JP3078475B2 - Ａｃ−ｄｃスイッチングパワーコンバータ - Google Patents
Ａｃ−ｄｃスイッチングパワーコンバータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
- H02J1/10—Parallel operation of dc sources
- H02J1/102—Parallel operation of dc sources being switching converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣ−ＤＣブース
トパワーコンバータに関する。
トパワーコンバータに関する。
【０００２】
【背景技術】非アイソレーション形ＡＣ−ＤＣブースト
コンバータは、ＡＣ入力源から双極性の電圧を受け入れ
て該ＡＣ入力源によって供給されるＡＣ電圧の瞬時値よ
り大なる負荷電圧の単極性電圧を負荷１８に供給する。
ここで、“非アイソレーション形”とは、コンバータ出
力が、コンバータ入力源から電流的に分離（アイソレー
ション）されていないことを意味する。かかるコンバー
タは、例えば、アイソレーション形ＤＣ−ＤＣコンバー
タの如き負荷にＡＣ電源電圧を単に整流・平滑しただけ
で得られるＤＣ電圧より高い動作電圧を供給しなければ
ならない場合に有用である。ＡＣ−ＤＣブーストコンバ
ータは、また、力率調整プレレギュレータとしても有用
である。かかるプレレギュレータは、その出力電圧が所
望の単極性値となるように制御される一方、ＡＣ電源か
ら導出される電流波形がＡＣ電源の波形に追従するよう
になされる。一般に、ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
は、双極性入力電圧源から、該入力電圧源の電圧より大
なる値の単極性電圧を要求する負荷に電力を供給する用
途に有用である。
コンバータは、ＡＣ入力源から双極性の電圧を受け入れ
て該ＡＣ入力源によって供給されるＡＣ電圧の瞬時値よ
り大なる負荷電圧の単極性電圧を負荷１８に供給する。
ここで、“非アイソレーション形”とは、コンバータ出
力が、コンバータ入力源から電流的に分離（アイソレー
ション）されていないことを意味する。かかるコンバー
タは、例えば、アイソレーション形ＤＣ−ＤＣコンバー
タの如き負荷にＡＣ電源電圧を単に整流・平滑しただけ
で得られるＤＣ電圧より高い動作電圧を供給しなければ
ならない場合に有用である。ＡＣ−ＤＣブーストコンバ
ータは、また、力率調整プレレギュレータとしても有用
である。かかるプレレギュレータは、その出力電圧が所
望の単極性値となるように制御される一方、ＡＣ電源か
ら導出される電流波形がＡＣ電源の波形に追従するよう
になされる。一般に、ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
は、双極性入力電圧源から、該入力電圧源の電圧より大
なる値の単極性電圧を要求する負荷に電力を供給する用
途に有用である。
【０００３】図１（Ａ）に示したように、ＡＣ−ＤＣコ
ンバータは、ＡＣ入力電源１４とＤＣ−ＤＣブーストコ
ンバータ１０の入力との間に全波整流回路１２を配置す
ることにより構成される。全波整流回路１２は、ＡＣ入
力電源１４の双極性電圧をＤＣ−ＤＣブーストコンバー
タに適した単極性整流電圧Ｖｒに変換する。該電圧Ｖｒ
がＶoutより小なるときは、ＤＣ−ＤＣブーストコンバ
ータ１０は、そのスイッチング素子の開放及び閉成タイ
ミングを変化せしめるコントローラ１６によって制御さ
れて、ＶoutをＶｒより高い所望値に維持する。ＡＣ−
ＤＣ変換及び力率調整の双方が要求される用途において
は、コントローラ１６は、コンバータ出力電圧Ｖout及
び入力電流Ｉinの双方を制御して、ＡＣ入力電源から導
出される電流波形がＡＣ入力電圧源の電圧波形に追従せ
しめられる。力率改善ＡＣ−ＤＣコンバータの例がウィ
ルカーソン（Wilkerson)他による“Unity Power Factor
Power Supply”と題する米国特許第4,677,366号；ウィ
リアムズ（Williams)による“ AC to DC Converter Wit
h Unity Power Factor”と題する米国特許第4,949,929
