JPH09103070A - ゼロ電流スイッチングパワーコンバータ - Google Patents
ゼロ電流スイッチングパワーコンバータInfo
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
入力電源から負荷に電力を変換して供給するＺＣＳコン
バータ。このコンバータにおいては、スイッチがほぼゼ
ロ電流において開閉せしめられて、前記入力電源及び前
記コンバータの間のエネルギ転送がなされる。該スイッ
チに接続されたコントローラは、コンバータ動作サイク
ルの各々の第１期間において、前記入力電源からのフォ
ワード方向のエネルギ転送をなし、該コンバータ動作サ
イクルの少なくともいつくかにおいては、前記第１期間
に隣接しない機関において前記入力電源へのリバース方
向エネルギ転送をなすのである。
バータ。このコンバータにおいては、スイッチがほぼゼ
ロ電流において開閉せしめられて、前記入力電源及び前
記コンバータの間のエネルギ転送がなされる。該スイッ
チに接続されたコントローラは、コンバータ動作サイク
ルの各々の第１期間において、前記入力電源からのフォ
ワード方向のエネルギ転送をなし、該コンバータ動作サ
イクルの少なくともいつくかにおいては、前記第１期間
に隣接しない機関において前記入力電源へのリバース方
向エネルギ転送をなすのである。
Description
【０００１】
【本発明の属する技術分野】本発明は、ゼロ電流スイッ
チング（ＺＣＳ）パワーコンバータに関する。
チング（ＺＣＳ）パワーコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は、従来例としての理想的な非アイ
ソレーションＺＣＳバック（buck)コンバータ１０の回
路構成を示している。このコンバータは、半波又は全波
動作モードにて動作する。いずれの場合においても、電
流スイッチ２５は、ＺＣＳコントローラ１２によって入
力電流Ｉinがゼロのときに閉成せしめられる。半波モー
ドにおいては、電流スイッチ２５の閉成後の最初のゼロ
クロスのとき電流スイッチ２５がＺＣＳコントローラ１
２によって開放せしめられる。この半波モードにおける
動作波形が図３（Ａ）〜（Ｄ）に示されている。全波モ
ードにおいては、２番目（又は偶数番目）のスイッチ閉
成ゼロ電流の発生時点において、スイッチ２５がＺＣＳ
コントローラ１２によって開放せしめられる。全波モー
ドにおける動作波形が図４（Ａ）〜（Ｄ）において示さ
れている。コンバータ１０の出力フィルタ１６は、パル
ス電圧Ｖｃ（ｔ）を濾波して、負荷にほぼ直流の出力電
圧Ｖoutを供給する。コンバータ１０においては、周波
数コントローラ１５が、所望の出力電圧Ｖoutに対応す
る基準電圧（図示せず）と出力電圧Ｖoutを比較して、
コンバータ動作周波数fopを出力電圧Ｖoutが所望の値に
維持されるような値に設定する。ＺＣＳコントローラ１
２に供給される周波数fopは動作サイクルの発生頻度を
制御する（例えば、図２，３及び４におけるfop＝1/(ts
-to)）。全体として、ＺＣＳコンバータは、従来のＰＷ
Ｍバック（buck）コンバータ（２０，図２）より高い変
換効率を呈する。なんとなれば、ゼロ電流におけるスイ
ッチ２５の閉成及び開放によって、スイッチングロスが
低減されるからである。このスイッチングロスの低減に
よって、コンバータの動作周波数が高くなり、ＰＷＭコ
ンバータに比較して、ＺＣＳコンバータの方がサイズを
小さくすることが出来るのである。
ソレーションＺＣＳバック（buck)コンバータ１０の回
路構成を示している。このコンバータは、半波又は全波
動作モードにて動作する。いずれの場合においても、電
流スイッチ２５は、ＺＣＳコントローラ１２によって入
力電流Ｉinがゼロのときに閉成せしめられる。半波モー
ドにおいては、電流スイッチ２５の閉成後の最初のゼロ
クロスのとき電流スイッチ２５がＺＣＳコントローラ１
２によって開放せしめられる。この半波モードにおける
動作波形が図３（Ａ）〜（Ｄ）に示されている。全波モ
ードにおいては、２番目（又は偶数番目）のスイッチ閉
成ゼロ電流の発生時点において、スイッチ２５がＺＣＳ
コントローラ１２によって開放せしめられる。全波モー
ドにおける動作波形が図４（Ａ）〜（Ｄ）において示さ
れている。コンバータ１０の出力フィルタ１６は、パル
ス電圧Ｖｃ（ｔ）を濾波して、負荷にほぼ直流の出力電
圧Ｖoutを供給する。コンバータ１０においては、周波
数コントローラ１５が、所望の出力電圧Ｖoutに対応す
る基準電圧（図示せず）と出力電圧Ｖoutを比較して、
コンバータ動作周波数fopを出力電圧Ｖoutが所望の値に
維持されるような値に設定する。ＺＣＳコントローラ１
２に供給される周波数fopは動作サイクルの発生頻度を
制御する（例えば、図２，３及び４におけるfop＝1/(ts
-to)）。全体として、ＺＣＳコンバータは、従来のＰＷ
Ｍバック（buck）コンバータ（２０，図２）より高い変
換効率を呈する。なんとなれば、ゼロ電流におけるスイ
ッチ２５の閉成及び開放によって、スイッチングロスが
低減されるからである。このスイッチングロスの低減に
よって、コンバータの動作周波数が高くなり、ＰＷＭコ
ンバータに比較して、ＺＣＳコンバータの方がサイズを
小さくすることが出来るのである。
【０００３】半波モードにおいては、各動作サイクルの
間に入力電源１４からコンバータによって有限かつ制限
された量のエネルギが導かれ、エネルギの全てが負荷に
供給される。その結果、負荷電圧を一定に維持すること
はコンバータ動作周波数がコンバータ負荷に比例して変
化することを必要とする。もし、コンバータが全波モー
ドで動作している場合、動作サイクルの最初の半波は、
半波モードと全く同じであり、半波モードにおけると同
じ量のエネルギが入力電源１４から導き出される。しか
し乍ら、動作サイクルの２番目の半波（第１ゼロクロス
点から第２ゼロクロス点の間）において、このエネルギ
の１部が入力電源１４に帰還せしめられ、残りのエネル
ギが負荷に供給されるのである。全波モードにおいて
は、電源１４に戻されるエネルギ量と負荷に供給される
エネルギ量との比は負荷の大きさに応じて変化する。そ
の結果、コンバータ動作周波数は、比較的一定であり、
かつ負荷の大きさには無関係である。一方、半波ＺＣＳ
コンバータは、各コンバータ動作サイクルの間におい
て、予測し得るエネルギ量が負荷に供給されるという意
味から“量子化”コンバータである。この点が全波ＺＣ
Ｓコンバータとは異なる。すなわち、全波コンバータに
おいては、入力電源から導出されたエネルギのトータル
が各動作サイクルにおいて負荷に実際に供給されるので
ある。
間に入力電源１４からコンバータによって有限かつ制限
された量のエネルギが導かれ、エネルギの全てが負荷に
供給される。その結果、負荷電圧を一定に維持すること
はコンバータ動作周波数がコンバータ負荷に比例して変
化することを必要とする。もし、コンバータが全波モー
ドで動作している場合、動作サイクルの最初の半波は、
半波モードと全く同じであり、半波モードにおけると同
じ量のエネルギが入力電源１４から導き出される。しか
し乍ら、動作サイクルの２番目の半波（第１ゼロクロス
点から第２ゼロクロス点の間）において、このエネルギ
の１部が入力電源１４に帰還せしめられ、残りのエネル
ギが負荷に供給されるのである。全波モードにおいて
は、電源１４に戻されるエネルギ量と負荷に供給される
エネルギ量との比は負荷の大きさに応じて変化する。そ
の結果、コンバータ動作周波数は、比較的一定であり、
かつ負荷の大きさには無関係である。一方、半波ＺＣＳ
コンバータは、各コンバータ動作サイクルの間におい
て、予測し得るエネルギ量が負荷に供給されるという意
味から“量子化”コンバータである。この点が全波ＺＣ
Ｓコンバータとは異なる。すなわち、全波コンバータに
おいては、入力電源から導出されたエネルギのトータル
が各動作サイクルにおいて負荷に実際に供給されるので
ある。
【０００４】半波モードによるエネルギ処理は、全波モ
ードによるエネルギ処理よりも潜在的により効率的であ
る。なんとなれば、各動作サイクルの間にコンバータに
供給されるエネルギの全ては、エネルギの逆流なしに負
荷に向ってフォワード（正）方向にのみ転送されるから
である。実用的なコンバータの実施例においては、エネ
ルギの正方向流及び逆方向流の両方によって回路素子内
においてロスが生ずる。ところが、半波コンバータにお
いては、逆方向のエネルギ流は生じないので、負荷の減
少に伴なう動作周波数の低減が、負荷の変動範囲に亘っ
て変換効率を高く維持する結果となる。他方、全波コン
バータにおいては、エネルギの逆方向流と比較的一定の
高い動作周波数の組み合せによって負荷の減少に伴なう
変換効率の減少に向うのである。また、半波変換の量子
化性による別の利点は、同期して動作する複数の半波Ｚ
ＣＳコンバータが負荷に供給さるべきパワーを正確に分
担することである。ところが、実際上の全波コンバータ
は、かかる分担を行なわない。また、全波モードにおけ
る比較的一定かつ高い動作周波数によってコンバータが
小形になりかつ効率が改善される。すなわち、コンバー
タの出力フィルタの遮断周波数が高くなり、従って、フ
ィルタ部品の大きさが低減される。また、より高い出力
フィルタ遮断周波数によって、コンバータ全体の周波数
帯域が広くなり、過渡特性も改善される。
ードによるエネルギ処理よりも潜在的により効率的であ
る。なんとなれば、各動作サイクルの間にコンバータに
供給されるエネルギの全ては、エネルギの逆流なしに負
荷に向ってフォワード（正）方向にのみ転送されるから
である。実用的なコンバータの実施例においては、エネ
ルギの正方向流及び逆方向流の両方によって回路素子内
においてロスが生ずる。ところが、半波コンバータにお
いては、逆方向のエネルギ流は生じないので、負荷の減
少に伴なう動作周波数の低減が、負荷の変動範囲に亘っ
て変換効率を高く維持する結果となる。他方、全波コン
バータにおいては、エネルギの逆方向流と比較的一定の
高い動作周波数の組み合せによって負荷の減少に伴なう
変換効率の減少に向うのである。また、半波変換の量子
化性による別の利点は、同期して動作する複数の半波Ｚ
ＣＳコンバータが負荷に供給さるべきパワーを正確に分
担することである。ところが、実際上の全波コンバータ
は、かかる分担を行なわない。また、全波モードにおけ
る比較的一定かつ高い動作周波数によってコンバータが
小形になりかつ効率が改善される。すなわち、コンバー
タの出力フィルタの遮断周波数が高くなり、従って、フ
ィルタ部品の大きさが低減される。また、より高い出力
フィルタ遮断周波数によって、コンバータ全体の周波数
帯域が広くなり、過渡特性も改善される。
【０００５】図３及び図４の動作波形を参照すれば、半
波ＺＣＳコンバータのスイッチは単方向電流を運びかつ
双方向電圧を阻止する一方、全波ＺＣＳコンバータのス
イッチは、双方向電流を運びかつ単方向電圧を阻止する
ことが解る。実際問題として、オフ状態のとき双方向電
圧を阻止し、比較的高い動作周波数（例えば 500ＫＨｚ
又は１ＭＨｚ）において効率の良いコンバータに適わし
いスイッチング速度を呈する半導体スイッチング素子
は、現在のところ入手出来ない。例えば、図５（Ａ）
は、スイッチング素子として MOSFETトランジスタを用
いているＺＣＳバックコンバータ３０を示している。か
かるスイッチング素子は、MOSFETに本来的に備わってい
る“イントリンシック（intrinsic）”なダイオード３
１の故に双方向電圧を阻止することが出来ない。その結
果、図５（Ａ）のコンバータは全波動作モードにおいて
用いられ、半波モードにおいて用いることが出来ない。
（ MOSFETはターンオンして正方向電流Ｉinを運び該ダ
イオードが負方向の電流を運びスイッチは単方向電圧の
みを阻止すれば良い。）図５（Ｂ）に示されたＺＣＳコ
ンバータ３０は、半波モードにて動作するようになされ
ており、MOSFETスイッチ２６とこれに直列なダイオード
３８とを含む複合スイッチ125を含んで電圧Ｖｓｗの負
の値を阻止できる。このダイオードを流れる電流Ｉinに
よるロスが変換効率の低減を招来するのである。ＺＣＳ
コンバータにおいて双方向スイッチが用いられた場合に
ついても同様なことが言える。すなわち、図６（Ａ）に
示された半波モードコンバータにおいては、直列ダイオ
ード３８が通常必要とされ、電圧Ｖｓｗの負の値を阻止
することの出来る複合スイッチ２５ａを形成する。図６
（Ｂ）に示された全波モードダイオードにおいては、逆
並列ダイオード３４が必要とされ、Ｉinの負の流れを運
ぶのである。
波ＺＣＳコンバータのスイッチは単方向電流を運びかつ
双方向電圧を阻止する一方、全波ＺＣＳコンバータのス
イッチは、双方向電流を運びかつ単方向電圧を阻止する
ことが解る。実際問題として、オフ状態のとき双方向電
圧を阻止し、比較的高い動作周波数（例えば 500ＫＨｚ
又は１ＭＨｚ）において効率の良いコンバータに適わし
いスイッチング速度を呈する半導体スイッチング素子
は、現在のところ入手出来ない。例えば、図５（Ａ）
は、スイッチング素子として MOSFETトランジスタを用
いているＺＣＳバックコンバータ３０を示している。か
かるスイッチング素子は、MOSFETに本来的に備わってい
る“イントリンシック（intrinsic）”なダイオード３
１の故に双方向電圧を阻止することが出来ない。その結
果、図５（Ａ）のコンバータは全波動作モードにおいて
用いられ、半波モードにおいて用いることが出来ない。
（ MOSFETはターンオンして正方向電流Ｉinを運び該ダ
イオードが負方向の電流を運びスイッチは単方向電圧の
みを阻止すれば良い。）図５（Ｂ）に示されたＺＣＳコ
ンバータ３０は、半波モードにて動作するようになされ
ており、MOSFETスイッチ２６とこれに直列なダイオード
３８とを含む複合スイッチ125を含んで電圧Ｖｓｗの負
の値を阻止できる。このダイオードを流れる電流Ｉinに
よるロスが変換効率の低減を招来するのである。ＺＣＳ
コンバータにおいて双方向スイッチが用いられた場合に
ついても同様なことが言える。すなわち、図６（Ａ）に
示された半波モードコンバータにおいては、直列ダイオ
ード３８が通常必要とされ、電圧Ｖｓｗの負の値を阻止
することの出来る複合スイッチ２５ａを形成する。図６
（Ｂ）に示された全波モードダイオードにおいては、逆
並列ダイオード３４が必要とされ、Ｉinの負の流れを運
ぶのである。
【０００６】上記した考察は、特定のＺＣＳコンバータ
回路構成（非アイソレーションバックコンバータ）につ
いてなされたが、かかる考察は、より広範なＺＣＳコン
バータ回路構成に対しても適用できるのである。例え
ば、アイソレーション及び非アイソレーションに拘ら
ず、バック（buck）、ブースト、バック−ブースト、フ
ォワード、フライバック、Ｃｕｋ、トランス結合Ｃｕｋ
及びＳＥＰＩＣ回路構成がリュー他（Lie et al）によ
る“Resonant Switches−−A Unified Approach toImpr
ove Performances of Switching Converters”と題する
IEEE International Telecommunications Conference
1984 Proceedingsの第344頁ないし第 351頁に記載され
ている。更に、リュー他による“Resonant Switches-To
pologies andCharacteristics”と題するPESC '85 Reco
rd, 16th Annual IEEE Power Electronics Specialists
Conferenceの第106頁ないし第１６頁；“Boost Switch
ing Power Conversion”と題する米国特許第5,321,348
号；及び“Zero-Current Switching Quasi-Resonant Co
nverters Operating in a Full-Wave Mode”と題する米
国特許第4,720,667号にも記載されている。
回路構成（非アイソレーションバックコンバータ）につ
いてなされたが、かかる考察は、より広範なＺＣＳコン
バータ回路構成に対しても適用できるのである。例え
ば、アイソレーション及び非アイソレーションに拘ら
ず、バック（buck）、ブースト、バック−ブースト、フ
ォワード、フライバック、Ｃｕｋ、トランス結合Ｃｕｋ
及びＳＥＰＩＣ回路構成がリュー他（Lie et al）によ
る“Resonant Switches−−A Unified Approach toImpr
ove Performances of Switching Converters”と題する
IEEE International Telecommunications Conference
1984 Proceedingsの第344頁ないし第 351頁に記載され
ている。更に、リュー他による“Resonant Switches-To
pologies andCharacteristics”と題するPESC '85 Reco
rd, 16th Annual IEEE Power Electronics Specialists
Conferenceの第106頁ないし第１６頁；“Boost Switch
ing Power Conversion”と題する米国特許第5,321,348
号；及び“Zero-Current Switching Quasi-Resonant Co
nverters Operating in a Full-Wave Mode”と題する米
国特許第4,720,667号にも記載されている。
【０００７】これらの参考文献は、MOSFETに直列若しく
は並列なダイオードや双方向スイッチを用いてスイッチ
を半波若しくは全波モード動作に合わせることを示し、
更に、ＺＣＳ電力変換に適用される“共振スイッチ”の
概念を議論している。概括すれば、共振スイッチ概念
は、ＰＷＭコンバータ回路構成におけるスイッチング素
子を、スイッチング素子、キャパシタ、インダクタ及び
少なくとも１つのダイオード（半波モードか全波モード
かに応じて）からなる共振スイッチに置換してＺＣＳ回
路構成を形成することを提供するのである。
は並列なダイオードや双方向スイッチを用いてスイッチ
を半波若しくは全波モード動作に合わせることを示し、
更に、ＺＣＳ電力変換に適用される“共振スイッチ”の
概念を議論している。概括すれば、共振スイッチ概念
は、ＰＷＭコンバータ回路構成におけるスイッチング素
子を、スイッチング素子、キャパシタ、インダクタ及び
