaltperiode
der Schalttransistor bekanntlich in einem Zustand hoher Leistungsaufnahme ist, die
den Transistor sehr erwärmen würde, so daß der Transistor nicht mit dieser Leistung
betrieben werden kann.
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Obwohl die Schaltzeit bei großen Leistungstransistoren sehr klein
ist - sie liegt in der Größenordnung von etwa 40,us -, würden sich bei dem dargestellten
Ausführungsbeispiel Kurzschlußströme ergeben, wenn man das Signal, das den Stromfluß
durch zwei in gegenüberliegenden Brückenzweigen liegende Schalttransistoren unterbricht,
gleichzeitig benutzt, um den Stromfluß durch die beiden anderen Schalttransistoren
freizugeben. Dies kann man vermeiden, wenn man, wie es in F ig. 2 dargestellt ist,
die Ein- und Ausschaltbefehle für die verschiedenen Schalttransistoren zu verschiedenen
Zeiten gibt. Es ist bereits weiter oben ausgeführt worden, daß der Impulslängenmodulator
59 bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1. gegentaktartig aufgebaut sein muß, da
die Steuertransistoren 4 und 14 gegensinnig beeinflußt werden müßten. Man erhält
nun unterschiedliche Einschalt- und Ausschaltzeitpunkte, wenn die Gleichspannungen,
die in den beiden Gegentaktzweigen des Impulslängenmodulators 59 den Dreieckspannungen
19 überlagert werden, verschieden groß sind. Überlagert man, wie bereits oben beschrieben,
in dem einen Gegentaktzweig der Dreieckspannung 19 die Gleichspannung 20, so gibt
diese für den einen Steuertransistor die in Fig. 2 im Diagramm b durch die Kurve
31 dargestellte positive Spannung. In dem anderen Gegentaktzweig wird nun der Dreieckspannung
19 eine im Diagramm a der Fig. 2 mit 30 bezeichnete Gleichspannung überlagert. Dreieckspannung
19 und Gleichspannung 30 schneiden sich zu den Zeitpunkten 23 und 24. Diese Zeitpunkte
bestimmen die gegenphasig zu denkende Spannung 32 im Diagramm c der Fig. 2. Diese
Spannung 32 bewirkt zum Zeitpunkt23 ein Einschalten und zum Zeitpunkt 24 ein Ausschalten
derjenigen Schalttransistoren, die durch den von der Spannung 32 beaufschlagtenSteuertransistor
gesteuert werden. Bestimmt die Spannung 31 das Potential des Steuertransistors 4
und die gegenphasig zu denkende Spannung 32 das Basispotential des Steuertransistors
14, so werden zum Zeitpunkt 21 die Schalttransistoren 8 und 5 ausgeschaltet. Erst
etwas später, zum Zeitpunkt 23, werden
die Schalttransistoren 6
und 7 eingeschaltet. Zum Zeitpunkt 24 erfolgt ihre Ausschaltung und gegenüber dem
Ausschaltzeitpunkt verzögert die Einschaltung der Schalttransistoren 8 und 5 zum
Zeitpunkt 22.
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Eine andere Möglichkeit zur Vergrößerung der Ein-und Ausschaltzeitpunkte
gegeneinander bietet die Verwendung eines in Fig. 5 a dargestellten Kettenleiters.
Ihm wird zwischen den Klemmen 33 und 34 eine Rechteckspannung U1 zugeführt. Durch
den Kettenleiter wird diese Spannung verzögert. Sie erscheint als Spannung U2 zwischen
den Klemmen 35 und 33. Der Verlauf von U2 ist als Kurve 36 in dem Diagramm n von
Fig. 5 dargestellt. Der Kurvenzug 37 entspricht der Spannung U1. Durch die Gleichrichter
38 und 39 wird erreicht, daß immer die höhere der beiden Spannungen an denn Widerstand
40 und damit als Aus-. gangsspannung U3 wirksam ist. Den Verlauf der Spannung U,
zeigt das Diagramm c der Fig. 5 als Kurve 41. Wenn man die Lücken dieses Kurvenzuges
mit »ein« und »aus« bezeichnet und zum Steuern benutzt, hat man ebenfalls die geforderte
Spannung. Man braucht dann nur noch dasErgänzungsrechteck für die andere Spannung
zu verwenden, um für beide Richtungen das gewünschte Schaltverhalten zu bekommen.
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Außer mit steuerungstechnischen Mitteln läßt sich der Kurzschluß erfindungsgemäß
auch durch Einführung der Drosselspule 42 in Fig. 1 erreichen. Damit die Drosselspule
durch Überspannungen keinen Schaden anrichten kann und ein sofortiges Absinken des
Stromes möglich ist, ist ein Gleichrichter 45 zu der Drosselspule parallel geschaltet.
Diese Drosselspule muß so bemessen werden, daß sie nur auf die kurzzeitigen Stromimpulse
anspricht. Längere Stromimpulse, die regeltechnisch erforderlich sind, darf sie
nicht beeinflussen.