号；及びカーペンター（Carpenter)による“Boost Powe
r Supply Having Power Factor Correction Circuit”
と題する米国特許第4,437,146号に開示されている。
ンバータは、ＡＣ入力電源１４とＤＣ−ＤＣブーストコ
ンバータ１０の入力との間に全波整流回路１２を配置す
ることにより構成される。全波整流回路１２は、ＡＣ入
力電源１４の双極性電圧をＤＣ−ＤＣブーストコンバー
タに適した単極性整流電圧Ｖｒに変換する。該電圧Ｖｒ
がＶoutより小なるときは、ＤＣ−ＤＣブーストコンバ
ータ１０は、そのスイッチング素子の開放及び閉成タイ
ミングを変化せしめるコントローラ１６によって制御さ
れて、ＶoutをＶｒより高い所望値に維持する。ＡＣ−
ＤＣ変換及び力率調整の双方が要求される用途において
は、コントローラ１６は、コンバータ出力電圧Ｖout及
び入力電流Ｉinの双方を制御して、ＡＣ入力電源から導
出される電流波形がＡＣ入力電圧源の電圧波形に追従せ
しめられる。力率改善ＡＣ−ＤＣコンバータの例がウィ
ルカーソン（Wilkerson)他による“Unity Power Factor
Power Supply”と題する米国特許第4,677,366号；ウィ
リアムズ（Williams)による“ AC to DC Converter Wit
h Unity Power Factor”と題する米国特許第4,949,929
号；及びカーペンター（Carpenter)による“Boost Powe
r Supply Having Power Factor Correction Circuit”
と題する米国特許第4,437,146号に開示されている。
【０００４】多数のＤＣ−ＤＣブーストコンバータが知
られており、そのうちのいくつかの例が図２（Ａ）〜
（Ｄ）に示されている。図２（Ａ）は、パルス巾変調
（ＰＷＭ）方式のＤＣ−ＤＣブーストコンバータ２０を
示し、図２（Ｂ）及び（Ｃ）は零電流スイッチング（Ｚ
ＣＳ）ＤＣ−ＤＣブーストコンバータ３０及び４０を示
し、これらのコンバータは、各々、個別のインダクタ２
１，３６，４６を用いている。また、図２（Ｄ）は結合
インダクタ５６を用いたＤＣ−ＤＣブーストコンバータ
を示している。図２（Ａ）〜（Ｄ）において示されたタ
イプのコンバータは、ここでは、シャントブーストコン
バータと称すこととし、単極性の入力電源から単極性の
出力を生じる。また、シャント電流Ｉｓをスイッチが閉
成したとき入力電源に帰還する電流路にスイッチング素
子２２，３２，４２，５２を含んでおり、スイッチング
素子が開放されたときは電力が電源から負荷に流れるよ
うになっている。このようなシャントブーストコンバー
タ（ＺＣＳ ＤＣ−ＤＣコンバータも含む）の例が、ミ
ラー（Miller)の“Resonant Switching Converter”と
題する米国特許第4,138,715号；リー（Lee）他の“Zero
-Current Switching Quasi-Resonant Converters Opera
ting in a Full-Wave Mode”と題する米国特許第4,720,
667号；リー(Lee)他の“Zero-Voltage Switching Quasi
-Resonant Converters”と題する米国特許第4,720,668
号；リュー（Liu)他の“Resonant Switches-A Unified
Approach to Improve Performance of Switching Regul
ators”と題する「IEEE International Telecommumicat
ions Energy Conference, 1984 Proceedings, PP 344-3
51」に記載された記事；タビッツ（Tabisz)他による“D
C-to-DC Converter, Using Multi-Resonant Switches”
と題する米国特許第4,841,220号；及びヴィンチアレッ
リによる“Boost Switching Power Conversion”と題す
る米国特許第5,321,348号に記載されている。
られており、そのうちのいくつかの例が図２（Ａ）〜
（Ｄ）に示されている。図２（Ａ）は、パルス巾変調
（ＰＷＭ）方式のＤＣ−ＤＣブーストコンバータ２０を