少なくとも１つのダイオード（半波モードか全波モード
かに応じて）からなる共振スイッチに置換してＺＣＳ回
路構成を形成することを提供するのである。
【０００８】半波ＺＣＳコンバータの最低動作周波数を
制限する手段が、“Zero Current Switching Forward P
ower Conversion With Controllable Energy Transfe
r”と題する米国特許第5,235,502号；“Zero Current S
witching Foward Power Conversion Operating in Damp
ed Reverse Boost Mode”と題する米国特許第 5,291,38
5号；及び“Power Conversion in Anticipatory Revers
e Boost Mode”と題する米国特許出願第08/187,296号に
開示されている。上記した従来技術の各々は、コンバー
タ負荷電流がある値を下回ると、動作サイクルの一部に
おいて出力インダクタ５０内に電流の逆流が生ずるとい
う事実を利用している。図７における共振キャパシタ４
０に並列に第２スイッチ４４を追加しこの第２スイッチ
４４の開閉タイミングを調整することによって、逆流Ｉ
ｏによるキャパシタ４２の充電を制御し、各動作サイク
ルにおいてフォワード方向に転送されるエネルギ量を減
少させることができ、これによって、そのようなエネル
ギ量の低減を行なわない場合に比較してより高いコンバ
ータ動作周波数を要求することが出来る。
制限する手段が、“Zero Current Switching Forward P
ower Conversion With Controllable Energy Transfe
r”と題する米国特許第5,235,502号；“Zero Current S
witching Foward Power Conversion Operating in Damp
ed Reverse Boost Mode”と題する米国特許第 5,291,38
5号；及び“Power Conversion in Anticipatory Revers
e Boost Mode”と題する米国特許出願第08/187,296号に
開示されている。上記した従来技術の各々は、コンバー
タ負荷電流がある値を下回ると、動作サイクルの一部に
おいて出力インダクタ５０内に電流の逆流が生ずるとい
う事実を利用している。図７における共振キャパシタ４
０に並列に第２スイッチ４４を追加しこの第２スイッチ
４４の開閉タイミングを調整することによって、逆流Ｉ
ｏによるキャパシタ４２の充電を制御し、各動作サイク
ルにおいてフォワード方向に転送されるエネルギ量を減
少させることができ、これによって、そのようなエネル
ギ量の低減を行なわない場合に比較してより高いコンバ
ータ動作周波数を要求することが出来る。
【０００９】可飽和インダクタはよく知られている。こ
の可飽和インダクタは、通常、既知の飽和磁束密度を有
する磁性コアとこれに巻回された巻線とからなる。ここ
で、飽和磁束密度とは、この磁束密度を下回る磁束密度
においては該磁性コアの導磁率が比較的高く、この磁束
密度を越えた磁束密度においては該磁性コアの導磁率が
比較的低くなるような磁束密度を言う。この可飽和イン
ダクタは、該磁性コア内の磁束密度をして該飽和磁束密
度を越えさせないような比較的低い電流値においては、
比較的高いインダクタを呈し、該磁性コア内の磁束密度
をして該飽和磁束密度を越えさせるような高い電流値に
おいては比較的低いインダクタンスを有するのである。
別の見方をすれば、可飽和インダクタに電圧が与えられ
た場合、巻線に鎖交するコア内の磁束は巻線間の電圧の
時間積分すなわちインダクタに与えられる“ボルト−セ
カンド（電圧−秒）”に比例する。もしこの与えられた
“ボルト−セカンド”が巻線の巻数及びコアの大きさ及
び飽和磁束密度に応じたある値を越えた時、コアに鎖交
する磁束は飽和磁束密度を越えて可飽和インダクタのイ
ンダクタンスが低下するのである。
の可飽和インダクタは、通常、既知の飽和磁束密度を有
する磁性コアとこれに巻回された巻線とからなる。ここ
で、飽和磁束密度とは、この磁束密度を下回る磁束密度
においては該磁性コアの導磁率が比較的高く、この磁束
密度を越えた磁束密度においては該磁性コアの導磁率が
比較的低くなるような磁束密度を言う。この可飽和イン
ダクタは、該磁性コア内の磁束密度をして該飽和磁束密
度を越えさせないような比較的低い電流値においては、
比較的高いインダクタを呈し、該磁性コア内の磁束密度
をして該飽和磁束密度を越えさせるような高い電流値に
おいては比較的低いインダクタンスを有するのである。
別の見方をすれば、可飽和インダクタに電圧が与えられ
た場合、巻線に鎖交するコア内の磁束は巻線間の電圧の
時間積分すなわちインダクタに与えられる“ボルト−セ
カンド（電圧−秒）”に比例する。もしこの与えられた
“ボルト−セカンド”が巻線の巻数及びコアの大きさ及
び飽和磁束密度に応じたある値を越えた時、コアに鎖交
する磁束は飽和磁束密度を越えて可飽和インダクタのイ
ンダクタンスが低下するのである。
【００１０】可飽和インダクタを用いて、バック及びブ
ーストタイプの半波及び全波ＺＣＳコンバータにおける
電流及び電圧波形の形状を調整する技術が、“Nonlinea
r Resonant Switch and Converter”と題する米国特許
第 4,829,232号に記載されている。この米国特許に記載
されたコンバータにおいては、可飽和インダクタが固定
共振インダクタ（すなわち、図１のインダクタ２７）の
代りに用いられ、低電流値において飽和させて低いイン
ダクタンス値を呈し、高電流値において飽和させずに高
いインダクタンスを呈するようになされている。これに
よって、コンバータの特性時定数がスイッチ電流の増加
と共に増加して、長い比較的フラットな中央領域によっ
て分かたれた比較的素早い立上り及び立下り時間を呈す
る電流波形を得ることができる。これによって、スイッ
チを流れる電流（すなわち半波コンバータの直列ダイオ
ードを流れる電流）の実効値が低下してコンバータの効
率が改善されるのである。
ーストタイプの半波及び全波ＺＣＳコンバータにおける
電流及び電圧波形の形状を調整する技術が、“Nonlinea
r Resonant Switch and Converter”と題する米国特許
第 4,829,232号に記載されている。この米国特許に記載
されたコンバータにおいては、可飽和インダクタが固定
共振インダクタ（すなわち、図１のインダクタ２７）の
代りに用いられ、低電流値において飽和させて低いイン
ダクタンス値を呈し、高電流値において飽和させずに高
いインダクタンスを呈するようになされている。これに
よって、コンバータの特性時定数がスイッチ電流の増加
と共に増加して、長い比較的フラットな中央領域によっ
て分かたれた比較的素早い立上り及び立下り時間を呈す
る電流波形を得ることができる。これによって、スイッ
チを流れる電流（すなわち半波コンバータの直列ダイオ
ードを流れる電流）の実効値が低下してコンバータの効
率が改善されるのである。
【００１１】単極性電圧を阻止する能力を有するスイッ
チング素子と共に可飽和インダクタを用いて、僅かな逆
極性を呈する時間変化電圧を素子する能力を有する複合
スイッチを提供することが、“Boost Switching Power
Conversion Using SaturableInductors”と題する米国
特許出願第07/887,486号に記載されている。この米国特
許出願は、図８に示したようなＺＣＳブーストコンバー
タ回路構成を開示しており、このコンバータは短サイク
ル動作モードにおいて動作せしめられた時、双極性キャ
パシタ電圧Ｖｃ（t)を呈する。元来、スイッチ３９はス
イッチの開放の後のある時間内（すなわち波形の時刻ｔ
ａ及びｔｂの間）における双極性電圧に抗することが出
来るはずである。このことを達成する１つの方法はスイ
ッチ３９に直列にダイオードを挿入することであり、別
な方法は、この出願に記載されているように、可飽和イ
ンダクタ３７を接続することである。この可飽和インダ
クタ３７は、スイッチが開放された後の電圧が負極性と
なる時間（すなわち時刻ｔａ及びｔｂの間）において電
圧Ｖｃ（ｔ）を支えるに充分なボルト−セカンド能力を
有している。結合インダクタを用いた通常のクラスのＺ
ＣＳブーストコンバータ及び半波及び全波モードのコン
バータに用いられる半導体スイッチ構成が、“Boost Sw
itching Power Conversion”と題する米国特許第 5,32
1,348号に記載されている。
チング素子と共に可飽和インダクタを用いて、僅かな逆
極性を呈する時間変化電圧を素子する能力を有する複合
スイッチを提供することが、“Boost Switching Power
Conversion Using SaturableInductors”と題する米国
特許出願第07/887,486号に記載されている。この米国特
許出願は、図８に示したようなＺＣＳブーストコンバー
タ回路構成を開示しており、このコンバータは短サイク
ル動作モードにおいて動作せしめられた時、双極性キャ
パシタ電圧Ｖｃ（t)を呈する。元来、スイッチ３９はス
イッチの開放の後のある時間内（すなわち波形の時刻ｔ
ａ及びｔｂの間）における双極性電圧に抗することが出
来るはずである。このことを達成する１つの方法はスイ
ッチ３９に直列にダイオードを挿入することであり、別
な方法は、この出願に記載されているように、可飽和イ
ンダクタ３７を接続することである。この可飽和インダ
クタ３７は、スイッチが開放された後の電圧が負極性と
なる時間（すなわち時刻ｔａ及びｔｂの間）において電
圧Ｖｃ（ｔ）を支えるに充分なボルト−セカンド能力を
有している。結合インダクタを用いた通常のクラスのＺ
ＣＳブーストコンバータ及び半波及び全波モードのコン
バータに用いられる半導体スイッチ構成が、“Boost Sw
itching Power Conversion”と題する米国特許第 5,32
1,348号に記載されている。
【００１２】ＡＣ（すなわち双極性）入力電源によって
直接駆動されるがＤＣ出力を供給するＺＣＳブーストコ
ンバータが、“AC to DC Boost Power Converters”と
題する米国特許出願第08/274,991号に記載されている。
直接駆動されるがＤＣ出力を供給するＺＣＳブーストコ
ンバータが、“AC to DC Boost Power Converters”と
題する米国特許出願第08/274,991号に記載されている。
【００１３】
【発明の概要】本発明の１つの特徴によれば、入力電源
から負荷に電力を変換して供給するゼロ電流スイッチン
グ（ＺＣＳ）コンバータが提供される。このＺＣＳコン
バータにおいては電流がほぼゼロのときスイッチが開閉
せしめられ、入力電源とコンバータの間をエネルギがフ
ォワード方向及び戻り方向に転送されるのである。スイ
ッチを制御するコントローラが接続され、連続して生ず
るコンバータ動作サイクルの各々の最初の部分において
前記入力電源からエネルギをフォワード方向に転送する
ことを開始し、該コンバータ動作サイクルのある部分に
おいて前記第１の期間に隣接しない時間において前記入
力電源にエネルギを戻すことを始める。
から負荷に電力を変換して供給するゼロ電流スイッチン
グ（ＺＣＳ）コンバータが提供される。このＺＣＳコン
バータにおいては電流がほぼゼロのときスイッチが開閉
せしめられ、入力電源とコンバータの間をエネルギがフ
ォワード方向及び戻り方向に転送されるのである。スイ
ッチを制御するコントローラが接続され、連続して生ず
るコンバータ動作サイクルの各々の最初の部分において
前記入力電源からエネルギをフォワード方向に転送する
ことを開始し、該コンバータ動作サイクルのある部分に
おいて前記第１の期間に隣接しない時間において前記入
力電源にエネルギを戻すことを始める。
【００１４】本発明の実施例によれば次の特徴が得られ
る。フォワード方向のエネルギ転送がスイッチを閉成す
ることによって開始される。エネルギのリバース（戻
り）方向への転送がスイッチを閉じることによって開始
される。この戻り方向へのエネルギ転送の開始は前記第
１の期間の開始の後の所定時刻において開始される。コ
ンバータ動作サイクルの最低周波数は前記第１の期間の
開始時点と該戻り方向へのエネルギ転送の開始時点との
間の遅延時間を調整することにより調整される。スイッ
チが閉じた後の電流の立ち上り及び立ち下り特性時定数
を設定する回路素子（すなわちインダクタ及びキャパシ
タ）が存在する。又、可飽和インダクタを用いることに
より、この可飽和インダクタのボルト−セカンド特性に
よって上記第１の期間の開始時点とリバース方向へのエ
ネルギ転送の開始時点の間の時間を定めることができ
る。すなわち、入力電源からキャパシタに向けて上記第
１の期間においてエネルギがフォワード方向に転送さ
れ、リバース方向エネルギ転送期間において該キャパシ
タから入力電源にエネルギが転送されるのである。該ス
イッチは該入力電源と該コンバータとの間のエネルギの
転送をなす２つのスイッチング素子を含むことができ
る。そして、この２つのスイッチング素子のうちの第１
のスイッチング素子は第１インダクタンス（すなわち可
飽和インダクタ）に直列接続されて、入力電源からのエ
ネルギ転送に伴う特性時定数を設定することができる。
また、残りの第２スイッチング素子は第２インダクタ
（すなわち可飽和インダクタ）に直列接続されて入力電
源に向うエネルギ転送に伴う特性時定数を設定すること
ができる。１つの可飽和インダクタがスイッチング素子
を流れる電流を運ぶために接続されることも可能であ
る。
る。フォワード方向のエネルギ転送がスイッチを閉成す
ることによって開始される。エネルギのリバース（戻
り）方向への転送がスイッチを閉じることによって開始
される。この戻り方向へのエネルギ転送の開始は前記第
１の期間の開始の後の所定時刻において開始される。コ
ンバータ動作サイクルの最低周波数は前記第１の期間の
開始時点と該戻り方向へのエネルギ転送の開始時点との
間の遅延時間を調整することにより調整される。スイッ
チが閉じた後の電流の立ち上り及び立ち下り特性時定数
を設定する回路素子（すなわちインダクタ及びキャパシ
タ）が存在する。又、可飽和インダクタを用いることに
より、この可飽和インダクタのボルト−セカンド特性に
よって上記第１の期間の開始時点とリバース方向へのエ
ネルギ転送の開始時点の間の時間を定めることができ
る。すなわち、入力電源からキャパシタに向けて上記第
１の期間においてエネルギがフォワード方向に転送さ
れ、リバース方向エネルギ転送期間において該キャパシ
タから入力電源にエネルギが転送されるのである。該ス
イッチは該入力電源と該コンバータとの間のエネルギの
転送をなす２つのスイッチング素子を含むことができ
る。そして、この２つのスイッチング素子のうちの第１
のスイッチング素子は第１インダクタンス（すなわち可
飽和インダクタ）に直列接続されて、入力電源からのエ
ネルギ転送に伴う特性時定数を設定することができる。
また、残りの第２スイッチング素子は第２インダクタ
（すなわち可飽和インダクタ）に直列接続されて入力電
源に向うエネルギ転送に伴う特性時定数を設定すること
ができる。１つの可飽和インダクタがスイッチング素子
を流れる電流を運ぶために接続されることも可能であ
る。
【００１５】該ＺＣＳコンバータは、バックコンバー
タ、ブーストコンバータ、ＡＣ−ＤＣブーストコンバー
タ、バックブーストコンバータ、Ｃｕｋコンバータ、Ｓ
ＥＰＩＣコンバータ、非アイソレーションコンバータ又
はアイソレーションコンバータであってもよい。インダ
クタを不飽和の状態から飽和状態にするために必要なボ
ルト−セカンド（電圧−秒）を低減させるための回路を
用いることも出来る。また、入力電源は単極性電圧を供
給するものであってもよい。又、スイッチは入力電源及
び第１インダクタに直列に接続されてもよい。また、キ
ャパシタと負荷との間に出力フィルタを接続して、キャ
パシタから負荷に対して該キャパシタの両端の平均電圧
にほぼ等しい平均電圧にてエネルギを供給するようにな
すこともできる。また、該キャパシタに並列にダイオー
ドを接続して該平均電圧の極性の電圧を阻止するように
することもできる。入力インダクタを入力電源及びその
直列回路に直列に接続することも出来、キャパシタと負
荷との間にダイオードを接続して、入力電源から負荷に
エネルギを転送する方向に電流を流すようにすることも
出来る。また、スイッチング素子はこのスイッチング素
子がオフのとき入力電源によって供給される電圧を阻止
する単方向スイッチであり得る。逆電圧が該スイッチン
グ素子によって阻止さるべき動作サイクルのある期間に
おいて比較的高い不飽和インピーダンスを呈する可飽和
インダクタを設けることもできる。また、入力電源は双
極性電圧源であってもよく、この場合、スイッチ及び第
１インダクタからなる直列回路に並列にキャパシタが接
続され入力電源及び該直列回路に直列に入力インダクタ
が接続され、デュアルモードスイッチ及び負荷の間に整
流器が接続され、該整流器は双極性入力電流を受け入れ
て、単極性出力電流を負荷に供給するのである。また、
該インダクタンスは一次及び二次巻線を有する漏洩イン
ダクタンストランスの漏洩インダクタンスであってもよ
い。上記した第１スイッチング素子は該一次巻線に直列
接続され得る。また第２スイッチング素子は該二次巻線
及びキャパシタに直列に接続され、該第１スイッチング
素子及び該一次巻線は該入力電源に直列接続される。キ
ャパシタ及び負荷の間に出力フィルタが接続されて、キ
ャパシタ両端の平均電圧にほぼ等しい平均電圧にて該負
荷に該キャパシタからエネルギを供給することが出来
る。該キャパシタに並列にダイオードを接続して、該平
均電圧の極性の電圧を阻止することができる。
タ、ブーストコンバータ、ＡＣ−ＤＣブーストコンバー
タ、バックブーストコンバータ、Ｃｕｋコンバータ、Ｓ
ＥＰＩＣコンバータ、非アイソレーションコンバータ又
はアイソレーションコンバータであってもよい。インダ
クタを不飽和の状態から飽和状態にするために必要なボ
ルト−セカンド（電圧−秒）を低減させるための回路を
用いることも出来る。また、入力電源は単極性電圧を供
給するものであってもよい。又、スイッチは入力電源及
び第１インダクタに直列に接続されてもよい。また、キ
ャパシタと負荷との間に出力フィルタを接続して、キャ
パシタから負荷に対して該キャパシタの両端の平均電圧
にほぼ等しい平均電圧にてエネルギを供給するようにな