示し、図２（Ｂ）及び（Ｃ）は零電流スイッチング（Ｚ
ＣＳ）ＤＣ−ＤＣブーストコンバータ３０及び４０を示
し、これらのコンバータは、各々、個別のインダクタ２
１，３６，４６を用いている。また、図２（Ｄ）は結合
インダクタ５６を用いたＤＣ−ＤＣブーストコンバータ
を示している。図２（Ａ）〜（Ｄ）において示されたタ
イプのコンバータは、ここでは、シャントブーストコン
バータと称すこととし、単極性の入力電源から単極性の
出力を生じる。また、シャント電流Ｉｓをスイッチが閉
成したとき入力電源に帰還する電流路にスイッチング素
子２２，３２，４２，５２を含んでおり、スイッチング
素子が開放されたときは電力が電源から負荷に流れるよ
うになっている。このようなシャントブーストコンバー
タ（ＺＣＳ ＤＣ−ＤＣコンバータも含む）の例が、ミ
ラー（Miller)の“Resonant Switching Converter”と
題する米国特許第4,138,715号；リー（Lee）他の“Zero
-Current Switching Quasi-Resonant Converters Opera
ting in a Full-Wave Mode”と題する米国特許第4,720,
667号；リー(Lee)他の“Zero-Voltage Switching Quasi
-Resonant Converters”と題する米国特許第4,720,668
号；リュー（Liu)他の“Resonant Switches-A Unified
Approach to Improve Performance of Switching Regul
ators”と題する「IEEE International Telecommumicat
ions Energy Conference, 1984 Proceedings, PP 344-3
51」に記載された記事；タビッツ（Tabisz)他による“D
C-to-DC Converter, Using Multi-Resonant Switches”
と題する米国特許第4,841,220号；及びヴィンチアレッ
リによる“Boost Switching Power Conversion”と題す
る米国特許第5,321,348号に記載されている。
【０００５】図２（Ａ）〜（Ｄ）に示したシャントブー
スタコンバータは、類似の動作原理にて動作する。入力
電源Ｖｉｎによる直列な誘導性入力素子（例えば、図２
（Ａ）〜（Ｃ）中のインダクタ２１あるいは図２（Ｄ）
中の結合インダクタの有効インダクタンス）はコンバー
タ出力に対して電流源特性を呈する。例えば、スイッチ
２２，３２，４２，５２の如きスイッチは各動作サイク
ル期間の一部において閉成せしめられ、シャント電流Ｉ
ｓを生じ、これによって、コンバータ出力側から離れて
入力電源に向かうロスなしの還流を生ずる。これによっ
て、パルス状の出力電流Ｉｏを生じこれは出力キャパシ
タ２５によって濾波される。ここで回路素子中のロスを
無視し、電力保存の法則及びキルヒホッフの電流及び電
圧の法則によれば、定常動作状態下において、Ｐｉｎ−
Ｖｉｎ＊Ｉｉｎ＝Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ＊Ｉｏであり、Ｉ
ｉｎ＝Ｉｓ＋Ｉｏであり、Ｖｓ＝Ｖｉｎが成立して、入
力誘導性素子の両端平均電圧はゼロである。ここでＩｉ
ｎ，Ｉｏ，Ｉｓ，Ｖｉｎ，Ｖｓ及びＶｏｕｔは、多数の
コンバータ動作サイクルに亘る平均値である。定常動作
状態下においてＶｏｕｔはｖｉｎより大であり、Ｉｉｎ
はＩｏより大であり、所与のパワースループット及び特
定の出力電圧Ｖｏｕｔに対してはＶｉｎの低下がＩｉｎ
及びＩｓの増大を招来する。
スタコンバータは、類似の動作原理にて動作する。入力
電源Ｖｉｎによる直列な誘導性入力素子（例えば、図２
（Ａ）〜（Ｃ）中のインダクタ２１あるいは図２（Ｄ）
中の結合インダクタの有効インダクタンス）はコンバー
タ出力に対して電流源特性を呈する。例えば、スイッチ
２２，３２，４２，５２の如きスイッチは各動作サイク
ル期間の一部において閉成せしめられ、シャント電流Ｉ
ｓを生じ、これによって、コンバータ出力側から離れて
入力電源に向かうロスなしの還流を生ずる。これによっ
て、パルス状の出力電流Ｉｏを生じこれは出力キャパシ
タ２５によって濾波される。ここで回路素子中のロスを