すこともできる。また、該キャパシタに並列にダイオー
ドを接続して該平均電圧の極性の電圧を阻止するように
することもできる。入力インダクタを入力電源及びその
直列回路に直列に接続することも出来、キャパシタと負
荷との間にダイオードを接続して、入力電源から負荷に
エネルギを転送する方向に電流を流すようにすることも
出来る。また、スイッチング素子はこのスイッチング素
子がオフのとき入力電源によって供給される電圧を阻止
する単方向スイッチであり得る。逆電圧が該スイッチン
グ素子によって阻止さるべき動作サイクルのある期間に
おいて比較的高い不飽和インピーダンスを呈する可飽和
インダクタを設けることもできる。また、入力電源は双
極性電圧源であってもよく、この場合、スイッチ及び第
１インダクタからなる直列回路に並列にキャパシタが接
続され入力電源及び該直列回路に直列に入力インダクタ
が接続され、デュアルモードスイッチ及び負荷の間に整
流器が接続され、該整流器は双極性入力電流を受け入れ
て、単極性出力電流を負荷に供給するのである。また、
該インダクタンスは一次及び二次巻線を有する漏洩イン
ダクタンストランスの漏洩インダクタンスであってもよ
い。上記した第１スイッチング素子は該一次巻線に直列
接続され得る。また第２スイッチング素子は該二次巻線
及びキャパシタに直列に接続され、該第１スイッチング
素子及び該一次巻線は該入力電源に直列接続される。キ
ャパシタ及び負荷の間に出力フィルタが接続されて、キ
ャパシタ両端の平均電圧にほぼ等しい平均電圧にて該負
荷に該キャパシタからエネルギを供給することが出来
る。該キャパシタに並列にダイオードを接続して、該平
均電圧の極性の電圧を阻止することができる。
【００１６】逆方向エネルギ転送は、入力電源により供
給される電圧よりキャパシタ両端電圧が大なるとき開始
され得る。逆方向エネルギ転送はキャパシタ両端電圧が
負荷に電流を流入させ得るキャパシタ電圧における増分
変化の絶対値が負荷の両端電圧より大なるような値をキ
ャパシタ電圧がとったとき開始され得る。本発明の他の
特徴によれば、ゼロ電流のときにスイッチを開閉するこ
とによって時間変化する負荷に入力電源から電力を供給
するＺＣＳコンバータの最低動作周波数を制御する方法
が提供される。コンバータ動作サイクルの各々における
最初の部分において、スイッチが入力電源からフォワー
ド方向のエネルギ転送を開始するように制御される。コ
ンバータ動作サイクルのいくつかにおいて該第１部分に
は隣接しない時間帯において負荷の変動に応答してスイ
ッチが制御されて入力電源への逆方向のエネルギ転送が
開始される。
給される電圧よりキャパシタ両端電圧が大なるとき開始
され得る。逆方向エネルギ転送はキャパシタ両端電圧が
負荷に電流を流入させ得るキャパシタ電圧における増分
変化の絶対値が負荷の両端電圧より大なるような値をキ
ャパシタ電圧がとったとき開始され得る。本発明の他の
特徴によれば、ゼロ電流のときにスイッチを開閉するこ
とによって時間変化する負荷に入力電源から電力を供給
するＺＣＳコンバータの最低動作周波数を制御する方法
が提供される。コンバータ動作サイクルの各々における
最初の部分において、スイッチが入力電源からフォワー
ド方向のエネルギ転送を開始するように制御される。コ
ンバータ動作サイクルのいくつかにおいて該第１部分に
は隣接しない時間帯において負荷の変動に応答してスイ
ッチが制御されて入力電源への逆方向のエネルギ転送が
開始される。
【００１７】本発明はさらにいくつかの特徴を含んでい
る。すなわち、上記した第１の期間の開始と逆方向エネ
ルギ転送の開始時点との間に固定した遅延時間を設ける
ことができる。また、該第１の部分の開始時点と該逆方
向エネルギ転送の開始時点との間の時間差を選択的に調
整することもできる。すなわち、可飽和インダクタのボ
ルト−セカンド特性を調整して、該第１期間の開始時点
及び該逆方向エネルギ転送の開始時点の間の時間差を制
御することができる。逆方向転送はコンバータから入力
電源にエネルギを転送することである。この逆方向エネ
ルギ転送はキャパシタの両端電圧に基づいて開始するこ
とができる。
る。すなわち、上記した第１の期間の開始と逆方向エネ
ルギ転送の開始時点との間に固定した遅延時間を設ける
ことができる。また、該第１の部分の開始時点と該逆方
向エネルギ転送の開始時点との間の時間差を選択的に調
整することもできる。すなわち、可飽和インダクタのボ
ルト−セカンド特性を調整して、該第１期間の開始時点
及び該逆方向エネルギ転送の開始時点の間の時間差を制
御することができる。逆方向転送はコンバータから入力
電源にエネルギを転送することである。この逆方向エネ
ルギ転送はキャパシタの両端電圧に基づいて開始するこ
とができる。
【００１８】本発明の他の特徴及び利点は次の実施例の
説明及び特許請求の範囲の記載から明らかとなる。
説明及び特許請求の範囲の記載から明らかとなる。
【００１９】
【実施例】図１に示したような従来のＺＣＳバックコン
バータであって、一定の出力電圧Ｖoutにおいて３つの
異なる負荷電力に対して半波モードにて動作するコンバ
ータのキャパシタ電圧Ｖｃ（ｔ）の動作波形が図９
（Ａ）乃至図９（Ｄ）において示されている。簡単のた
めに、Ｌｏの値がＬr1の値より非常に大きく、電流Ｉｏ
の値が動作サイクルに亘ってほぼ一定であると仮定す
る。最大負荷すなわちＰout＝Ｐmax（Ｉｏ＝Ｉｐ）の
時、コンバータ動作期間は図９（Ａ）に示したようにＴ
１であり、第２のより低い負荷の時すなわち、Ｐout＝
Ｐ１＜Ｐmaxの場合、コンバータ動作期間は、図９
（Ｂ）に示したように、ｔ２＞ｔ１である。また、第３
及び第４の負荷の値の場合すなわちＰ２及びＰ３（Ｐ３
＜Ｐ２＜Ｐ１）の時、コンバータ動作期間は各々ｔ３及
びｔ４であり、これらは図９（Ｃ）及び図９（Ｄ）に示
されている。全ての場合において、出力フィルタ１６が
ロスなしであるとすればコンバータ動作サイクル従って
コンバータ周波数は該動作サイクルに亘ってＶｃ（ｔ）
の平均値がＶoutに等しいような値をとるのである。と
ころが、物理的に実現し得るＺＣＳコンバータにおける
回路ロスは最低コンバータ動作周波数に有限の下限値を
設定し、無負荷のコンバータの理論的な動作周波数はゼ
ロとなる。ここで動作周波数に対する予期し得る下限を
設けることには種々の利点がある。すなわち、出力フィ
ルタの遮断周波数が上昇して、より小型のよりロスの少
ないフィルタを得ることができ、より広いコンバータの
帯域を得ることができ、用いられるＥＭＩ／ＲＦＩフィ
ルタ及びシールドが小型になり、負荷回路内における周
波数による干渉の可能性が除去される。
バータであって、一定の出力電圧Ｖoutにおいて３つの
異なる負荷電力に対して半波モードにて動作するコンバ
ータのキャパシタ電圧Ｖｃ（ｔ）の動作波形が図９
（Ａ）乃至図９（Ｄ）において示されている。簡単のた
めに、Ｌｏの値がＬr1の値より非常に大きく、電流Ｉｏ
の値が動作サイクルに亘ってほぼ一定であると仮定す
る。最大負荷すなわちＰout＝Ｐmax（Ｉｏ＝Ｉｐ）の
時、コンバータ動作期間は図９（Ａ）に示したようにＴ
１であり、第２のより低い負荷の時すなわち、Ｐout＝
Ｐ１＜Ｐmaxの場合、コンバータ動作期間は、図９
（Ｂ）に示したように、ｔ２＞ｔ１である。また、第３
及び第４の負荷の値の場合すなわちＰ２及びＰ３（Ｐ３
＜Ｐ２＜Ｐ１）の時、コンバータ動作期間は各々ｔ３及
びｔ４であり、これらは図９（Ｃ）及び図９（Ｄ）に示
されている。全ての場合において、出力フィルタ１６が
ロスなしであるとすればコンバータ動作サイクル従って
コンバータ周波数は該動作サイクルに亘ってＶｃ（ｔ）
の平均値がＶoutに等しいような値をとるのである。と
ころが、物理的に実現し得るＺＣＳコンバータにおける
回路ロスは最低コンバータ動作周波数に有限の下限値を
設定し、無負荷のコンバータの理論的な動作周波数はゼ
ロとなる。ここで動作周波数に対する予期し得る下限を
設けることには種々の利点がある。すなわち、出力フィ
ルタの遮断周波数が上昇して、より小型のよりロスの少
ないフィルタを得ることができ、より広いコンバータの
帯域を得ることができ、用いられるＥＭＩ／ＲＦＩフィ
ルタ及びシールドが小型になり、負荷回路内における周
波数による干渉の可能性が除去される。
【００２０】大なる負荷においても半波動作の利点（効
率及び電力分配）を維持しつつコンバータ動作周波数に
対して下限を設定するＺＣＳコンバータ回路構成の動作
原理を説明する回路モデルが図１０に示されている。こ
の図において、ＺＣＳバックコンバータ 100は、図１に
示した従来のＺＣＳバックコンバータと次の点を除いて
は同じ回路要素を含んでいる。すなわち、図１における
スイッチ２５及び共振インダクタ２７が図１０において
はマルチモードスイッチ 105に置き変えられている。こ
のマルチモードスイッチ 105はＬr1の値を有する第１共
振インダクタ２７ａに直列な第１スイッチング素子７５
ａ及びＬr2の値の第２共振インダクタ２７ｂに直列な第
２スイッチング素子７５ｂからなっている。マルチモー
ドスイッチ 105は、また、デュアルモードスイッチコン
トローラ 112を含み、このコントローラの単純化された
機能構成が図１１に示されている。図１０，１１及び１
４からも明らかなように、デュアルモードスイッチコン
トローラ 105はコンバータ動作周波数 fop＝１／top
（図１４）にて連続するトリガ信号７７を受信する。各
トリガ信号を受信すると、第１ＺＣＳスイッチコントロ
ーラ１２ａはゼロ電流において第１スイッチ７５ａを開
閉して電流Ｉinのフォワード方向流を開始し（図１４
（Ｃ））、入力電源１４からのフォワード方向のエネル
ギ転送が第１インダクタ２７ａを経てキャパシタ４２に
向う。このフォワード方向エネルギ転送フェーズの間に
おけるコンバータ内の電流及び電圧の正弦波状変化はＴ
１＝pi×sqrt（Lr1×Cr)に等しい特性時定数を生ずる。
動作サイクルのこの最初の部分は、半波モードで動作す
る従来例のＺＣＳバックコンバータ（図３に示してい
る）における動作サイクルの最初の部分にほぼ等しい。
しかし乍ら、フォワード方向エネルギ転送の開始後所定
遅延時間Ｔｄの間に新しいトリガ信号が受信されない場
合（フォワード方向エネルギ転送フェーズがＴｄの終了
後に終了する。すなわち時間Ｔｄ＞ｔ１，図１２）、第
２のＺＣＳスイッチコントローラ１２ｂは遅延素子１７
の出力によってトリガされてスイッチ７５ｂがゼロ電流
において開閉せしめられ、逆電流Ｉinを招来し、インダ
クタ２７ｂを経て入力電源１４にキャパシタ４２からエ
ネルギが逆流する（キャパシタ電圧Ｖｃ（Ｔｄ）が時刻
Ｔｄにおいて入力電圧Ｖinより大であるとし電圧Ｖｃ
（Ｔｄ）がＶinより低いならば第２スイッチは活性化さ
れない）。この逆エネルギ転送フェーズにおけるコンバ
ータの電流及び電圧の正弦波状変化はＴ２＝pi×sqrt
（Ｌr2×Cr)に等しい特性時定数を呈する。
率及び電力分配）を維持しつつコンバータ動作周波数に
対して下限を設定するＺＣＳコンバータ回路構成の動作
原理を説明する回路モデルが図１０に示されている。こ
の図において、ＺＣＳバックコンバータ 100は、図１に
示した従来のＺＣＳバックコンバータと次の点を除いて
は同じ回路要素を含んでいる。すなわち、図１における
スイッチ２５及び共振インダクタ２７が図１０において
はマルチモードスイッチ 105に置き変えられている。こ
のマルチモードスイッチ 105はＬr1の値を有する第１共
振インダクタ２７ａに直列な第１スイッチング素子７５
ａ及びＬr2の値の第２共振インダクタ２７ｂに直列な第
２スイッチング素子７５ｂからなっている。マルチモー
ドスイッチ 105は、また、デュアルモードスイッチコン
トローラ 112を含み、このコントローラの単純化された
機能構成が図１１に示されている。図１０，１１及び１
４からも明らかなように、デュアルモードスイッチコン
トローラ 105はコンバータ動作周波数 fop＝１／top
（図１４）にて連続するトリガ信号７７を受信する。各
トリガ信号を受信すると、第１ＺＣＳスイッチコントロ
ーラ１２ａはゼロ電流において第１スイッチ７５ａを開
閉して電流Ｉinのフォワード方向流を開始し（図１４
（Ｃ））、入力電源１４からのフォワード方向のエネル
ギ転送が第１インダクタ２７ａを経てキャパシタ４２に
向う。このフォワード方向エネルギ転送フェーズの間に
おけるコンバータ内の電流及び電圧の正弦波状変化はＴ
１＝pi×sqrt（Lr1×Cr)に等しい特性時定数を生ずる。
動作サイクルのこの最初の部分は、半波モードで動作す
る従来例のＺＣＳバックコンバータ（図３に示してい
る）における動作サイクルの最初の部分にほぼ等しい。
しかし乍ら、フォワード方向エネルギ転送の開始後所定
遅延時間Ｔｄの間に新しいトリガ信号が受信されない場
合（フォワード方向エネルギ転送フェーズがＴｄの終了
後に終了する。すなわち時間Ｔｄ＞ｔ１，図１２）、第
２のＺＣＳスイッチコントローラ１２ｂは遅延素子１７
の出力によってトリガされてスイッチ７５ｂがゼロ電流
において開閉せしめられ、逆電流Ｉinを招来し、インダ
クタ２７ｂを経て入力電源１４にキャパシタ４２からエ
ネルギが逆流する（キャパシタ電圧Ｖｃ（Ｔｄ）が時刻
Ｔｄにおいて入力電圧Ｖinより大であるとし電圧Ｖｃ
（Ｔｄ）がＶinより低いならば第２スイッチは活性化さ
れない）。この逆エネルギ転送フェーズにおけるコンバ
ータの電流及び電圧の正弦波状変化はＴ２＝pi×sqrt
（Ｌr2×Cr)に等しい特性時定数を呈する。
【００２１】図１４（Ｄ）に示したように、もし電圧Ｖ
ｃ（Ｔｄ）がＶinよりΔＶ１だけ高いならば、電圧Ｖｃ
は逆方向エネルギ電圧フェーズにおける時刻Ｔｄ及びｔ
２の間に２×ΔＶ１だけ低下する。負荷が減少するとΔ
Ｖ１の値はＶinに向って増加しＶｃ（ｔ２）はゼロに向
って減少する。いま、電流Ｉｏの値が動作サイクルに亘
ってほぼ一定であるとするならば、時刻ｔ１及びＴｄの
間及び時刻ｔ２及びｔ３の間におけるＶｃ（ｔ）の変化
率は等しく（すなわちｄＶｃ／ｄｔ＝Ｉｏ／Ｃｒに等し
い）、よって、２つの期間Ｔｓ＝Ｔｄ−ｔ１及びＴｓ＝
ｔ３−ｔ２は等しい。さらに、図１４（Ｄ）における２
つの放電期間Ｔｓの間の電圧波形の下側の面積はＴｓ×
Ｖｐｋに等しいことに注目すべきである。もしこれが該
電圧波形の下側の面積の全体を表わすという近似の仮定
をすればこの電圧波形の下側の面積は負荷の大きさから
独立している。なんとなれば、コンバータ動作周波数が
出力電圧Ｖoutを一定に維持しているからである。図１
０に示されたコンバータ内のＶｃ（ｔ）の動作波形を示
す図１５（Ａ）ないし（Ｄ）を、図１に示されたコンバ
ータ内の電圧Ｖｃ（ｔ）の波形を示す図９（Ａ）ないし
（Ｄ）と比較することによって原理を説明することがで
きる。上記した如く、図９の波形は、半波動作モードに
おいて動作する従来例のＺＣＳのコンバータにおいて負
荷が減少したときに出力電圧を一定に維持するためには
動作周波数を大きく減少することが要求されることを示
している。しかし乍ら、図１５（Ａ）ないし（Ｄ）に示
されたように、半波サイクルが時刻Ｔｄにおいて中断せ
しめられ、キャパシタ４２に蓄えられたエネルギが入力
電源に戻されるならば、動作周波数の変化は低減され得
る。図９及び１５において、フォワード方向のエネルギ
転送についての特性時定数Ｔ１＝ｐｉ×sqrt（Ｌr1×Ｃ
ｒ）が同じであると仮定され、各波形に対する出力電力
Ｐoutも同じである。また、図９（Ａ）の波形は図１５
（Ａ）の波形と同じであり、図９（Ｂ）の波形は図１５
（Ｂ）と同じである。なんとなれば、両方の場合におい
て、Ｖｃが時刻ＴｄにおけるＶinより低いからである。
よって、リバース方向エネルギ転送はＶｃ＜Ｖinについ
ては生じず、このリバース方向エネルギ転送は開始され
ない。しかし乍ら、図１５（Ｃ）及び（Ｄ）において
は、時刻ｔ＝ＴｄにおいてＶinより大であり、リバース
方向エネルギ転送の結果、コンバータ動作周波数におけ
る変化が従来例の半波コンバータに比較して低減され
る。図１４及び図１５（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、
スイッチ 105はコンバータ動作状態に応じて異なるモー
ドにて動作する。すなわち、図１５（Ａ）及び（Ｂ）に
おけるような高い負荷状態においては、スイッチ 105は
半波モードにおいてのみ動作し、電流Ｉinはキャパシタ
４２に向うフォワード方向にのみ流れる。しかし乍ら、
負荷が減少すると、スイッチ 105はＩinがフォワード方
向及びリバース方向に流れることが生ずるようなモード
において動作する。ところで、電流Ｉinのリバース方向
流がフォワード方向流の終了する時点（すなわち図４
（Ａ）の時刻ｔ＝ｔｒ）の直後において始まる従来の全
波コンバータとは異なり、本発明によるコンバータにお
けるリバース方向流はフォワード方向電流が終了してあ
る有限の時間が経過するまでは生じないのである。コン
バータの最大負荷から所定のやや低い負荷までの間につ
いては半波動作モードをなすことによって半波コンバー
タの効率及び電力分担利点を比較的高い負荷に対しては
提供でき、非常に有効である。またやや低い負荷につい
ては、リバース方向エネルギ転送をなすことによってコ
ンバータ動作周波数に下限を設定しこれによって既に述
べた利点を得ることができるのである。
ｃ（Ｔｄ）がＶinよりΔＶ１だけ高いならば、電圧Ｖｃ
は逆方向エネルギ電圧フェーズにおける時刻Ｔｄ及びｔ
２の間に２×ΔＶ１だけ低下する。負荷が減少するとΔ
Ｖ１の値はＶinに向って増加しＶｃ（ｔ２）はゼロに向
って減少する。いま、電流Ｉｏの値が動作サイクルに亘
ってほぼ一定であるとするならば、時刻ｔ１及びＴｄの
間及び時刻ｔ２及びｔ３の間におけるＶｃ（ｔ）の変化
率は等しく（すなわちｄＶｃ／ｄｔ＝Ｉｏ／Ｃｒに等し
い）、よって、２つの期間Ｔｓ＝Ｔｄ−ｔ１及びＴｓ＝
ｔ３−ｔ２は等しい。さらに、図１４（Ｄ）における２
つの放電期間Ｔｓの間の電圧波形の下側の面積はＴｓ×
Ｖｐｋに等しいことに注目すべきである。もしこれが該
電圧波形の下側の面積の全体を表わすという近似の仮定
をすればこの電圧波形の下側の面積は負荷の大きさから
独立している。なんとなれば、コンバータ動作周波数が
出力電圧Ｖoutを一定に維持しているからである。図１
０に示されたコンバータ内のＶｃ（ｔ）の動作波形を示
す図１５（Ａ）ないし（Ｄ）を、図１に示されたコンバ
ータ内の電圧Ｖｃ（ｔ）の波形を示す図９（Ａ）ないし
（Ｄ）と比較することによって原理を説明することがで
きる。上記した如く、図９の波形は、半波動作モードに