無視し、電力保存の法則及びキルヒホッフの電流及び電
圧の法則によれば、定常動作状態下において、Ｐｉｎ−
Ｖｉｎ＊Ｉｉｎ＝Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ＊Ｉｏであり、Ｉ
ｉｎ＝Ｉｓ＋Ｉｏであり、Ｖｓ＝Ｖｉｎが成立して、入
力誘導性素子の両端平均電圧はゼロである。ここでＩｉ
ｎ，Ｉｏ，Ｉｓ，Ｖｉｎ，Ｖｓ及びＶｏｕｔは、多数の
コンバータ動作サイクルに亘る平均値である。定常動作
状態下においてＶｏｕｔはｖｉｎより大であり、Ｉｉｎ
はＩｏより大であり、所与のパワースループット及び特
定の出力電圧Ｖｏｕｔに対してはＶｉｎの低下がＩｉｎ
及びＩｓの増大を招来する。
【０００６】零電流においてスイッチングし且つ出力整
流器２４において生じ得る電流の変化率を抑制すること
によって、図２（Ｂ）ないし図２（Ｄ）において示した
タイプの零電流スイッチングＤＣ−ＤＣブーストコンバ
ータは、図２（Ａ）に示されたＰＷＭコンバータにおい
て存在するスイッチロス（スイッチに電流が流れている
ときに該スイッチをターンオン又はターンオフすること
によって生ずる）及び逆リカバリーロス（順方向導通ダ
イオードの両端に逆電圧を急速に与えることによって生
ずる）を殆ど除去している。このことは、改善されたコ
ンバータ動作効率（入力電源から負荷に導かれる平均電
力の割合）を生ずるのみならず、コンバータ動作周波数
を増大せしめ、従って、コンバータに用いられるインダ
クタ及びキャパシタのサイズを小さくすることが出来る
のである。
流器２４において生じ得る電流の変化率を抑制すること
によって、図２（Ｂ）ないし図２（Ｄ）において示した
タイプの零電流スイッチングＤＣ−ＤＣブーストコンバ
ータは、図２（Ａ）に示されたＰＷＭコンバータにおい
て存在するスイッチロス（スイッチに電流が流れている
ときに該スイッチをターンオン又はターンオフすること
によって生ずる）及び逆リカバリーロス（順方向導通ダ
イオードの両端に逆電圧を急速に与えることによって生
ずる）を殆ど除去している。このことは、改善されたコ
ンバータ動作効率（入力電源から負荷に導かれる平均電
力の割合）を生ずるのみならず、コンバータ動作周波数
を増大せしめ、従って、コンバータに用いられるインダ
クタ及びキャパシタのサイズを小さくすることが出来る
のである。
【０００７】ところで、公知の零電流スイッチングブー
ストＤＣ−ＤＣコンバータは、（ゼロクロッシングにお
ける）スイッチのターンオン及びスイッチのターンオフ
の間にいくつのゼロクロッシングを許容するかによって
異なるモードの下で動作する。“短サイクル”（又は
“半波長”）モードと呼ばれる１つの動作モードにおい
ては、スイッチがターンオンに続く最初のゼロクロッシ
ングにおいてターンオフせしめられる。短サイクルモー
ドにおいて動作する図２（Ｃ）に示されたタイプのコン
バータであって、インダクタ４６のインダクタンスＬに
対して非常に大なるインダクタＬ１を有する入力インダ
クタ２１を有し動作サイクルにおける入力電流Ｉｉｎに
おける変化を無視できるコンバータの動作波形が図３
（Ａ）ないし図３（Ｄ）に示されている。上記した引用
例においても開示されているように、この動作モードに
おいて動作する零電流スイッチングシャントブーストコ
ンバータの動作周波数は、コンバータの負荷及び入力電
圧の双方の関数である。また、短サイクルコンバータに
用いられるスイッチはターンオフに続く動作サイクルの
部分（図３（Ａ））の負電圧に耐えなければならなら
い。実際上、正及び負電圧の双方をブロックできるスイ
ッチは通常入手できないので、図５（Ａ）に示したよう
に単方向スイッチに直列にダイオード２９を配置するの
が通常であり、これによって、短サイクルコンバータに
おける双方向ブロッキング能力を得るのである。また、
“長サイクル”（又は“全波”）モードと称される別の
動作モードにおいては、スイッチがターンオンに続く２
番目の零クロシングにおいてターンオフせしめられる。
図２（Ｃ）において示されたタイプのコンバータであっ
て図３において示したと同様な回路条件の下でのコンバ
ータの動作波形が図４（Ａ）ないし図４（Ｄ）に示され
ている。かかるコンバータの動作周波数は入力電圧に応
じて変化するもののコンバータの負荷にはわずかに依存