おいて動作する従来例のＺＣＳのコンバータにおいて負
荷が減少したときに出力電圧を一定に維持するためには
動作周波数を大きく減少することが要求されることを示
している。しかし乍ら、図１５（Ａ）ないし（Ｄ）に示
されたように、半波サイクルが時刻Ｔｄにおいて中断せ
しめられ、キャパシタ４２に蓄えられたエネルギが入力
電源に戻されるならば、動作周波数の変化は低減され得
る。図９及び１５において、フォワード方向のエネルギ
転送についての特性時定数Ｔ１＝ｐｉ×sqrt（Ｌr1×Ｃ
ｒ）が同じであると仮定され、各波形に対する出力電力
Ｐoutも同じである。また、図９（Ａ）の波形は図１５
（Ａ）の波形と同じであり、図９（Ｂ）の波形は図１５
（Ｂ）と同じである。なんとなれば、両方の場合におい
て、Ｖｃが時刻ＴｄにおけるＶinより低いからである。
よって、リバース方向エネルギ転送はＶｃ＜Ｖinについ
ては生じず、このリバース方向エネルギ転送は開始され
ない。しかし乍ら、図１５（Ｃ）及び（Ｄ）において
は、時刻ｔ＝ＴｄにおいてＶinより大であり、リバース
方向エネルギ転送の結果、コンバータ動作周波数におけ
る変化が従来例の半波コンバータに比較して低減され
る。図１４及び図１５（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、
スイッチ 105はコンバータ動作状態に応じて異なるモー
ドにて動作する。すなわち、図１５（Ａ）及び（Ｂ）に
おけるような高い負荷状態においては、スイッチ 105は
半波モードにおいてのみ動作し、電流Ｉinはキャパシタ
４２に向うフォワード方向にのみ流れる。しかし乍ら、
負荷が減少すると、スイッチ 105はＩinがフォワード方
向及びリバース方向に流れることが生ずるようなモード
において動作する。ところで、電流Ｉinのリバース方向
流がフォワード方向流の終了する時点（すなわち図４
（Ａ）の時刻ｔ＝ｔｒ）の直後において始まる従来の全
波コンバータとは異なり、本発明によるコンバータにお
けるリバース方向流はフォワード方向電流が終了してあ
る有限の時間が経過するまでは生じないのである。コン
バータの最大負荷から所定のやや低い負荷までの間につ
いては半波動作モードをなすことによって半波コンバー
タの効率及び電力分担利点を比較的高い負荷に対しては
提供でき、非常に有効である。またやや低い負荷につい
ては、リバース方向エネルギ転送をなすことによってコ
ンバータ動作周波数に下限を設定しこれによって既に述
べた利点を得ることができるのである。
【００２２】図１１に示したタイプのデュアルモードコ
ントローラ 112のより詳細な回路構成が図１２に示され
ている。この図において、トリガ信号７７が動作周波数
ｆｏｐにて到達し、このトリガ信号が第１ＺＣＳスイッ
チコントローラ１２ａ及びリトリガラブル単安定マルチ
117に供給される。この第１ＺＣＳコントローラは電流
Ｉinの半波フォワード方向流を開始せしめる。各トリガ
信号に従って、リトリガラブル単安定マルチ 117は論理
“１”出力をＴｄに等しい期間だけ生成する（もし、ｆ
ｏｐが１／Ｔｄを越えるとき単安定マルチ 117の出力は
論理“１”状態に止まる)。インバータ７２及びアンド
ゲート７４は単安定マルチ 117の出力を比較器７０の出
力に組合わせる。比較器７０の出力はキャパシタ電圧Ｖ
ｃがコンバータ入力電圧Ｖinより大であるか否かを示す
信号である。もし、時間Ｔｄが経過してかつＶｃがＶin
より大であるならば、第２単安定マルチ７６はトリガさ
れて第２ＺＣＳコントローラ 126を活性化してエネルギ
逆（リバース）方向伝達フェーズを開始する短いパルス
を生成する。時刻ＴｄにおいてＶｃがＶinより小である
か又はｆｏｐが１／Ｔｄより大である場合、第２ＺＣＳ
コントローラは活性化されない。
ントローラ 112のより詳細な回路構成が図１２に示され
ている。この図において、トリガ信号７７が動作周波数
ｆｏｐにて到達し、このトリガ信号が第１ＺＣＳスイッ
チコントローラ１２ａ及びリトリガラブル単安定マルチ
117に供給される。この第１ＺＣＳコントローラは電流
Ｉinの半波フォワード方向流を開始せしめる。各トリガ
信号に従って、リトリガラブル単安定マルチ 117は論理
“１”出力をＴｄに等しい期間だけ生成する（もし、ｆ
ｏｐが１／Ｔｄを越えるとき単安定マルチ 117の出力は
論理“１”状態に止まる)。インバータ７２及びアンド
ゲート７４は単安定マルチ 117の出力を比較器７０の出
力に組合わせる。比較器７０の出力はキャパシタ電圧Ｖ
ｃがコンバータ入力電圧Ｖinより大であるか否かを示す
信号である。もし、時間Ｔｄが経過してかつＶｃがＶin
より大であるならば、第２単安定マルチ７６はトリガさ
れて第２ＺＣＳコントローラ 126を活性化してエネルギ
逆（リバース）方向伝達フェーズを開始する短いパルス
を生成する。時刻ＴｄにおいてＶｃがＶinより小である
か又はｆｏｐが１／Ｔｄより大である場合、第２ＺＣＳ
コントローラは活性化されない。
【００２３】図１０及び１１に示されたコンバータ 100
及びマルチモードスイッチ 105はフォワード方向及びリ
バース方向エネルギ伝達フェーズに対して２つの別々の
特性時定数を提供する。多くの場合においては、このこ
とは要件ではなく、マルチモードスイッチ 105は図１６
に示されるような形態に単純化され得る。この図におい
て、マルチモードスイッチ 105は単一のインダクタ２７
を用い、フォワード方向及びリバース方向エネルギ転送
フェーズの双方に対して単一の特性時定数を提供する。
そして、デュアルモードコントローラ 112は単一の理想
スイッチ７５（開放時においては双極性電圧を阻止しか
つ閉成時においては双方向電流を運ぶことのできるスイ
ッチ）を図１１の２つの理想スイッチ７５ａ、７５ｂを
デュアルモードコントローラ 112が開放すると同時にな
すのである。
及びマルチモードスイッチ 105はフォワード方向及びリ
バース方向エネルギ伝達フェーズに対して２つの別々の
特性時定数を提供する。多くの場合においては、このこ
とは要件ではなく、マルチモードスイッチ 105は図１６
に示されるような形態に単純化され得る。この図におい
て、マルチモードスイッチ 105は単一のインダクタ２７
を用い、フォワード方向及びリバース方向エネルギ転送
フェーズの双方に対して単一の特性時定数を提供する。
そして、デュアルモードコントローラ 112は単一の理想
スイッチ７５（開放時においては双極性電圧を阻止しか
つ閉成時においては双方向電流を運ぶことのできるスイ
ッチ）を図１１の２つの理想スイッチ７５ａ、７５ｂを
デュアルモードコントローラ 112が開放すると同時にな
すのである。
【００２４】図１０及び１１に示されたコンバータ及び
マルチモードスイッチは理想のスイッチを用いて説明さ
れている。しかしながら、実際上は、理想的ではないス
イッチが用いられており、既に述べたように、これらの
スイッチを用いることが考慮に入れられなければならな
い。例えばバイポーラあるいは MOSFETスイッチ等の多
数の異なるタイプの半導体スイッチが用いられ得るの
で、図１７（Ａ）においてはシンボル 130を用いて、開
放時においてはスイッチシンボルに含まれる正および負
極性マークによって示される方向に電流を阻止すること
ができ、反対極性の電圧は阻止できないか或いは殆ど阻
止できないような単方向スイッチを示すことにすれば便
利である。よって、例えば、図１７（Ａ）の一般化して
示された単方向スイッチ 130は図に示された極性の電圧
Ｖｓｗを阻止することができ、よって、かかるスイッチ
は図１７（Ｂ）に示された極性のＮチャンネル MOSFET
６１をシンボリックに示しかつ図１７（Ｃ）に示された
極性のＰチャンネル MOSFET６２をシンボリックに示す
ものである。又この単方向スイッチは、図１５（Ｄ）に
示された極性のＮＰＮトランジスタ６３及び図１５
（Ｅ）に示された極性のＰＮＰトランジスタ６４のシン
ボルでもある。しかし乍ら、 MOSFET６１及び６２に特
有なイントリンシックダイオード３１は、これらの MOS
FETをして逆電圧を支えることを不可能にする一方、バ
イポーラトランジスタ６３及び６４は低い値の逆電圧を
支えることが出来ることに注意すべきである。この場合
の低い値の逆電圧はバイポーラトランジスタのベース−
エミッタ接合の定格の逆なだれ崩壊電圧に等しい約６．
５ボルトまでのＶｓｗの負の値である。しかし乍ら、大
略、バイポーラトランジスタは単方向スイッチと考える
ことができる。
マルチモードスイッチは理想のスイッチを用いて説明さ
れている。しかしながら、実際上は、理想的ではないス
イッチが用いられており、既に述べたように、これらの
スイッチを用いることが考慮に入れられなければならな
い。例えばバイポーラあるいは MOSFETスイッチ等の多
数の異なるタイプの半導体スイッチが用いられ得るの
で、図１７（Ａ）においてはシンボル 130を用いて、開
放時においてはスイッチシンボルに含まれる正および負
極性マークによって示される方向に電流を阻止すること
ができ、反対極性の電圧は阻止できないか或いは殆ど阻
止できないような単方向スイッチを示すことにすれば便
利である。よって、例えば、図１７（Ａ）の一般化して
示された単方向スイッチ 130は図に示された極性の電圧
Ｖｓｗを阻止することができ、よって、かかるスイッチ
は図１７（Ｂ）に示された極性のＮチャンネル MOSFET
６１をシンボリックに示しかつ図１７（Ｃ）に示された
極性のＰチャンネル MOSFET６２をシンボリックに示す
ものである。又この単方向スイッチは、図１５（Ｄ）に
示された極性のＮＰＮトランジスタ６３及び図１５
（Ｅ）に示された極性のＰＮＰトランジスタ６４のシン
ボルでもある。しかし乍ら、 MOSFET６１及び６２に特
有なイントリンシックダイオード３１は、これらの MOS
FETをして逆電圧を支えることを不可能にする一方、バ
イポーラトランジスタ６３及び６４は低い値の逆電圧を
支えることが出来ることに注意すべきである。この場合
の低い値の逆電圧はバイポーラトランジスタのベース−
エミッタ接合の定格の逆なだれ崩壊電圧に等しい約６．
５ボルトまでのＶｓｗの負の値である。しかし乍ら、大
略、バイポーラトランジスタは単方向スイッチと考える
ことができる。
【００２５】図１８（Ａ）乃至（Ｄ）は単方向スイッチ
130ａ及び 130ｂを含むマルチモードスイッチ 105の実
施例を示している。なお、図１７（Ａ）において定義さ
れたシンボルを用いている。図１８（Ａ）及び（Ｃ）に
示されたスイッチはフォワード方向及びリバース方向の
エネルギ転送フェーズに対して２つの異なる特性時定数
を提供する２つのインダクタを含んでいる。またこれら
のスイッチは図示していないがデュアルモードコントロ
ーラを含むものとする。また、図５（Ｂ）に示された半
波モードの従来例のコンバータ３０におけるスイッチ 1
25と同様に、図１８に示された複合スイッチはフォワー
ド方向の電流路に存在する直接ダイオードに特有な既に
述べた効率の問題をまぬがれ得ない。かかる直列ダイオ
ードとは図１８（Ａ）のダイオード３８ａ及び図１８
（Ｄ）のダイオード 134ｂのことである。また、図１８
（Ａ）及び（Ｃ）のスイッチは２つのインダクタ２７
ａ、２７ｂを含みフォワード方向及びリバース方向の電
流に対して異なる２つの特性時定数を提供し、図１８
（Ｂ）及び１８（Ｄ）に示されたスイッチは単一のイン
ダクタ２７を含み、単一の特性時定数を提供する。図１
９において、直列なブロッキングダイオードを用いるこ
とに伴う能率低下を克服するマルチモードスイッチの機
能的回路構成が示されている。このマルチモードスイッ
チ 200は、単方向スイッチ 130、これに直列な可飽和イ
ンダクタ 250及びインダクタンスＬr1のリニアインダク
タ 227からなっている。ここで、“リニアインダクタ”
とは、電流Ｉinの予想される変動範囲に亘って電流Ｉin
の値にかかわらず固定のインダクタンス値を有するイン
ダクタを言う。また、可飽和インダクタはＬi1より非常
に小さい飽和インダクタンスＬsat及びＬr1より非常に
大なる非飽和インダクタンスＬunstを有する。ある双極
性の対称な励磁の下で、可飽和インダクタ 250及びリニ
アインダクタ 227の直列接続は図２０に示されたような
複合磁化曲線を呈する。この図において、“ａ”によっ
て示した如く、コアが最初励磁されていない場合、電流
Ｉinの正の方向の流れはコアを矢印 212によって示され
る経路に沿ってバイアスする。この領域においては、可
飽和インダクタがフォワード方向に飽和せしめられ、複
合インダクタンスが殆どＬr1に等しいのである。しかし
乍ら、電流が、経路 214及び 216に沿って減少すれば、
可飽和インダクタが飽和状態を脱して複合インダクタン
スがほぼＬunsatに等しい値にまで増大する。図におい
て示したように、磁化曲線のスロープ（傾斜）は複合イ
ンダクタンスを示している。可飽和インダクタンスの
“ボルト−セカンド定格”はこのインダクタがその非飽
和状態において支えることができるボルト−セカンドの
トータルである。すなわち、磁束がフォワード方向の飽
和（すなわち図１８の、“ｃ”）からリバース方向飽和
（すなわち図１８の、“ｄ”）に磁化曲線の経路 219の
如き経路に沿って変化させるに必要なインダクタ電圧Ｖ
satの時間積分である。可飽和インダクタの飽和状態か
ら非飽和状態に移行させるための電流レベルはフォワー
ド方向エネルギ伝達サイクルにおいて流れるＩinのピー
ク値に比較して小さいと仮定される。
130ａ及び 130ｂを含むマルチモードスイッチ 105の実
施例を示している。なお、図１７（Ａ）において定義さ
れたシンボルを用いている。図１８（Ａ）及び（Ｃ）に
示されたスイッチはフォワード方向及びリバース方向の
エネルギ転送フェーズに対して２つの異なる特性時定数
を提供する２つのインダクタを含んでいる。またこれら
のスイッチは図示していないがデュアルモードコントロ
ーラを含むものとする。また、図５（Ｂ）に示された半
波モードの従来例のコンバータ３０におけるスイッチ 1
25と同様に、図１８に示された複合スイッチはフォワー
ド方向の電流路に存在する直接ダイオードに特有な既に
述べた効率の問題をまぬがれ得ない。かかる直列ダイオ
ードとは図１８（Ａ）のダイオード３８ａ及び図１８
（Ｄ）のダイオード 134ｂのことである。また、図１８
（Ａ）及び（Ｃ）のスイッチは２つのインダクタ２７
ａ、２７ｂを含みフォワード方向及びリバース方向の電
流に対して異なる２つの特性時定数を提供し、図１８
（Ｂ）及び１８（Ｄ）に示されたスイッチは単一のイン
ダクタ２７を含み、単一の特性時定数を提供する。図１
９において、直列なブロッキングダイオードを用いるこ
とに伴う能率低下を克服するマルチモードスイッチの機
能的回路構成が示されている。このマルチモードスイッ
チ 200は、単方向スイッチ 130、これに直列な可飽和イ
ンダクタ 250及びインダクタンスＬr1のリニアインダク
タ 227からなっている。ここで、“リニアインダクタ”
とは、電流Ｉinの予想される変動範囲に亘って電流Ｉin
の値にかかわらず固定のインダクタンス値を有するイン
ダクタを言う。また、可飽和インダクタはＬi1より非常
に小さい飽和インダクタンスＬsat及びＬr1より非常に
大なる非飽和インダクタンスＬunstを有する。ある双極
性の対称な励磁の下で、可飽和インダクタ 250及びリニ
アインダクタ 227の直列接続は図２０に示されたような
複合磁化曲線を呈する。この図において、“ａ”によっ
て示した如く、コアが最初励磁されていない場合、電流
Ｉinの正の方向の流れはコアを矢印 212によって示され
る経路に沿ってバイアスする。この領域においては、可
飽和インダクタがフォワード方向に飽和せしめられ、複
合インダクタンスが殆どＬr1に等しいのである。しかし
乍ら、電流が、経路 214及び 216に沿って減少すれば、
可飽和インダクタが飽和状態を脱して複合インダクタン
スがほぼＬunsatに等しい値にまで増大する。図におい
て示したように、磁化曲線のスロープ（傾斜）は複合イ
ンダクタンスを示している。可飽和インダクタンスの
“ボルト−セカンド定格”はこのインダクタがその非飽
和状態において支えることができるボルト−セカンドの
トータルである。すなわち、磁束がフォワード方向の飽
和（すなわち図１８の、“ｃ”）からリバース方向飽和
（すなわち図１８の、“ｄ”）に磁化曲線の経路 219の
如き経路に沿って変化させるに必要なインダクタ電圧Ｖ
satの時間積分である。可飽和インダクタの飽和状態か
ら非飽和状態に移行させるための電流レベルはフォワー
ド方向エネルギ伝達サイクルにおいて流れるＩinのピー
ク値に比較して小さいと仮定される。
【００２６】図１９のマルチモードスイッチ 200の動作
原理が図１９及び２０更には図２１の波形を参照して説
明される。まず、ｔ＝ｔｏにおいて、単方向スイッチ 1
30がターンオン（ゼロ電流にて）され、このとき可飽和
インダクタ 250は飽和状態にある（すなわち、図２０に
おける“ａ”における状態）。図２１（Ａ）に示したよ
うに、時刻ｔｏ及びｔ３の間において、電流Ｉinの最初
の半波流が生ずる。時刻ｔｅ及びｔｘの間において、電
圧Ｖｃ（ｔ）（図２１（Ｂ））はＶinより大きく、電源
に向う電流Ｉinの逆方向流を生ぜしめる。（このとき、
単方向スイッチ130はこの逆流を阻止することができな
い。このことによって可飽和インダクタ250は図２０の
経路 216のような経路に沿って非飽和状態にバイアスさ
れ、複合インダクタンスが鋭く上昇し、例えばＬunsat
の値にまで上昇する。このＬunsatによって与えられる
比較的高いインピーダンスの故に、時刻ｔ３の後に流れ
るリバース方向電流及び入力電源１４に戻されるエネル
ギ量は共に非常に小さい。時刻ｔ３及びｔｃの間におい
て、可飽和インダクタ 250は従来例の半波ＺＣＳコンバ
ータにおける直列ダイオード３８によってなされる機能
すなわちＶswを支えかつＶswが負の期間において逆電流
が流れることを禁止する機能をなすのである。しかし乍
ら、時刻ｔ＝ｔｃにおいては、可飽和インダクタによっ
て支えられるボルト−セカンド（図２１（Ｂ）における
波形Ｖｃ（ｔ）のハッチング領域221によって表わされ
る）はインダクタのボルト−セカンド定格を越え、可飽
和インダクタは逆に飽和して複合インダクタンスはＬr1
に戻り、時刻ｔｃ及びｔｒの間の電流Ｉinのリバース方
向流がキャパシタ４２に蓄えられたエネルギの一部を入
力電源１８に向けてリバース方向に転送するのである。
ここで、磁化曲線が図２０の 219のような経路に沿って
変化して、経路 220のような経路を経てゼロ電流（図２
０の“ｅ”）に戻るのである。以下に述べるように、可
飽和インダクタは新たなフォワード方向エネルギ転送サ
イクルを始めるためにフォワード方向の飽和状態にリセ
ットされなければならない。
原理が図１９及び２０更には図２１の波形を参照して説
明される。まず、ｔ＝ｔｏにおいて、単方向スイッチ 1
30がターンオン（ゼロ電流にて）され、このとき可飽和
インダクタ 250は飽和状態にある（すなわち、図２０に
おける“ａ”における状態）。図２１（Ａ）に示したよ
うに、時刻ｔｏ及びｔ３の間において、電流Ｉinの最初
の半波流が生ずる。時刻ｔｅ及びｔｘの間において、電
圧Ｖｃ（ｔ）（図２１（Ｂ））はＶinより大きく、電源
に向う電流Ｉinの逆方向流を生ぜしめる。（このとき、
単方向スイッチ130はこの逆流を阻止することができな
い。このことによって可飽和インダクタ250は図２０の
経路 216のような経路に沿って非飽和状態にバイアスさ
れ、複合インダクタンスが鋭く上昇し、例えばＬunsat
の値にまで上昇する。このＬunsatによって与えられる
比較的高いインピーダンスの故に、時刻ｔ３の後に流れ
るリバース方向電流及び入力電源１４に戻されるエネル
ギ量は共に非常に小さい。時刻ｔ３及びｔｃの間におい
て、可飽和インダクタ 250は従来例の半波ＺＣＳコンバ
ータにおける直列ダイオード３８によってなされる機能
すなわちＶswを支えかつＶswが負の期間において逆電流
が流れることを禁止する機能をなすのである。しかし乍
ら、時刻ｔ＝ｔｃにおいては、可飽和インダクタによっ
て支えられるボルト−セカンド（図２１（Ｂ）における
波形Ｖｃ（ｔ）のハッチング領域221によって表わされ
る）はインダクタのボルト−セカンド定格を越え、可飽
和インダクタは逆に飽和して複合インダクタンスはＬr1
に戻り、時刻ｔｃ及びｔｒの間の電流Ｉinのリバース方
向流がキャパシタ４２に蓄えられたエネルギの一部を入
力電源１８に向けてリバース方向に転送するのである。
ここで、磁化曲線が図２０の 219のような経路に沿って
変化して、経路 220のような経路を経てゼロ電流（図２
０の“ｅ”）に戻るのである。以下に述べるように、可
飽和インダクタは新たなフォワード方向エネルギ転送サ
イクルを始めるためにフォワード方向の飽和状態にリセ
ットされなければならない。
【００２７】負荷が増大すれば、Ｖｃ（ｔ）の傾斜の大
きさは増大し、負荷電力のある値Ｐｘを越えた範囲にお
いては、ＶｃがＶinより大である時のインダクタに与え
られる正味のボルト−セカンドはインダクタをリバース
方向に飽和させるにはもはや十分ではない。例えば、図
２２（Ａ）及び（Ｂ）に示したように、コンバータが最
大許容負荷（すなわちＩｏ＝Ｉｐのもとで負荷Ｐmax
）、電流ＩinはＶｃがＶinに減少したと同時にゼロに
戻る。このような動作状態においては、可飽和インダク
タは時刻ｔ３及びｔｘの間のリバース電圧を支えること
は出来ず、可飽和インダクタフォワード方向の飽和状態
に（図２０の“ａ”）に止まり、新たなフォワード方向
エネルギ転送サイクルの開始に先立ってリセットされる
必要はない。一方、図２２（Ｃ）及び（Ｄ）に示したよ
うに、負荷がＰmaxからＰｘに向って減少したとき、可
飽和インダクタは、ハッチングした領域 223によって示
されるように増大する期間ｔｘ−ｔ３において可飽和イ
ンダクタがリバース電圧を支えるのである。全体として
負荷がＰmaxからＰｘに向けて減少するとき、コアをフ
ォワード方向に飽和させるようにリセットするに必要な
ボルト−セカンドは増大する。可飽和インダクタをフォ
ワード方向の飽和状態にリセットする１つの方法は単方
向スイッチ 130を単純にターンオンさせることである。
例えば、可飽和インダクタがリバース方向に飽和してお
り、新しい動作サイクルが開始したと仮定する。ここ
で、スイッチ 130（図１９）の閉成が複合インダクタに
Ｖinを印加せしめることになる。そうすると、可飽和イ
ンダクタ 250は非飽和状態になり、図２０の経路225の
ような経路を辿り始める。図２３（Ａ）に示したよう
に、非飽和状態のインダクタに電圧Ｖinが印加されるこ
とは時刻ｔ０及びｔｆの間における電流Ｉinの僅かに正
の流れを招来するのである。可飽和インダクタへの電圧
Ｖinの印加に伴なうボルト−セカンドは時刻ｔ＝ｔｆに
おけるインダクタのフォワード方向の飽和を招来し、か
つ時刻ｔｆ及びｔ３の間の半波フォワード方向電流の開
始を招来する。動作サイクルの残りの部分については既
に述べたとおりである。電圧Ｖinを用いて、可飽和イン
ダクタを各動作サイクルの開始時点においてフォワード
方向の飽和状態にリセットすることはフォワード方向の
エネルギ転送の開始を遅らせて各動作サイクルの長さを
これに伴う分だけ長くするのである。この遅延の相対的
な大きさを評価するために、可飽和インダクタのボルト
−セカンド定格が時刻ｔ＝ｔ３及びｔ＝ｔｃの間のＶｃ
（Ｔ）の波形の下の領域によって示されている。この領
域は図２４（Ａ）及び（Ｂ）の２つの異なるコンバータ
負荷について示されている。図２４（Ａ）においては、
コンバータは無負荷である。そして、Ｖｃは２×Ｖinま
で上昇し、可飽和インダクタが飽和するまでそこに止ま
る。もし、可飽和インダクタがＶｓに等しいボルト−セ
カンド定格を有するならば、時間Ｔs1はＴs1＝Ｖｓ／Ｖ
inとなる。図２４（Ｂ）において、負荷がＰｘに低下す
ること以外は他の全てのコンバータパラメータが同じで
あるとすれば、リバース方向の飽和が生ずる負荷の最大
値はなお生ずる（すなわち、可飽和インダクタは電圧Ｖ
ｃが電圧Ｖinにまで放電したときに飽和する）。図２４
（Ｂ）における時間ＴｓにはＴs1の２倍である。なんと
なれば、領域 221ａ及び 223ｂの各々に伴なうボルト−
セカンドすなわち２つの領域の面積が等しいからであ
る。よって、Ｔｓの値はコンバータ負荷が無負荷からＰ
ｘに増大するにつれて約２〜１の範囲に亘って変化す
る。しかし乍ら、可飽和インダクタの正方向への飽和の
リセットは電圧Ｖinの一定値において常に生ずる故、遅
延時間Ｔreset（図２３）はほぼＴreset＝Ｖｓ／Ｖinに
ほぼ等しい。よって、遅延時間Ｔresetは大きさにおい
てＴs1に比較し得る値であり、Ｔs2の約半分である。負
荷がＰｘを越えて増大しかつコアをリセットするに必要
なボルト−セカンドが減少すれば遅延時間Ｔresetはゼ
ロに向かって減少する。
きさは増大し、負荷電力のある値Ｐｘを越えた範囲にお
いては、ＶｃがＶinより大である時のインダクタに与え
られる正味のボルト−セカンドはインダクタをリバース
方向に飽和させるにはもはや十分ではない。例えば、図
２２（Ａ）及び（Ｂ）に示したように、コンバータが最
大許容負荷（すなわちＩｏ＝Ｉｐのもとで負荷Ｐmax
）、電流ＩinはＶｃがＶinに減少したと同時にゼロに
戻る。このような動作状態においては、可飽和インダク
タは時刻ｔ３及びｔｘの間のリバース電圧を支えること
は出来ず、可飽和インダクタフォワード方向の飽和状態
に（図２０の“ａ”）に止まり、新たなフォワード方向
エネルギ転送サイクルの開始に先立ってリセットされる
必要はない。一方、図２２（Ｃ）及び（Ｄ）に示したよ
うに、負荷がＰmaxからＰｘに向って減少したとき、可
飽和インダクタは、ハッチングした領域 223によって示
されるように増大する期間ｔｘ−ｔ３において可飽和イ
ンダクタがリバース電圧を支えるのである。全体として
負荷がＰmaxからＰｘに向けて減少するとき、コアをフ
ォワード方向に飽和させるようにリセットするに必要な
ボルト−セカンドは増大する。可飽和インダクタをフォ
ワード方向の飽和状態にリセットする１つの方法は単方
向スイッチ 130を単純にターンオンさせることである。
例えば、可飽和インダクタがリバース方向に飽和してお
り、新しい動作サイクルが開始したと仮定する。ここ
で、スイッチ 130（図１９）の閉成が複合インダクタに
Ｖinを印加せしめることになる。そうすると、可飽和イ
ンダクタ 250は非飽和状態になり、図２０の経路225の
ような経路を辿り始める。図２３（Ａ）に示したよう
に、非飽和状態のインダクタに電圧Ｖinが印加されるこ
とは時刻ｔ０及びｔｆの間における電流Ｉinの僅かに正
の流れを招来するのである。可飽和インダクタへの電圧
Ｖinの印加に伴なうボルト−セカンドは時刻ｔ＝ｔｆに
おけるインダクタのフォワード方向の飽和を招来し、か
つ時刻ｔｆ及びｔ３の間の半波フォワード方向電流の開
始を招来する。動作サイクルの残りの部分については既
に述べたとおりである。電圧Ｖinを用いて、可飽和イン
ダクタを各動作サイクルの開始時点においてフォワード
方向の飽和状態にリセットすることはフォワード方向の
エネルギ転送の開始を遅らせて各動作サイクルの長さを
これに伴う分だけ長くするのである。この遅延の相対的
な大きさを評価するために、可飽和インダクタのボルト
−セカンド定格が時刻ｔ＝ｔ３及びｔ＝ｔｃの間のＶｃ
（Ｔ）の波形の下の領域によって示されている。この領
域は図２４（Ａ）及び（Ｂ）の２つの異なるコンバータ
負荷について示されている。図２４（Ａ）においては、
コンバータは無負荷である。そして、Ｖｃは２×Ｖinま
で上昇し、可飽和インダクタが飽和するまでそこに止ま
る。もし、可飽和インダクタがＶｓに等しいボルト−セ
カンド定格を有するならば、時間Ｔs1はＴs1＝Ｖｓ／Ｖ
inとなる。図２４（Ｂ）において、負荷がＰｘに低下す
ること以外は他の全てのコンバータパラメータが同じで
あるとすれば、リバース方向の飽和が生ずる負荷の最大
値はなお生ずる（すなわち、可飽和インダクタは電圧Ｖ
ｃが電圧Ｖinにまで放電したときに飽和する）。図２４
（Ｂ）における時間ＴｓにはＴs1の２倍である。なんと
なれば、領域 221ａ及び 223ｂの各々に伴なうボルト−
セカンドすなわち２つの領域の面積が等しいからであ
る。よって、Ｔｓの値はコンバータ負荷が無負荷からＰ
ｘに増大するにつれて約２〜１の範囲に亘って変化す
る。しかし乍ら、可飽和インダクタの正方向への飽和の
リセットは電圧Ｖinの一定値において常に生ずる故、遅
延時間Ｔreset（図２３）はほぼＴreset＝Ｖｓ／Ｖinに
ほぼ等しい。よって、遅延時間Ｔresetは大きさにおい
てＴs1に比較し得る値であり、Ｔs2の約半分である。負
荷がＰｘを越えて増大しかつコアをリセットするに必要
なボルト−セカンドが減少すれば遅延時間Ｔresetはゼ
ロに向かって減少する。
【００２８】図２４の遅延時間を減少させるか又は除去
するための可飽和インダクタのリセットの他の方法が図
２５（Ａ）及び（Ｂ）において示されている。例えば図
２５（Ａ）において、図１９のマルチモードスイッチは
ダイオード 238を加えることによって変形されている。
このダイオードを用いることは、全体として有利であ
る。なんとなれば、このダイオードが単方向スイッチ 1
30がターンオフしたときに生ずる電圧及び電流を制御す
ることを助けるからである。たとえば、スイッチ130
が、電流Ｉinが小さい正の値をとるときにターンオフさ
れると、ダイオード238が電流の流れる経路を提供し、
電圧Ｖｓを接地レベルにクランプし、電流Ｉinのキャパ
シタ４２に向う経路を提供し、スイッチ 130が制御でき
ない負の過渡電圧に曝されることから保護するのであ
る。しかしながら、ダイオードがキャッチダイオード４
６より小さい電圧ドロップを呈するように選ばれた場
合、電流Ｉoutの一部が各動作サイクルの終了時点にお
いてダイオード及びインダクタ 250,227を流れることが
でき、この電流が可飽和インダクタ 250をフォワード方
向の飽和状態にリセットする。図２５（Ｂ）において、
抵抗 237及びダイオード 240がコンバータ出力端から可
飽和インダクタ 250の上流側に接続され、電流Ｉｘが電
圧ＶｃがＶoutより低い間であって動作サイクルの後半
において出力側からインダクタ 250を経てインダクタを
フォワード方向に飽和するようにリセットする方向に流
れる。
するための可飽和インダクタのリセットの他の方法が図
２５（Ａ）及び（Ｂ）において示されている。例えば図
２５（Ａ）において、図１９のマルチモードスイッチは
ダイオード 238を加えることによって変形されている。
このダイオードを用いることは、全体として有利であ
る。なんとなれば、このダイオードが単方向スイッチ 1
30がターンオフしたときに生ずる電圧及び電流を制御す
ることを助けるからである。たとえば、スイッチ130
が、電流Ｉinが小さい正の値をとるときにターンオフさ
れると、ダイオード238が電流の流れる経路を提供し、
電圧Ｖｓを接地レベルにクランプし、電流Ｉinのキャパ
シタ４２に向う経路を提供し、スイッチ 130が制御でき
ない負の過渡電圧に曝されることから保護するのであ
る。しかしながら、ダイオードがキャッチダイオード４
６より小さい電圧ドロップを呈するように選ばれた場
合、電流Ｉoutの一部が各動作サイクルの終了時点にお
いてダイオード及びインダクタ 250,227を流れることが
でき、この電流が可飽和インダクタ 250をフォワード方
向の飽和状態にリセットする。図２５（Ｂ）において、
抵抗 237及びダイオード 240がコンバータ出力端から可
飽和インダクタ 250の上流側に接続され、電流Ｉｘが電
圧ＶｃがＶoutより低い間であって動作サイクルの後半
において出力側からインダクタ 250を経てインダクタを
フォワード方向に飽和するようにリセットする方向に流
れる。
【００２９】図１９のマルチモードスイッチ 200の動作
が図２０の磁化特性を参照しつつ説明された。このこと
は説明のためになされたのであって、スイッチの動作原
理は特別の磁化特性に依存するものではなく可飽和イン
ダクタのその飽和状態から非飽和状態への転換によって
生ずるインピーダンス変化にむしろ依存していることを
理解すべきである。実際上、種々の特性を有する可飽和
インダクタが用いられ得る。例えば、図２６は飽和イン
ダクタンスＬsat1を呈する可飽和インダクタ 350の磁化
特性を示し、電流がゼロに近づくにつれてインダクタン
スが比較的円滑に増大していることを示している。ま
た、飽和インダクタ 250及びリニアインダクタ 227を図
１９のスイッチ 200において用いることが示されてい
る。しかしながら、比較的高い非飽和インダクタンスを
有し所望のインダクタンス値Ｌr1に対応する所定の飽和
インダクタンスを呈するように構成された単一のインダ
クタを用いることもできる。例えば、図２７のマルチモ
ードスイッチ 300は図２６に示されたような磁化特性を
有する可飽和インダクタンス 350に直列な単方向スイッ
チ 130からなり、図２７に示した如く、Ｌsat1のインダ
クタンス値はインダクタンス値Ｌr1にほぼ等しい。ここ
で、Ｌr1は非飽和インダクタンスよりもかなり小さい値
である。スイッチ 300は図１９におけるスイッチ 200と
同じような対応にて用いられ得る。
が図２０の磁化特性を参照しつつ説明された。このこと
は説明のためになされたのであって、スイッチの動作原
理は特別の磁化特性に依存するものではなく可飽和イン
ダクタのその飽和状態から非飽和状態への転換によって
生ずるインピーダンス変化にむしろ依存していることを
理解すべきである。実際上、種々の特性を有する可飽和
インダクタが用いられ得る。例えば、図２６は飽和イン
ダクタンスＬsat1を呈する可飽和インダクタ 350の磁化
特性を示し、電流がゼロに近づくにつれてインダクタン
スが比較的円滑に増大していることを示している。ま
た、飽和インダクタ 250及びリニアインダクタ 227を図
１９のスイッチ 200において用いることが示されてい
る。しかしながら、比較的高い非飽和インダクタンスを
有し所望のインダクタンス値Ｌr1に対応する所定の飽和
インダクタンスを呈するように構成された単一のインダ
クタを用いることもできる。例えば、図２７のマルチモ
ードスイッチ 300は図２６に示されたような磁化特性を
有する可飽和インダクタンス 350に直列な単方向スイッ
チ 130からなり、図２７に示した如く、Ｌsat1のインダ
クタンス値はインダクタンス値Ｌr1にほぼ等しい。ここ
で、Ｌr1は非飽和インダクタンスよりもかなり小さい値
である。スイッチ 300は図１９におけるスイッチ 200と
同じような対応にて用いられ得る。
【００３０】図１９に示したマルチモードスイッチ 200
の利点は、可飽和インダクタ 250が直列ダイオードより
もかなり低い回路ロスにて逆方向ブロックをなすことが
できる点である。例えば、入力電圧５ボルト、負荷電圧
3.3ボルト及び平均負荷電流１３アンペアにて半波モー
ドで動作する非アイソレーションＺＣＳバックコンバー
タにおいて、図５（Ｂ）に示されＮチャンネル MOSFET
単方向スイッチ２６と共に用いられる直列ショットキブ
ロッキングダイオードは約 0.45ボルトの比較的低い電
圧ドロップを有し、殆ど６ワットのロスを生ずる。しか
し乍ら、可飽和インダクタを用いる等価なコンバータに
おいてはインダクタによるロスが１ワットよりも小さく
全体としてのロスの低下は５ワット以上である。他の利
点は、ＺＣＳスイッチコントローラの能力が軽減され得
ることである。図１の“理想的”コンバータの能力はス
イッチのターンオフタイミングが電流のゼロクロス点に
一致する度合に依存しているが、図５（Ｂ）及び図６
（Ｂ）に示されたようなスイッチを用いる従来のコンバ
ータや本発明による図１８又は図１９に示されるような
スイッチを用いるコンバータの如くリバース方向の電流
を阻止する直列素子を含むコンバータにおけるスイッチ
タイミングの正確度はあまり重要ではない。図５（Ｂ）
に示されたような従来例の半波モードコンバータにおい
ては電流の第１ゼロクロス点と電圧ＶｃがＶinに減少す
る時点までの間のいずれかの時点においてターンオフさ
れ得る。もしこのタイミング条件が満たされるならば、
ダイオード３８は逆方向電流を阻止しゼロ電流スイッチ
ングの要件が満たされる。図１９におけるスイッチにお
いては、同様な回路構成が用いられ得る。すなわち、単
方向スイッチは、最初の半波フォワード方向電流の後で
あって、可飽和インダクタンスの飽和する前のいずれか
の時点においてターンオフされ得る。このことは比較的
容易になされ得る。なんとなれば、図３からも明らかな
ように、時刻ｔ１とｔ３との間の時間はＴmin＝ｐｉ×s
qrt（Ｌr1×Ｃ）とＴmax＝1.5×Pi×sqrt（Ｌr1×Ｃ）
との間にあるからである。よって、スイッチを制御する
１つの簡単な方法は、スイッチがターンオンしたのちの