するだけである。長サイクルコンバータにおけるスイッ
チは双方向ブロッキング能力を有する必要はないが、双
方向電流導通能力を要求される（図４（Ｃ）における電
流逆転に注意されたい）。かかるスイッチとしては、図
５（Ｂ）に示したように単方向スイッチ３１に並列なダ
イオード３３を接続することによってしばしば実現され
ている。図３及び図４に示された動作波形は、短サイク
ル及び長サイクルモードにおいて各々動作する零電流ス
イッチングシャントブーストコンバータにおいて生ずる
波形を代表的に示している。これらの動作モードのいず
れにおいても、各動作サイクルにおいて生ずる電圧及び
電流の正弦波状変化における特性時定数Ｔはインダクタ
４６のインダクタンスＬ及びキャパシタ３４のキャパシ
タンスＣによって定められる。又、Ｌ，Ｃ及びＶｏの値
は動作サイクルにおけるスイッチ電流のピーク値Ｉｐを
定め、これは、Ｉｓの平均値における上限（すなわち最
大コンバータ電力定格）を定める。なんとなれば、スイ
ッチ電流はＩｉｎがＩｐより小なる場合にのみ零に復帰
するからである。
ストＤＣ−ＤＣコンバータは、（ゼロクロッシングにお
ける）スイッチのターンオン及びスイッチのターンオフ
の間にいくつのゼロクロッシングを許容するかによって
異なるモードの下で動作する。“短サイクル”（又は
“半波長”）モードと呼ばれる１つの動作モードにおい
ては、スイッチがターンオンに続く最初のゼロクロッシ
ングにおいてターンオフせしめられる。短サイクルモー
ドにおいて動作する図２（Ｃ）に示されたタイプのコン
バータであって、インダクタ４６のインダクタンスＬに
対して非常に大なるインダクタＬ１を有する入力インダ
クタ２１を有し動作サイクルにおける入力電流Ｉｉｎに
おける変化を無視できるコンバータの動作波形が図３
（Ａ）ないし図３（Ｄ）に示されている。上記した引用
例においても開示されているように、この動作モードに
おいて動作する零電流スイッチングシャントブーストコ
ンバータの動作周波数は、コンバータの負荷及び入力電
圧の双方の関数である。また、短サイクルコンバータに
用いられるスイッチはターンオフに続く動作サイクルの
部分（図３（Ａ））の負電圧に耐えなければならなら
い。実際上、正及び負電圧の双方をブロックできるスイ
ッチは通常入手できないので、図５（Ａ）に示したよう
に単方向スイッチに直列にダイオード２９を配置するの
が通常であり、これによって、短サイクルコンバータに
おける双方向ブロッキング能力を得るのである。また、
“長サイクル”（又は“全波”）モードと称される別の
動作モードにおいては、スイッチがターンオンに続く２
番目の零クロシングにおいてターンオフせしめられる。
図２（Ｃ）において示されたタイプのコンバータであっ
て図３において示したと同様な回路条件の下でのコンバ
ータの動作波形が図４（Ａ）ないし図４（Ｄ）に示され
ている。かかるコンバータの動作周波数は入力電圧に応
じて変化するもののコンバータの負荷にはわずかに依存
するだけである。長サイクルコンバータにおけるスイッ
チは双方向ブロッキング能力を有する必要はないが、双
方向電流導通能力を要求される（図４（Ｃ）における電
流逆転に注意されたい）。かかるスイッチとしては、図
５（Ｂ）に示したように単方向スイッチ３１に並列なダ
イオード３３を接続することによってしばしば実現され
ている。図３及び図４に示された動作波形は、短サイク
ル及び長サイクルモードにおいて各々動作する零電流ス
イッチングシャントブーストコンバータにおいて生ずる
波形を代表的に示している。これらの動作モードのいず
れにおいても、各動作サイクルにおいて生ずる電圧及び
電流の正弦波状変化における特性時定数Ｔはインダクタ
４６のインダクタンスＬ及びキャパシタ３４のキャパシ
タンスＣによって定められる。又、Ｌ，Ｃ及びＶｏの値
は動作サイクルにおけるスイッチ電流のピーク値Ｉｐを
定め、これは、Ｉｓの平均値における上限（すなわち最
大コンバータ電力定格）を定める。なんとなれば、スイ
ッチ電流はＩｉｎがＩｐより小なる場合にのみ零に復帰
するからである。
【０００８】ブリッジ構成されたスイッチのＰＷＭ制御
形式を用いて双極性電圧の整流をなすことも知られてい
る。図１（Ｂ）に示されたかかる回路例はエンジェッテ
ィ（Enjeti)他による“A Two Quadrant High Power Qua