Ｖｃ（ｔ）の立上りの開始を検知して、その後所定の時
間遅れの後にスイッチをターンオフすればよい、この場
合の、時間遅れは例えば、Ｔmaxより僅かに長くするこ
とができる。同様な事がリバース方向電流の期間に続く
スイッチングのターンオフについても言える。双方の場
合においても、可飽和インダクタの本来的な電流正弦特
性がスイッチコントローラの簡略化に寄与する。
の利点は、可飽和インダクタ 250が直列ダイオードより
もかなり低い回路ロスにて逆方向ブロックをなすことが
できる点である。例えば、入力電圧５ボルト、負荷電圧
3.3ボルト及び平均負荷電流１３アンペアにて半波モー
ドで動作する非アイソレーションＺＣＳバックコンバー
タにおいて、図５（Ｂ）に示されＮチャンネル MOSFET
単方向スイッチ２６と共に用いられる直列ショットキブ
ロッキングダイオードは約 0.45ボルトの比較的低い電
圧ドロップを有し、殆ど６ワットのロスを生ずる。しか
し乍ら、可飽和インダクタを用いる等価なコンバータに
おいてはインダクタによるロスが１ワットよりも小さく
全体としてのロスの低下は５ワット以上である。他の利
点は、ＺＣＳスイッチコントローラの能力が軽減され得
ることである。図１の“理想的”コンバータの能力はス
イッチのターンオフタイミングが電流のゼロクロス点に
一致する度合に依存しているが、図５（Ｂ）及び図６
（Ｂ）に示されたようなスイッチを用いる従来のコンバ
ータや本発明による図１８又は図１９に示されるような
スイッチを用いるコンバータの如くリバース方向の電流
を阻止する直列素子を含むコンバータにおけるスイッチ
タイミングの正確度はあまり重要ではない。図５（Ｂ）
に示されたような従来例の半波モードコンバータにおい
ては電流の第１ゼロクロス点と電圧ＶｃがＶinに減少す
る時点までの間のいずれかの時点においてターンオフさ
れ得る。もしこのタイミング条件が満たされるならば、
ダイオード３８は逆方向電流を阻止しゼロ電流スイッチ
ングの要件が満たされる。図１９におけるスイッチにお
いては、同様な回路構成が用いられ得る。すなわち、単
方向スイッチは、最初の半波フォワード方向電流の後で
あって、可飽和インダクタンスの飽和する前のいずれか
の時点においてターンオフされ得る。このことは比較的
容易になされ得る。なんとなれば、図３からも明らかな
ように、時刻ｔ１とｔ３との間の時間はＴmin＝ｐｉ×s
qrt（Ｌr1×Ｃ）とＴmax＝1.5×Pi×sqrt（Ｌr1×Ｃ）
との間にあるからである。よって、スイッチを制御する
１つの簡単な方法は、スイッチがターンオンしたのちの
Ｖｃ（ｔ）の立上りの開始を検知して、その後所定の時
間遅れの後にスイッチをターンオフすればよい、この場
合の、時間遅れは例えば、Ｔmaxより僅かに長くするこ
とができる。同様な事がリバース方向電流の期間に続く
スイッチングのターンオフについても言える。双方の場
合においても、可飽和インダクタの本来的な電流正弦特
性がスイッチコントローラの簡略化に寄与する。
【００３１】マルチモードスイッチにおける可飽和イン
ダクタを用いることによる別の利点は、負荷及び入力電
源電圧の変化に伴う最小コンバータ動作周波数がある範
囲内になることである。図２４（Ａ）及び（Ｂ）におい
て、各波形の下の大部分の領域が非共振部分（時刻ｔｗ
及びｔｚの間）において生ずると仮定すれば、図２４
（Ａ）の波形の下の領域の面積は、ほぼＳａ＝２×Ｖin
×Ｔs1であり、図２２（Ｂ）の波形の下の領域の面積
は、ほぼＶＳＢ＝２×Ｖin×Ｔs2＝２×ＶＳＡである。
なんとなれば、既に述べたようにＴs2はほぼ２×Ｔs1で
あるからである。しかしながら、既に述べたようにＶin
×Ｔs1は可飽和インダクタのボルト−セカンド定格によ
って設定され、波形の下のトータルの面積は負荷及び入
力電圧の変化に伴って約２：１の範囲に亘って変化する
だけである。ここで、出力フィルタのインダクタロスが
ないとすれば、コンバータ出力電圧はＶｃ（ｔ）の平均
値に等しく、かつＶｃ（ｔ）の平均値はＶout＝Ｖｃ
（ｔ）の下の領域の面積／動作期間＝fop×領域面積に
等しい故、動作周波数は２：１の範囲に亘ってのみ変化
する。
ダクタを用いることによる別の利点は、負荷及び入力電
源電圧の変化に伴う最小コンバータ動作周波数がある範
囲内になることである。図２４（Ａ）及び（Ｂ）におい
て、各波形の下の大部分の領域が非共振部分（時刻ｔｗ
及びｔｚの間）において生ずると仮定すれば、図２４
（Ａ）の波形の下の領域の面積は、ほぼＳａ＝２×Ｖin
×Ｔs1であり、図２２（Ｂ）の波形の下の領域の面積
は、ほぼＶＳＢ＝２×Ｖin×Ｔs2＝２×ＶＳＡである。
なんとなれば、既に述べたようにＴs2はほぼ２×Ｔs1で
あるからである。しかしながら、既に述べたようにＶin
×Ｔs1は可飽和インダクタのボルト−セカンド定格によ
って設定され、波形の下のトータルの面積は負荷及び入
力電圧の変化に伴って約２：１の範囲に亘って変化する
だけである。ここで、出力フィルタのインダクタロスが
ないとすれば、コンバータ出力電圧はＶｃ（ｔ）の平均
値に等しく、かつＶｃ（ｔ）の平均値はＶout＝Ｖｃ
（ｔ）の下の領域の面積／動作期間＝fop×領域面積に
等しい故、動作周波数は２：１の範囲に亘ってのみ変化
する。
【００３２】図１１及び図１２に示した単純なデュアル
モードコントローラ 112は可飽和インダクタを用いた場
合のより低い周波数下限についての変化を生じない。な
んとなれば、図１１のコントローラは固定遅延時間（す
なわち図１４（Ｄ）の遅延時間Ｔｄ）を伴っており、か
かるコントローラを用いるコンバータは入力電圧にも依
存する動作周波数の変化範囲を呈するからである。その
結果、変化の全範囲は入力電圧Ｖinの予想された変化の
ほぼ２倍である。しかしながら、デュアルモードコント
ローラは殆ど無数の対応にて構成され、コンバータの最
初動作周波数における所望の振舞いを得ることができ
る。例えば、図１３に示したデュアルモードコントロー
ラ 112ａは図１１に示したようなマルチモードスイッチ
として用いられた場合、理想的な可飽和インダクタンス
に匹敵するようになされる。図１３において、各入力ト
リガパルス７７はＺＣＳコントローラ１２ａを介して半
波フォワード転送フェーズを開始する。Ｖｃ（ｔ）がＶ
inより大きくなると、積分回路が動作して出力ＶＳ
（ｔ）を送出し始める。この出力ＶＳ（ｔ）はＶｃ
（ｔ）の時間積分に比例する。Ｖｃ（ｔ）がボルト−セ
カンド定格に等価な所定の値ＶＳをＶＳ（ｔ）が越える
ほど十分に長い期間に亘ってＶinより大であり続けるな
らば、比較器 382の出力はハイとなり、単安定マルチ７
６をトリガし、ＺＣＳコントローラ１２ｂを介して逆エ
ネルギ転送フェーズを開始する。しかし乍ら、負荷が十
分高く、Ｖｃ（ｔ）がＶＳ（ｔ）がＶＳを越える前にＶ
inを下回るならば、比較器７０の出力はロウとなり、積
分器 380は非活性化されてその出力はゼロにリセットさ
れ、逆方向エネルギ転送フェーズは生じない。
モードコントローラ 112は可飽和インダクタを用いた場
合のより低い周波数下限についての変化を生じない。な
んとなれば、図１１のコントローラは固定遅延時間（す
なわち図１４（Ｄ）の遅延時間Ｔｄ）を伴っており、か
かるコントローラを用いるコンバータは入力電圧にも依
存する動作周波数の変化範囲を呈するからである。その
結果、変化の全範囲は入力電圧Ｖinの予想された変化の
ほぼ２倍である。しかしながら、デュアルモードコント
ローラは殆ど無数の対応にて構成され、コンバータの最
初動作周波数における所望の振舞いを得ることができ
る。例えば、図１３に示したデュアルモードコントロー
ラ 112ａは図１１に示したようなマルチモードスイッチ
として用いられた場合、理想的な可飽和インダクタンス
に匹敵するようになされる。図１３において、各入力ト
リガパルス７７はＺＣＳコントローラ１２ａを介して半
波フォワード転送フェーズを開始する。Ｖｃ（ｔ）がＶ
inより大きくなると、積分回路が動作して出力ＶＳ
（ｔ）を送出し始める。この出力ＶＳ（ｔ）はＶｃ
（ｔ）の時間積分に比例する。Ｖｃ（ｔ）がボルト−セ
カンド定格に等価な所定の値ＶＳをＶＳ（ｔ）が越える
ほど十分に長い期間に亘ってＶinより大であり続けるな
らば、比較器 382の出力はハイとなり、単安定マルチ７
６をトリガし、ＺＣＳコントローラ１２ｂを介して逆エ
ネルギ転送フェーズを開始する。しかし乍ら、負荷が十
分高く、Ｖｃ（ｔ）がＶＳ（ｔ）がＶＳを越える前にＶ
inを下回るならば、比較器７０の出力はロウとなり、積
分器 380は非活性化されてその出力はゼロにリセットさ
れ、逆方向エネルギ転送フェーズは生じない。
【００３３】上記した説明は、ＺＣＳバックコンバータ
の限られた数の例についてなされているが、同じことが
種々のタイプのＺＣＳコンバータ回路構成について言え
るのである。例えば図２８（Ａ）は従来のＺＣＳブース
トコンバータ 370を示し、図２８（Ｂ）は、このコンバ
ータを半波モードで動作させて且つ負荷を最大許容負荷
Ｐmaxからより低い負荷Ｐ１＞Ｐ２＞Ｐ３に低減してか
つ一定の出力電圧Ｖout＞Ｖinを送出するとした場合の
電圧Ｖｃ（ｔ）の波形を示している。この図からも明ら
かなように半波ＺＣＳバックコンバータと同様に、ブー
ストコンバータ370の動作周波数は負荷に大してほぼリ
ニアに減少する。
の限られた数の例についてなされているが、同じことが
種々のタイプのＺＣＳコンバータ回路構成について言え
るのである。例えば図２８（Ａ）は従来のＺＣＳブース
トコンバータ 370を示し、図２８（Ｂ）は、このコンバ
ータを半波モードで動作させて且つ負荷を最大許容負荷
Ｐmaxからより低い負荷Ｐ１＞Ｐ２＞Ｐ３に低減してか
つ一定の出力電圧Ｖout＞Ｖinを送出するとした場合の
電圧Ｖｃ（ｔ）の波形を示している。この図からも明ら
かなように半波ＺＣＳバックコンバータと同様に、ブー
ストコンバータ370の動作周波数は負荷に大してほぼリ
ニアに減少する。
【００３４】図２９（Ａ）はデュアルモードＺＣＳブー
ストコンバータ 170を示し、このコンバータは図２８
（Ａ）の回路に対応するがマルチモードスイッチ 400を
含むように変更されている。このスイッチは、図１１，
１２，１６，１８（Ａ）又は１８（Ｄ）に示された種類
のスイッチであり、図示はしていないが既に述べたタイ
プのデュアルモードスイッチコントローラと協働してス
イッチ電流Ｉswのフォワード方向及びリバース方向の流
れを制御するスイッチであるか又は可飽和インダクタを
用いた図１９及び２７に示すタイプのスイッチであって
もよい。比較的大なる負荷においては、コンバータ470
は半波モードで動作する。すなわち、スイッチ 400はス
イッチが閉成した後に電流Ｉswの最初のゼロクロス点に
おいて開放せしめられ、Ｉswの正の値のみが流れる。こ
の場合、電圧Ｖｃ（ｔ）は図２８（Ｂ）に示したように
表れる。しかし乍ら、負荷の値がやや小さい場合には、
スイッチ 400は、最初の半波電流の終了の後の時点であ
って、電圧Ｖｃがゼロよりも低い時には再び閉成せしめ
られる。このことが図２９（Ｂ）、２９（Ｃ）及び図２
９（Ｄ）に示されている。これらの図においては、動作
サイクルが時刻ｔ＝ｔ０におけるスイッチ 400の閉成に
よって開始する。時刻ｔ＝ｔ０及びｔ＝ｔ１の間におい
て、電流Ｉｏが減少すれば、（図２９（Ｄ））、電流Ｉ
swが上昇する（図２９（Ｃ））。電流Ｉswの正の半波流
が時刻ｔ２において終了してこの後においては、Ｉswの
逆流はスイッチ 400によって阻止される。時刻ｔ３＞ｔ
２においては、電圧Ｖｃ（ｔ２）（図２９（Ｂ））は、
ゼロボルト以下であり、スイッチが再び閉成せしめられ
て、電流Ｉswのリバース流を生ぜしめ、時刻ｔ３及びｔ
４の間において、入力電源１４に向うエネルギのリバー
ス方向への転送がなされる。このことは、電圧Ｖｃの０
ボルトを挾んだ対称な上昇すなわちＶｃ（ｔ３）＝−Ｖ
ｘからＶｃ（ｔ４）＝＋Ｖｘまでの変化によってなされ
る。時刻ｔ＝ｔ４における電流Ｉswの正の流れはスイッ
チ 400によって阻止される。時刻ｔ＝ｔ４の後において
も、電圧ＶｃはｄＶｃ／ｄｔ＝Ｉin／Ｃrの割合で上昇
し続け、時刻ｔ＝ｔ５において、Ｖoutに達し、この時
点において、電流Ｉｏは再び負荷１８に流れ込む。デュ
アルモードＺＣＳブーストコンバータはデュアルモード
ＺＣＳバックコンバータについて既に説明したと同じ利
点を提供する。すなわち、コンバータ動作周波数につい
て下限を設定してより小型のより効率的なコンバータを
可能にし、マルチモードスイッチにおいて可飽和インダ
クタを用いる構成によって、大なる負荷に対して効率の
良い半波ＺＣＳ電力変換をよりよく達成することができ
る。
ストコンバータ 170を示し、このコンバータは図２８
（Ａ）の回路に対応するがマルチモードスイッチ 400を
含むように変更されている。このスイッチは、図１１，
１２，１６，１８（Ａ）又は１８（Ｄ）に示された種類
のスイッチであり、図示はしていないが既に述べたタイ
プのデュアルモードスイッチコントローラと協働してス
イッチ電流Ｉswのフォワード方向及びリバース方向の流
れを制御するスイッチであるか又は可飽和インダクタを
用いた図１９及び２７に示すタイプのスイッチであって
もよい。比較的大なる負荷においては、コンバータ470
は半波モードで動作する。すなわち、スイッチ 400はス
イッチが閉成した後に電流Ｉswの最初のゼロクロス点に
おいて開放せしめられ、Ｉswの正の値のみが流れる。こ
の場合、電圧Ｖｃ（ｔ）は図２８（Ｂ）に示したように
表れる。しかし乍ら、負荷の値がやや小さい場合には、
スイッチ 400は、最初の半波電流の終了の後の時点であ
って、電圧Ｖｃがゼロよりも低い時には再び閉成せしめ
られる。このことが図２９（Ｂ）、２９（Ｃ）及び図２
９（Ｄ）に示されている。これらの図においては、動作
サイクルが時刻ｔ＝ｔ０におけるスイッチ 400の閉成に
よって開始する。時刻ｔ＝ｔ０及びｔ＝ｔ１の間におい
て、電流Ｉｏが減少すれば、（図２９（Ｄ））、電流Ｉ
swが上昇する（図２９（Ｃ））。電流Ｉswの正の半波流
が時刻ｔ２において終了してこの後においては、Ｉswの
逆流はスイッチ 400によって阻止される。時刻ｔ３＞ｔ
２においては、電圧Ｖｃ（ｔ２）（図２９（Ｂ））は、
ゼロボルト以下であり、スイッチが再び閉成せしめられ
て、電流Ｉswのリバース流を生ぜしめ、時刻ｔ３及びｔ
４の間において、入力電源１４に向うエネルギのリバー
ス方向への転送がなされる。このことは、電圧Ｖｃの０
ボルトを挾んだ対称な上昇すなわちＶｃ（ｔ３）＝−Ｖ
ｘからＶｃ（ｔ４）＝＋Ｖｘまでの変化によってなされ
る。時刻ｔ＝ｔ４における電流Ｉswの正の流れはスイッ
チ 400によって阻止される。時刻ｔ＝ｔ４の後において
も、電圧ＶｃはｄＶｃ／ｄｔ＝Ｉin／Ｃrの割合で上昇
し続け、時刻ｔ＝ｔ５において、Ｖoutに達し、この時
点において、電流Ｉｏは再び負荷１８に流れ込む。デュ
アルモードＺＣＳブーストコンバータはデュアルモード
ＺＣＳバックコンバータについて既に説明したと同じ利
点を提供する。すなわち、コンバータ動作周波数につい
て下限を設定してより小型のより効率的なコンバータを
可能にし、マルチモードスイッチにおいて可飽和インダ
クタを用いる構成によって、大なる負荷に対して効率の
良い半波ＺＣＳ電力変換をよりよく達成することができ
る。
【００３５】本発明は双極性入力電源から直接動作せし
められるＺＣＳコンバータにも適用できる。“AC to DC
Boost Power Converters”と題する米国特許出願第08/
274,991号において開示されたようなコンバータの例が
図３０において示されている。この図において、双極性
入力電源 214から供給される電圧Ｖinは正極性または負
極性をとる。半波動作モードにおいて、オープン状態に
おいて双極性電圧Ｖswを阻止でき、かつクローズ状態に
おいて双極性電流Ｉswを運ぶことのできる双極性スイッ
チがスイッチの閉成の後におけるＩswの最初のゼロクロ
ス点においてオープンとされ、図２８（Ｂ）において示
されたと同様なキャパシタ電圧波形を生ずる。但し、こ
の波形の極性はＶinの負の値に対しては逆となる点が図
２８（Ｂ）の波形とは異なる。
められるＺＣＳコンバータにも適用できる。“AC to DC
Boost Power Converters”と題する米国特許出願第08/
274,991号において開示されたようなコンバータの例が
図３０において示されている。この図において、双極性
入力電源 214から供給される電圧Ｖinは正極性または負
極性をとる。半波動作モードにおいて、オープン状態に
おいて双極性電圧Ｖswを阻止でき、かつクローズ状態に
おいて双極性電流Ｉswを運ぶことのできる双極性スイッ
チがスイッチの閉成の後におけるＩswの最初のゼロクロ
ス点においてオープンとされ、図２８（Ｂ）において示
されたと同様なキャパシタ電圧波形を生ずる。但し、こ
の波形の極性はＶinの負の値に対しては逆となる点が図
２８（Ｂ）の波形とは異なる。
【００３６】図３１は図３０のコンバータに対応するも
ののマルチモードスイッチ 500を含むように変形された
デュアルモードＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
570を示している。マルチモードスイッチ 500は双極性
スイッチでなければならず、図１１，１２，１６及び図
１８において示されたタイプのマルチモードスイッチが
用いられるが、図１９及び２９に示されたタイプのスイ
ッチは用いられない。この例においては、図１１，１
２，１８に示されたタイプのスイッチは図１６，図１８
に示された例における利点以上のものを示すものではな
い。なんとなれば、２つのインダクタ２７ａ，２７ｂの
値が同じ値に設定されなければならないからである。
（なんとなれば、２つのスイッチ 130ａ,130ｂの役割
が、それらが入力電源から負荷に向かうフォワード方向
のエネルギを運ぶのかキャパシタ 442から入力電源にリ
バース方向に運ぶのかによって電源の極性に対して逆に
なっているからである。）ここで、もしフォワード方向
及びリバース方向エネルギ転送フェーズについて異なる
特性時定数を与えることが望ましいならば、例えば図１
８（Ｂ）に示されたようなタイプであって、異なる値の
インダクタを含む２つの双極性マルチモードスイッチが
並列接続され、入力電源の極性に応じて制御されるので
ある。また、図３２（Ａ）及び（Ｂ）に示されたよう
に、可飽和インダクタ450だけまたはリニアインダクタ
427に直列な可飽和インダクタと共に単方向スイッチ 13
0ａ,130ｂ及びダイオード 434ａ,434ｂを含む双極性マ
ルチモードスイッチが、バイポーラＺＣＳデュアルモー
ドコンバータにおいて用いられ得る。これらの可飽和イ
ンダクタはバイポーラＺＣＳデュアルモードコンバータ
の直列ブロッキングダイオードに置換されることはでき
ないが、それらのボルト−セカンド定格は負荷が減少し
たときにリバース方向エネルギ転送フェーズの自動的な
開始のタイミングを定めるために用いることができる。
ののマルチモードスイッチ 500を含むように変形された
デュアルモードＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
570を示している。マルチモードスイッチ 500は双極性
スイッチでなければならず、図１１，１２，１６及び図
１８において示されたタイプのマルチモードスイッチが
用いられるが、図１９及び２９に示されたタイプのスイ
ッチは用いられない。この例においては、図１１，１
２，１８に示されたタイプのスイッチは図１６，図１８
に示された例における利点以上のものを示すものではな
い。なんとなれば、２つのインダクタ２７ａ，２７ｂの
値が同じ値に設定されなければならないからである。
（なんとなれば、２つのスイッチ 130ａ,130ｂの役割
が、それらが入力電源から負荷に向かうフォワード方向
のエネルギを運ぶのかキャパシタ 442から入力電源にリ
バース方向に運ぶのかによって電源の極性に対して逆に
なっているからである。）ここで、もしフォワード方向
及びリバース方向エネルギ転送フェーズについて異なる
特性時定数を与えることが望ましいならば、例えば図１
８（Ｂ）に示されたようなタイプであって、異なる値の
インダクタを含む２つの双極性マルチモードスイッチが
並列接続され、入力電源の極性に応じて制御されるので
ある。また、図３２（Ａ）及び（Ｂ）に示されたよう
に、可飽和インダクタ450だけまたはリニアインダクタ
427に直列な可飽和インダクタと共に単方向スイッチ 13
0ａ,130ｂ及びダイオード 434ａ,434ｂを含む双極性マ
ルチモードスイッチが、バイポーラＺＣＳデュアルモー
ドコンバータにおいて用いられ得る。これらの可飽和イ
ンダクタはバイポーラＺＣＳデュアルモードコンバータ
の直列ブロッキングダイオードに置換されることはでき
ないが、それらのボルト−セカンド定格は負荷が減少し
たときにリバース方向エネルギ転送フェーズの自動的な
開始のタイミングを定めるために用いることができる。
【００３７】デュアルモードコントロールは電流的アイ
ソレーションＺＣＳコンバータにおいても用いられ得
る。例えば図３３は、“Forward Converter Switching
at Zero-Current”と題する米国特許第 4,415,959号に
記載されたタイプのアイソレーション半波ＺＣＳフォワ
ードコンバータ 480を示している。このコンバータは、
“Optimal Resetting of the Transformer's Core in S
ingle Ended Forward Converters ”と題する米国特許
第4,441,146号に記載されたようなトランスの磁性コア
をリセットするための回路 490を含んでいる。動作にお
いて、このコンバータの特性時定数はトランス 464の漏
洩インダクタンスＬ１及びキャパシタ 466のキャパシタ
ンスＣｒの値によって定まる。メインスイッチ 460はフ
ォワード方向電流Ｉinがゼロのときにターンオンされ、
あるいはターンオフされ、リセットスイッチ 462はメイ
ンスイッチがオフのときオンとなり、かつメインスイッ
チのターンオンに先立ってターンオフとなるように制御
される。図３３（Ａ）のＺＣＳコンバータ 492のデュワ
ルモードバージョンが図３３（Ｂ）に示されている。こ
の図において、図３３（Ａ）のダイオードが第２スイッ
チ 469に置き変えられている。図１１及び１２に示され
たようなタイプのデュアルモードコントローラ 112がメ
インスイッチ 460及び第２スイッチ 469を同時にターン
オン及びターンオフさせる。リセットスイッチ 490が従
来例のコンバータと同様に制御される。すなわちメイン
スイッチがオフのときにターンオンさせられ、メインス
イッチのターンオンの直前にターンオフされる。図３３
（Ｂ）のコンバータにおいて、スイッチ 460，469,490
は単方向スイッチとして実現でき、図３４の一部の回路
において MOSFETを用いて示されている。
ソレーションＺＣＳコンバータにおいても用いられ得
る。例えば図３３は、“Forward Converter Switching
at Zero-Current”と題する米国特許第 4,415,959号に
記載されたタイプのアイソレーション半波ＺＣＳフォワ
ードコンバータ 480を示している。このコンバータは、
“Optimal Resetting of the Transformer's Core in S
ingle Ended Forward Converters ”と題する米国特許
第4,441,146号に記載されたようなトランスの磁性コア
をリセットするための回路 490を含んでいる。動作にお
いて、このコンバータの特性時定数はトランス 464の漏
洩インダクタンスＬ１及びキャパシタ 466のキャパシタ
ンスＣｒの値によって定まる。メインスイッチ 460はフ
ォワード方向電流Ｉinがゼロのときにターンオンされ、
あるいはターンオフされ、リセットスイッチ 462はメイ
ンスイッチがオフのときオンとなり、かつメインスイッ
チのターンオンに先立ってターンオフとなるように制御
される。図３３（Ａ）のＺＣＳコンバータ 492のデュワ
ルモードバージョンが図３３（Ｂ）に示されている。こ
の図において、図３３（Ａ）のダイオードが第２スイッ
チ 469に置き変えられている。図１１及び１２に示され
たようなタイプのデュアルモードコントローラ 112がメ
インスイッチ 460及び第２スイッチ 469を同時にターン
オン及びターンオフさせる。リセットスイッチ 490が従
来例のコンバータと同様に制御される。すなわちメイン
スイッチがオフのときにターンオンさせられ、メインス
イッチのターンオンの直前にターンオフされる。図３３
（Ｂ）のコンバータにおいて、スイッチ 460，469,490
は単方向スイッチとして実現でき、図３４の一部の回路
において MOSFETを用いて示されている。
【００３８】概括すれば、このデュワルモードＺＣＳパ
ワーコンバータは次の要素からなっている。すなわち、
(1)例えばインダクタ、キャパシタ等の回路素子に組合
されたスイッチング素子であって、該回路素子はコンバ
ータ動作サイクルにおけるコンバータ内の電流及び電圧
の上昇下降のための特性時定数を定めてゼロ電流におい
てスイッチング素子が開閉される；及び(2) 該スイッチ
ング素子についてデュワルモードコントロールをなす手
段、である。このデュワルモードコントロールは２つの
異なる動作モードを提供する。第１の動作モードにおい
ては、連続して生ずるゼロ電流の時点において各動作サ
イクル内において一度だけ開閉され、入力電源から負荷
に向うフォワード方向のエネルギの転送を開始する。ま
た、第２の動作モードにおいては、動作サイクルの第１
のフェーズにおいて入力電源から負荷に向うフォワード
方向エネルギ転送の開始をなすスイッチング素子の最初
の開閉に続いて、有限の時間の後にスイッチング素子が
ゼロ電流時点において、コンバータ内の動作条件が入力
電源に向うリバース方向のエネルギ転送を許すならば、
再び開閉せしめられるのである。
ワーコンバータは次の要素からなっている。すなわち、
(1)例えばインダクタ、キャパシタ等の回路素子に組合
されたスイッチング素子であって、該回路素子はコンバ
ータ動作サイクルにおけるコンバータ内の電流及び電圧
の上昇下降のための特性時定数を定めてゼロ電流におい
てスイッチング素子が開閉される；及び(2) 該スイッチ
ング素子についてデュワルモードコントロールをなす手
段、である。このデュワルモードコントロールは２つの
異なる動作モードを提供する。第１の動作モードにおい
ては、連続して生ずるゼロ電流の時点において各動作サ
イクル内において一度だけ開閉され、入力電源から負荷
に向うフォワード方向のエネルギの転送を開始する。ま
た、第２の動作モードにおいては、動作サイクルの第１
のフェーズにおいて入力電源から負荷に向うフォワード
方向エネルギ転送の開始をなすスイッチング素子の最初
の開閉に続いて、有限の時間の後にスイッチング素子が
ゼロ電流時点において、コンバータ内の動作条件が入力
電源に向うリバース方向のエネルギ転送を許すならば、
再び開閉せしめられるのである。
【００３９】図３５（Ａ）及び（Ｂ）に示したように、
マルチモードスイッチは、マルチモード共振スイッチの
１つのファミリとして一般化できる。“Resonant Switc
hes--A Unified Approach to Improve Performances of
Switching Converters”と題するIEEE International
Telecommunications Conference, 1984 Proceedings，
第344頁乃至第351頁において用いられた用語によれば、
図３５（Ａ）のデュワルモード共振スイッチはＭタイプ
デュワルモード共振スイッチ 403と言うことができ、図
３５（Ｂ）のデュワルモード共振スイッチはＬタイプデ
ュワルモード共振スイッチ 409と称することができる。
Ｍタイプ及びＬタイプデュワルモード共振スイッチは共
にマルチモードスイッチ 407及びキャパシタ 405を含
む。マルチモードスイッチ 407は図１１，１２，１６又
は１８に示されたいずれのものでもよく、既に述べては
いるが図示されてはいないデュワルモードスイッチコン
トローラと協働している。このデュワルモードスイッチ
コントローラは、スイッチ電流Ｉswのフォワード方向及
びリバース方向の流れを制御する。また、マルチモード
スイッチ 407は図１９，２７，３２に示された種類の可
飽和インダクタを用いたスイッチであってもよい。概括
すれば、マルチモードスイッチ 407の中でのスイッチン
グ素子に直列なインダクタンスはゼロ電流におけるスイ
ッチング素子の閉成をなし、その後におけるスイッチ電
流の変化率に制限を与えるのである。インダクタンスお
よびキャパシタンス 405の組合せはスイッチ電流の正弦
波的変化を生じ、ターンオンに続くスイッチング素子の
ターンオフするゼロクロス点を提供するのである。デュ
ワルモードスイッチコントローラはデュワルモード共振
スイッチ 403，409に対して２つの異なる動作モードを
与える。第１の動作モードにおいては、マルチモードス
イッチ 407内のスイッチング素子は各動作サイクルにお
いてゼロクロス点において一度だけ開閉せしめられてあ
る極性の電流Ｉswを開始せしめる。第２の動作モードに
おいては、ある極性のＩswの電流の開始に伴う動作サイ
クルの第１フェーズの間のゼロクロス点における最初の
スイッチング素子の開閉の有限時間の後に第２のフェー
ズが続き、この第２のフェーズにおいてマルチモードス
イッチ 407のスイッチング素子が、逆極性の電流Ｉswの
流れを許容するならば、ゼロクロス点において開閉され
るのである。
マルチモードスイッチは、マルチモード共振スイッチの
１つのファミリとして一般化できる。“Resonant Switc
hes--A Unified Approach to Improve Performances of
Switching Converters”と題するIEEE International
Telecommunications Conference, 1984 Proceedings，
第344頁乃至第351頁において用いられた用語によれば、
図３５（Ａ）のデュワルモード共振スイッチはＭタイプ
デュワルモード共振スイッチ 403と言うことができ、図
３５（Ｂ）のデュワルモード共振スイッチはＬタイプデ
ュワルモード共振スイッチ 409と称することができる。
Ｍタイプ及びＬタイプデュワルモード共振スイッチは共
にマルチモードスイッチ 407及びキャパシタ 405を含
む。マルチモードスイッチ 407は図１１，１２，１６又
は１８に示されたいずれのものでもよく、既に述べては
いるが図示されてはいないデュワルモードスイッチコン
トローラと協働している。このデュワルモードスイッチ
コントローラは、スイッチ電流Ｉswのフォワード方向及
びリバース方向の流れを制御する。また、マルチモード
スイッチ 407は図１９，２７，３２に示された種類の可
飽和インダクタを用いたスイッチであってもよい。概括
すれば、マルチモードスイッチ 407の中でのスイッチン
グ素子に直列なインダクタンスはゼロ電流におけるスイ
ッチング素子の閉成をなし、その後におけるスイッチ電
流の変化率に制限を与えるのである。インダクタンスお
よびキャパシタンス 405の組合せはスイッチ電流の正弦
波的変化を生じ、ターンオンに続くスイッチング素子の
ターンオフするゼロクロス点を提供するのである。デュ
ワルモードスイッチコントローラはデュワルモード共振
スイッチ 403，409に対して２つの異なる動作モードを
与える。第１の動作モードにおいては、マルチモードス
イッチ 407内のスイッチング素子は各動作サイクルにお
いてゼロクロス点において一度だけ開閉せしめられてあ
る極性の電流Ｉswを開始せしめる。第２の動作モードに
おいては、ある極性のＩswの電流の開始に伴う動作サイ
クルの第１フェーズの間のゼロクロス点における最初の
スイッチング素子の開閉の有限時間の後に第２のフェー
ズが続き、この第２のフェーズにおいてマルチモードス
イッチ 407のスイッチング素子が、逆極性の電流Ｉswの
流れを許容するならば、ゼロクロス点において開閉され
るのである。
【００４０】他の実施例は特許請求の範囲に記載された
請求項の範囲内にある。例えば、全波動作モードにおい
て動作し得るＺＣＳ電力コンバータはデュワルモードコ
ントロールに適応するようになされ得る。よって“Ｚer
o-Current Switching Quasi-Resonant Converters Oper
ating in a Full-Wave Mode ”と題する米国特許第4,72
0,667号（図１１Ａないし１１Ｆにおいてはバックコン
バータ、図１２Ａないし１２においてはブーストコンバ
ータ、図１４Ａないし１４Ｂにおいてはバック−ブース
トコンバータ、図１５Ｂ及び１５Ｃにおいてはフォワー
ド方向コンバータ、図１６（Ｂ）及び１６（Ｃ）におい
てはフライバックコンバータ、図１７Ｃ、１７Ｄ、１８
Ｂ、及び１８Ｃにおいては、Ｃukコンバータ、図１９Ｂ
及び１９Ｃにおいては SEPICコンバータが示されてい
る。）及び“Boost Switching Power Conversion”と題
する米国特許第5,321,348号に示された種々のタイプの
全波ＺＣＳコンバータがデュワルモードコントロールに
改変され得、本発明によるデュワルモードＺＣＳ回路構
成を有することができる（上記した米国特許において示
されたスイッチＳ１が適当なマルチモードスイッチに置
換えられるのである）。また、デュワルモードＺＣＳコ
ンバータすなわちデュワルモード共振スイッチにおける
動作サイクルの開始時点の半波フォワード電流の開始と
その後のリバース電流の開始の間の遅延時間は固定され
る必要はなく用途に応じまた、コンバータの動作条件に
応じて可変とすることができるのである。
請求項の範囲内にある。例えば、全波動作モードにおい
て動作し得るＺＣＳ電力コンバータはデュワルモードコ
ントロールに適応するようになされ得る。よって“Ｚer
o-Current Switching Quasi-Resonant Converters Oper
ating in a Full-Wave Mode ”と題する米国特許第4,72
0,667号（図１１Ａないし１１Ｆにおいてはバックコン
バータ、図１２Ａないし１２においてはブーストコンバ
ータ、図１４Ａないし１４Ｂにおいてはバック−ブース
トコンバータ、図１５Ｂ及び１５Ｃにおいてはフォワー
ド方向コンバータ、図１６（Ｂ）及び１６（Ｃ）におい
てはフライバックコンバータ、図１７Ｃ、１７Ｄ、１８
Ｂ、及び１８Ｃにおいては、Ｃukコンバータ、図１９Ｂ
及び１９Ｃにおいては SEPICコンバータが示されてい
る。）及び“Boost Switching Power Conversion”と題
する米国特許第5,321,348号に示された種々のタイプの
全波ＺＣＳコンバータがデュワルモードコントロールに
改変され得、本発明によるデュワルモードＺＣＳ回路構
成を有することができる（上記した米国特許において示
されたスイッチＳ１が適当なマルチモードスイッチに置
換えられるのである）。また、デュワルモードＺＣＳコ
ンバータすなわちデュワルモード共振スイッチにおける
動作サイクルの開始時点の半波フォワード電流の開始と
その後のリバース電流の開始の間の遅延時間は固定され
る必要はなく用途に応じまた、コンバータの動作条件に
応じて可変とすることができるのである。
【図１】 従来例の非アイソレーションゼロ電流スイッ
チングバックコンバータを示している。
チングバックコンバータを示している。
【図２】 従来例の非アイソレーションパルス幅変調バ
ックコンバータを示している。
ックコンバータを示している。
【図３】 図１のＺＣＳコンバータが半波モードにて動
作した時の波形を示している。
作した時の波形を示している。
【図４】 図１のＺＣＳコンバータが全波モードにて動
作したときの波形を示している。
作したときの波形を示している。
【図５】 MOSFET半導体スイッチを用い、全波及び半波
動作モードに適用したＺＳバックコンバータの従来例を
示している。
動作モードに適用したＺＳバックコンバータの従来例を
示している。
【図６】 バイポーラトランジスタを含む複合スイッチ
を示している。
を示している。
【図７】 コンバータの動作周波数の最初値を正弦する
ために用いられ得る第２スイッチを含むＺＣＳコンバー
タを示している。
ために用いられ得る第２スイッチを含むＺＣＳコンバー
タを示している。
【図８】 スイッチに直列な可飽和インダクタを含む従
来例のＺＣＳブーストコンバータを示している。
来例のＺＣＳブーストコンバータを示している。
【図９】 異なる負荷に於ける図１のコンバータのキャ
パシタ電圧波形を示している。
パシタ電圧波形を示している。
【図10】 本発明によるＺＣＳバックコンバータを示し
ている。
ている。
【図11】 マルチモードスイッチ及び２つのデュワルモ