lity Rectifier”PCIM 1990USA, Official Proceedings
of the 21st International Power Conversion Confer
ence, pp.86-91において開示されている。図１（Ｂ）の
回路においてスイッチ２，４，６，８を適当に制御する
ことによって、力率改善及び双方向電力流（すなわちＡ
Ｃ電源１４及び負荷１８の間における）が達成される。
形式を用いて双極性電圧の整流をなすことも知られてい
る。図１（Ｂ）に示されたかかる回路例はエンジェッテ
ィ（Enjeti)他による“A Two Quadrant High Power Qua
lity Rectifier”PCIM 1990USA, Official Proceedings
of the 21st International Power Conversion Confer
ence, pp.86-91において開示されている。図１（Ｂ）の
回路においてスイッチ２，４，６，８を適当に制御する
ことによって、力率改善及び双方向電力流（すなわちＡ
Ｃ電源１４及び負荷１８の間における）が達成される。
【０００９】また、複数の電力コンバータを配置して負
荷に供給される電力を分担することも知られている。量
子化エネルギコンバータ（すなわちＺＣＳコンバータ）
の間の電力分配は、ヴィンチアレッリによる“Power Bo
oster Switching at Zero Current”と題する米国特許
第4,648,020号及びヴィンチアレッリによる“Boost Swi
tching Power Conversion”と題する米国特許第5,321,3
48号に開示されている。また、電力分配アレイにおける
ＰＷＭコンバータの並列接続は、“Unitrode Product a
nd Applications Handbook 1993-94”における“ＵＣ 3
907 Load ShareIC Simplifies Parallel Power Supply
Design”と題するユニトロード（Unitrode)応用ノート
Ｕ−129に記載されている。
荷に供給される電力を分担することも知られている。量
子化エネルギコンバータ（すなわちＺＣＳコンバータ）
の間の電力分配は、ヴィンチアレッリによる“Power Bo
oster Switching at Zero Current”と題する米国特許
第4,648,020号及びヴィンチアレッリによる“Boost Swi
tching Power Conversion”と題する米国特許第5,321,3
48号に開示されている。また、電力分配アレイにおける
ＰＷＭコンバータの並列接続は、“Unitrode Product a
nd Applications Handbook 1993-94”における“ＵＣ 3
907 Load ShareIC Simplifies Parallel Power Supply
Design”と題するユニトロード（Unitrode)応用ノート
Ｕ−129に記載されている。
【００１０】
【発明の概要】本発明はいずれかの双極性の入力電圧源
から単極性の負荷電圧にて負荷に電力を供給するＡＣ−
ＤＣブーストスイッチングパワーコンバータにおける効
率改善をなすものである。すなわち、本発明において
は、入力誘導性素子が入力電源から双極性の入力電流Ｉ
ｉｎを受ける。また、双極性スイッチは（ａ）開放状態
においていずれかの極性の電圧を阻止することができ、
（ｂ）閉成状態においていずれかの極性の電流を導通せ
しめることが出来、（ｃ）電流を流している間において
ターンオフすることが出来るのである。またこの双極性
スイッチはいずれかの極性のシャント電流Ｉｓが入力電
源に帰還するシャント（分流）電流路を提供する。ま
た、単極性出力電流Ｉｏを負荷に供給する電流路が設け
られている。コントローラはコンバータ動作サイクルの
各々において双極性スイッチをターンオン及びターンオ
フさせるのである。
から単極性の負荷電圧にて負荷に電力を供給するＡＣ−
ＤＣブーストスイッチングパワーコンバータにおける効
率改善をなすものである。すなわち、本発明において
は、入力誘導性素子が入力電源から双極性の入力電流Ｉ
ｉｎを受ける。また、双極性スイッチは（ａ）開放状態
においていずれかの極性の電圧を阻止することができ、