ードスイッチコントローラの機能的構成を示している。
ードスイッチコントローラの機能的構成を示している。
【図12】 マルチモードスイッチ及び２つのデュワルモ
ードスイッチコントローラの機能的構成を示している。
ードスイッチコントローラの機能的構成を示している。
【図13】 マルチモードスイッチ及び２つのデュワルモ
ードスイッチコントローラの機能的構成を示している。
ードスイッチコントローラの機能的構成を示している。
【図14】 図１０のコンバータの動作波形を示してい
る。
る。
【図15】 異なる負荷における図１０のコンバータのキ
ャパシタ電圧波形を示している。
ャパシタ電圧波形を示している。
【図16】 １つのインダクタを用いるマルチモードスイ
ッチをしめしている。
ッチをしめしている。
【図17】 単方向スイッチを示すのに用いられる回路シ
ンボル及び単方向スイッチングのいくつかの例を示して
いる。
ンボル及び単方向スイッチングのいくつかの例を示して
いる。
【図18】 マルチモードスイッチの例を示している。
【図19】 可飽和インダクタを含むマルチモードスイッ
チを含むＺＣＳコンバータの一部を示している。
チを含むＺＣＳコンバータの一部を示している。
【図20】 可飽和インダクタ磁化特性を示している。
【図21】 図１９のコンバータの動作波形を示してい
る。
る。
【図22】 異なる負荷における図１９のコンバータの動
作波形を示している。
作波形を示している。
【図23】 図１９のコンバータの追加的な動作波形を示
している。
している。
【図24】 異なる負荷における図１９のコンバータのキ
ャパシタ電圧波形を示している。
ャパシタ電圧波形を示している。
【図25】 コンバータにおける可飽和インダクタをリセ
ットする手段を示している。
ットする手段を示している。
【図26】 可飽和インダクタの別な磁化特性を示してい
る。
る。
【図27】 可飽和インダクタ含むマルチモードスイッチ
の別の例を示している。
の別の例を示している。
【図28】 従来例のＺＣＳバックコンバータについての
回路構成及び波形を示している。
回路構成及び波形を示している。
【図29】 ＺＣＳバックコンバータの回路構成及び動作
波形を示している。
波形を示している。
【図30】 従来例のＡＣ−ＤＣ ＺＣＳブーストコンバ
ータを示している。
ータを示している。
【図31】 ＡＣ−ＤＣ ＺＣＳブーストコンバータを示
している。
している。
【図32】 コンバータに用いられる双極性マルチモード
スイッチを示している。
スイッチを示している。
【図33】 従来例のフォワードコンバータ及びそのデュ
ワルモードＺＣＳ対応部分を示している。
ワルモードＺＣＳ対応部分を示している。
【図34】 MOSFET半導体スイッチを用いた図３３（Ｂ）
のコンバータの例の一部を示している。
のコンバータの例の一部を示している。
【図35】 Ｍタイプ及びＬタイプのデュアルモード共振
スイッチを示している。
スイッチを示している。
Claims (45)
- 【請求項１】 入力電源から負荷へ供給さるべき電力を
変換するＺＣＳコンバータであって、 ゼロ電流の時点において開閉して前記入力電源と前記コ
ンバータとの間のフォワード方向及びリバース方向のエ
ネルギ転送をなすスイッチと、 前記スイッチ接続されてこれを制御するコントローラ、
からなり、 前記コントローラは前記コンバータの連続する動作サイ
クルの各々の第１期間において前記入力電源からのフォ
ワード方向のエネルギ転送をなし、 前記コンバータの動作サイクルの少なくともいつくかに
おいて、前記第１の期間とは隣接しない期間において前
記入力電源へのリバース方向のエネルギ転送をなすこと
を特徴とするコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１記載のコンバータであって、前
記フォワード方向のエネルギ転送は前記スイッチを閉成
することによってなされることを特徴とするコンバー
タ。 - 【請求項３】 請求項１記載のコンバータであって、前
記リバース方向のエネルギ転送は前記スイッチを閉成す
ることによりなされることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項４】 請求項１記載のコンバータであって、前
記リバース方向のエネルギ転送は前記第１期間の開始か
ら所定時間経過後に生ずることを特徴とするコンバー
タ。 - 【請求項５】 請求項１記載のコンバータであって、前
記コンバータの動作サイクルの最小周波数は前記第１期
間の開始時点と前記リバース方向のエネルギ転送の開始
時点の間の時間遅れの制御によって制御されることを特
徴とするコンバータ。 - 【請求項６】 請求項１記載のコンバータであって、前
記スイッチの閉成後の電流の立上り及び立下りの特性時
定数を設定する回路素子を更に含むことを特徴とするコ
ンバータ。 - 【請求項７】 請求項６記載のコンバータであって、前
記回路素子はインダクタ及びキャパシタからなることを
特徴とするコンバータ。 - 【請求項８】 請求項１記載のコンバータであって、可
飽和インダクタを更に有し、前記第１期間の開始時点と
前記リバース方向エネルギ転送の開始時点との間の時間
が前記可飽和インダクタのボルト−セカンド特性によっ
て定まることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項９】 請求項１記載のコンバータであって、キ
ャパシタを更に有し、前記第１期間においては、前記キ
ャパシタに対して前記入力電源からのエネルギが転送さ
れ、前記リバース方向エネルギ転送においては、前記入
力電源に前記キャパシタからエネルギが転送されること
を特徴とするコンバータ。 - 【請求項10】 請求項１記載のコンバータであって、前
記スイッチは前記入力電源及び前記コンバータの間のエ
ネルギ転送をなすように接続された２つのスイッチ素子
からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項11】 請求項１記載のコンバータであって、前
記スイッチは第１インダクタに直列な第１スイッチング
素子からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項12】 請求項１１記載のコンバータであって、
前記スイッチは第２のインダクタに直列な第２スイッチ
ング素子からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項13】 請求項１１又は１２記載のコンバータで
あって、前記第１インダクタは前記入力電源からのエネ
ルギ転送に伴なう特性時定数を設定することを特徴とす
るコンバータ。 - 【請求項14】 請求項１２記載のコンバータであって、
前記第２のインダクタは、前記入力電源に向うエネルギ
転送に伴なう特性時定数を設定することを特徴とするコ
ンバータ。 - 【請求項15】 請求項１１記載のコンバータであって、
前記スイッチング素子に流入する電流を運ぶように接続
された可飽和インダクタンスを更に有することを特徴と
するコンバータ。 - 【請求項16】 請求項１２記載のコンバータであって、
前記スイッチング素子に流入する電流を運ぶように接続
された可飽和インダクタを更に含むことを特徴とするコ
ンバータ。 - 【請求項17】 請求項１１記載のコンバータであって、
前記第１インダクタは可飽和インダクタからなることを
特徴とするコンバータ。 - 【請求項18】 請求項１２記載のコンバータであって、
前記第１及び第２インダクタが可飽和インダクタからな
ることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項19】 請求項１５乃至１８のいずれか１に記載
のコンバータであって、前記第１期間の開始時点及び前
記リバース方向エネルギ転送の開始時点の間の時間が前
記可飽和インダクタのボルト−セカンド特性によって定
まることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項20】 請求項１５乃至１８のうちのいずれか１
に記載のコンバータであって、前記第１可飽和インダク
タの飽和インダクタンスは前記入力電源からのフォワー
ド方向のエネルギ転送に伴なう特性時定数を定めること
を特徴とするコンバータ。 - 【請求項21】 請求項１６または１８記載のコンバータ
であって、前記第２可飽和インダクタの飽和インダクタ
ンスは前記入力電源に向う前記リバース方向エネルギ転
送に伴う特性時定数を定めることを特徴とするコンバー
タ。 - 【請求項22】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータはＺＣＳバックコンバータであるこ
とを特徴とするコンバータ。 - 【請求項23】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータはＺＣＳブーストコンバータである
ことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項24】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータはＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストコン
バータからなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項25】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータはＺＣＳバック−ブーストコンバー
タからなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項26】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータはＺＣＳ Ｃｕｋコンバータからな
ることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項27】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータはＺＣＳ ＳＥＰＩＣコンバータか
らなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項28】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータは非アイソレーションコンバータで
あることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項29】 請求項１記載のコンバータであって、前
記ＺＣＳコンバータは電流的にアイソレーションされた
コンバータであることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項30】 請求項１７記載のコンバータであって、
前記インダクタを非飽和状態から飽和状態になすために
必要なボルト−セカンドを低減するためのリセット回路
を更に有することを特徴とするコンバータ。 - 【請求項31】 請求項１１記載のコンバータであって、 前記入力電源は単極性電圧源であり、 前記第１インダクタは可飽和インダクタからなり、 前記コンバータは前記第１インダクタと共に前記スイッ
チの閉成後の電流の立上り及び立下りの特性時定数を画
定するキャパシタを含み、 前記スイッチは前記入力電源及び前記インダクタに直列
接続されており、前記コンバータは更に、 前記キャパシタ及び前記負荷に接続されて前記キャパシ
タから前記負荷に向うエネルギ転送を前記キャパシタの
両端平均電圧にほぼ等しい平均電圧にてなす出力フィル
タと、 前記キャパシタに並列接続されて、前記平均電圧の極性
の電圧を素子するように極性が向けられたダイオードと
を更に含むことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項32】 請求項１１記載のコンバータであって、 前記入力電源は単極性電圧源であり、 前記第１インダクタは可飽和インダクタであり、 前記コンバータは前記第１インダクタと共に、前記スイ
ッチ閉成後の電流の立上り及び立下りの特定時定数を画
定するキャパシタを含み、 前記キャパシタは前記スイッチ及び前記第１インダクタ
からなる直列回路に並列に接続され、前記コンバータ
は、 前記入力電源及び前記直列回路に直列接続された入力イ
ンダクタと、 前記キャパシタ及び前記負荷の間に接続されて前記入力
電源から前記負荷へのエネルギ転送をなすように極性が
向けられたダイオードとを更に有することを特徴とする
コンバータ。 - 【請求項33】 請求項３１又は３２記載のコンバータで
あって、前記スイッチング素子は、前記スイッチング素
子が開放状態において前記入力電源によって供給される
電圧を阻止するように極性が向けられた単方向スイッチ
からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項34】 請求項３１又は３２記載のコンバータで
あって、前記可飽和インダクタは、前記スイッチング素
子によってリバース方向電圧が阻止するはずであった動
作サイクルの期間において比較的高い非飽和インピーダ
ンスを呈するようになされていることを特徴とするコン
バータ。 - 【請求項35】 請求項１１記載のコンバータであって、 前記入力電源は双極性電圧源からなり、 前記第１インダクタは、可飽和インダクタからなり、 前記コンバータは前記第１インダクタと共に、前記スイ
ッチの閉成後の電流の立上り及び立下りにおける特定時
定数を画定するキャパシタを含み、 前記キャパシタは前記スイッチ及び前記第１インダクタ
からなる直列回路に並列に接続されており、 前記コンバータは、 前記入力電源及び前記直列回路に直列に接続された入力
インダクタと、 前記デュワルモードスイッチ及び前記負荷の間に接続さ
れて双極性電流を受け入れて前記負荷に単極性出力電流
を供給する整流器と、を更に含むことを特徴とするコン
バータ。 - 【請求項36】 請求項１記載のコンバータであって、 前記入力電源は単方向電圧源であり、 前記コンバータは前記スイッチの閉成後の電流の立上り
及び立下りの特性時定数を画定する回路素子を含み、 前記回路素子は、インダクタンス及びキャパシタからな
り、前記インダクタンスは一次巻線及び二次巻線を有す
る漏洩インダクタンストランスの漏洩インダクタンスで
あり、 前記コンバータは、前記一次巻線に直列接続された第１
スイッチング素子と、前記二次巻線及び前記キャパシタ
に直列接続された第２のスイッチング素子を含み、前記
第１スイッチング素子及び前記一次巻線は前記入力電源
に直列接続されており、 前記コンバータは、 前記キャパシタ及び前記負荷の間に接続されて前記キャ
パシタから負荷にエネルギを、前記キャパシタの両端の
平均電圧にほぼ等しい平均電圧にて供給する出力フィル
タと、 前記キャパシタに並列接続されて前記平均電圧の極性の
電圧を阻止するダイオードとを更に、有することを特徴
とするコンバータ。 - 【請求項37】 請求項３１又は３６記載のコンバータで
あって、前記リバース方向エネルギ転送は前記キャパシ
タの両端電圧が前記入力電源より大であるとき開始する
ことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項38】 請求項３２又は３５記載のコンバータで
あって、前記リバース方向エネルギ転送が、前記負荷に
向って流れる電流を生ぜしめるキャパシタ電圧における
増分的変化の絶対値が前記負荷の両端電圧よりも大であ
るような値を前記キャパシタ両端電圧がとるときに開始
することを特徴とするコンバータ。 - 【請求項39】 ゼロ電流時において、スイッチを開閉す
ることによって時間変化負荷に入力電源から電力を転送
するＺＣＳコンバータの最小動作周波数を制御する方法
であって、 連続するコンバータ動作サイクルの各々の第１期間にお
いて、前記入力電源からのフォワード方向のエネルギ転
送を開始すべく前記スイッチを制御する行程と、 前記負荷の変化に応じて、前記コンバータ動作サイクル
のいくつかの各々において前記第１機関には隣接しない
機関内において前記スイッチを制御して前記入力電源に
向うリバース方向エネルギ転送をなす行程と、からなる
ことを特徴とする方法。 - 【請求項40】 請求項３９記載の方法であって、更に、 前記第１期間の開始時点と前記リバース方向エネルギ転
送の開始時点との間を固定の時間遅れとすることを特徴
とする方法。 - 【請求項41】 請求項３９記載の方法であって、更に、
前記第１期間の開始時点と、前記リバース方向エネルギ
転送の開始時点との間の時間遅れを選択的に調整するこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項42】 請求項３９記載の方法であって、更に、
前記第１期間の開始時点と、前記リバース方向エネルギ
転送の開始時点との間の時間差を制御出来るように可飽
和インダクタのボルト−セカンド特性を調整する行程を
含むことを特徴とする方法。 - 【請求項43】 請求項３９記載の方法であって、更に、 前記コンバータから前記入力電源にエネルギが転送され
るリバース方向エネルギ転送を開始する行程を有するこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項44】 請求項４１記載の方法であって、更に、 前記キャパシタの両端にて測定された電圧に基づいて前
記リバース方向エネルギ転送を開始する行程を含むこと
を特徴とする方法。 - 【請求項45】 入力電源から負荷に供給される電力を変
換する為のＺＣＳコンバータに接続される回路であっ
て、 ほぼゼロ電流の時に開閉して前記入力電源と前記コンバ
ータの間のエネルギ転送をなすスイッチと、 前記スイッチを制御するコントローラとを含み、 前記コントローラは前記コンバータの動作サイクルの各
々の第１期間において前記入力電源からのフォワード方
向エネルギ転送を開始し、前記コンバータ動作サイクル
の少なくともいつくかにおいて前記スイッチを前記第１
期間とは異なる期間において制御することによって前記
コンバータからの前記入力電源へのリバース方向エネル
ギ転送を開始することを特徴とする回路。
Applications Claiming Priority (2)
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