（ｂ）閉成状態においていずれかの極性の電流を導通せ
しめることが出来、（ｃ）電流を流している間において
ターンオフすることが出来るのである。またこの双極性
スイッチはいずれかの極性のシャント電流Ｉｓが入力電
源に帰還するシャント（分流）電流路を提供する。ま
た、単極性出力電流Ｉｏを負荷に供給する電流路が設け
られている。コントローラはコンバータ動作サイクルの
各々において双極性スイッチをターンオン及びターンオ
フさせるのである。
【００１１】本発明の構成上の特徴は次の通りである。
すなわち、双極性スイッチを零電流においてターンオン
せしめ且つ双極性スイッチ内の電流が零に復帰するよう
になす回路素子が接続され得る。かかる回路素子として
は、インダクタンスＬを有する第２誘導性素子及びキャ
パシタンスＣを有するキャパシタであり、これらの回路
素子は各動作サイクルにおいて該双極性スイッチを流れ
る電流変化における特性時定数Ｔ＝π＊sqrt（Ｌ＊Ｃ）
を画定する。また、コントローラは該双極性スイッチを
流れる電流が零電流の時これをオンオフせしめ、各動作
サイクルにおける該双極性スイッチのターンオン期間の
割合を制御する。入力誘導性素子及び双極性スイッチは
入力電源に接続さるべき一対の入力端子及び電流路を経
由して負荷に電流を供給する一対の出力端子を有する双
極性ブーストセルの部分となる。該双極性ブーストセル
はＰＷＭ、ＺＣＳ又はＺＶＳモードにて動作し得る。
すなわち、双極性スイッチを零電流においてターンオン
せしめ且つ双極性スイッチ内の電流が零に復帰するよう
になす回路素子が接続され得る。かかる回路素子として
は、インダクタンスＬを有する第２誘導性素子及びキャ
パシタンスＣを有するキャパシタであり、これらの回路
素子は各動作サイクルにおいて該双極性スイッチを流れ
る電流変化における特性時定数Ｔ＝π＊sqrt（Ｌ＊Ｃ）
を画定する。また、コントローラは該双極性スイッチを
流れる電流が零電流の時これをオンオフせしめ、各動作
サイクルにおける該双極性スイッチのターンオン期間の
割合を制御する。入力誘導性素子及び双極性スイッチは
入力電源に接続さるべき一対の入力端子及び電流路を経
由して負荷に電流を供給する一対の出力端子を有する双
極性ブーストセルの部分となる。該双極性ブーストセル
はＰＷＭ、ＺＣＳ又はＺＶＳモードにて動作し得る。
【００１２】該双極性ブーストセルは該双極性スイッチ
に直列接続した第１インダクタンスを含む直列回路から
なり、該直列回路は該一対の入力端子の間に接続され、
該双極性スイッチの両端は該一対の出力端子に接続され
ている。また別な双極性ブーストセルの例においては、
該双極性スイッチに直列接続した第１インダクタンスを
有する第１直列回路が設けられ、該第１直列回路は該一
対の入力端子の間に接続され、第２インダクタンス及び
キャパシタを含む第２直列回路が該双極性スイッチの間
に接続され、該一対の出力端子に該キャパシタの両端が
接続されている。また、別の双極性ブーストセルの例に
おいては、キャパシタに直列接続した第１インダクタン
スを有する第１直列回路が設けられ、該第１直列回路は
該一対の入力端子の間に接続され、該キャパシタの両端
は該一対の出力端子に接続され、さらに、該双極性スイ
ッチに直列な第２インダクタンスを有する第２直列回路
が該キャパシタの両端に接続されている。
に直列接続した第１インダクタンスを含む直列回路から
なり、該直列回路は該一対の入力端子の間に接続され、
該双極性スイッチの両端は該一対の出力端子に接続され
ている。また別な双極性ブーストセルの例においては、
該双極性スイッチに直列接続した第１インダクタンスを
有する第１直列回路が設けられ、該第１直列回路は該一
対の入力端子の間に接続され、第２インダクタンス及び
キャパシタを含む第２直列回路が該双極性スイッチの間
に接続され、該一対の出力端子に該キャパシタの両端が
接続されている。また、別の双極性ブーストセルの例に
おいては、キャパシタに直列接続した第１インダクタン
スを有する第１直列回路が設けられ、該第１直列回路は
該一対の入力端子の間に接続され、該キャパシタの両端
は該一対の出力端子に接続され、さらに、該双極性スイ
ッチに直列な第２インダクタンスを有する第２直列回路
が該キャパシタの両端に接続されている。
【００１３】該第１インダクタンスは該入力端子の各々
に接続されたインダクタからなる。また該第２インダク
タンスは該キャパシタの両端に各々接続されたインダク
タからなる。ＺＣＳ双極性ブーストセルの場合は、第２
インダクタンスの値Ｌ及びキャパシタの値Ｃが各動作サ
イクルにおいて該双極性スイッチを流れる電流変化にお
ける特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）画定する。
に接続されたインダクタからなる。また該第２インダク
タンスは該キャパシタの両端に各々接続されたインダク
タからなる。ＺＣＳ双極性ブーストセルの場合は、第２
インダクタンスの値Ｌ及びキャパシタの値Ｃが各動作サ
イクルにおいて該双極性スイッチを流れる電流変化にお
ける特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）画定する。
【００１４】上記した電流路は単方向導通素子によって
構成され得る。入力電流Ｉｉｎは該単方向導通素子のい
ずれの中をも流れず、出力電流Ｉｏは該単方向導通素子
のわずかに２つを流れる。該単方向導通素子は双極性の
電気的入力を受け入れる入力と負荷に単極性の出力を与
える出力を有する全波整流器を構成し得る。該入力電源
は時間的に変化する双極性電圧を生ずるＡＣ電源を含み
得る。
構成され得る。入力電流Ｉｉｎは該単方向導通素子のい
ずれの中をも流れず、出力電流Ｉｏは該単方向導通素子
のわずかに２つを流れる。該単方向導通素子は双極性の
電気的入力を受け入れる入力と負荷に単極性の出力を与
える出力を有する全波整流器を構成し得る。該入力電源
は時間的に変化する双極性電圧を生ずるＡＣ電源を含み
得る。
【００１５】上記したブーストセルは、（ａ）双極性ス
イッチ及び入力電源に直列接続した入力インダクタンス
と、（ｂ）該双極性スイッチの両端に接続してキャパシ
タンスＣを有するキャパシタに直列接続したインダクタ
ンスＬの第２インダクタンスからなる直列回路と、から
なり、該インダクタンス及びキャパシタは各動作サイク
ルにおける該双極性ブーストセル内の電流及び電圧の正
弦波的上昇及び下降の特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ
＊Ｃ）を画定する。該導通経路は、第１及び第２単方向
導通素子を有し、各導通素子は負荷の第１端部に接続し
た第１端部を有し且つ負荷に向う方向に電流を運ぶよう
に極性が向けられており、該第１単方向素子の他端は該
キャパシタの第１端に接続し、前記第２単方向導通素子
の他端は該キャパシタの他端に接続している。さらに、
第３及び第４単方向導通素子が設けられることができ、
各々は負荷の他端に接続した一端を有し、負荷から離れ
る方向に電流を運ぶように極性が向けられて、該第１単
方向素子の他端は該キャパシタの一端に接続され、該第
２単方向導通素子の他端は該キャパシタの他端に接続さ
れており、該コントローラは、コンバータ動作サイクル
において零電流の生ずるごとに該双極性スイッチの開閉
をなすように制御する。
イッチ及び入力電源に直列接続した入力インダクタンス
と、（ｂ）該双極性スイッチの両端に接続してキャパシ
タンスＣを有するキャパシタに直列接続したインダクタ
ンスＬの第２インダクタンスからなる直列回路と、から
なり、該インダクタンス及びキャパシタは各動作サイク
ルにおける該双極性ブーストセル内の電流及び電圧の正
弦波的上昇及び下降の特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ
＊Ｃ）を画定する。該導通経路は、第１及び第２単方向
導通素子を有し、各導通素子は負荷の第１端部に接続し
た第１端部を有し且つ負荷に向う方向に電流を運ぶよう
に極性が向けられており、該第１単方向素子の他端は該
キャパシタの第１端に接続し、前記第２単方向導通素子
の他端は該キャパシタの他端に接続している。さらに、
第３及び第４単方向導通素子が設けられることができ、
各々は負荷の他端に接続した一端を有し、負荷から離れ
る方向に電流を運ぶように極性が向けられて、該第１単
方向素子の他端は該キャパシタの一端に接続され、該第
２単方向導通素子の他端は該キャパシタの他端に接続さ
れており、該コントローラは、コンバータ動作サイクル
において零電流の生ずるごとに該双極性スイッチの開閉
をなすように制御する。
【００１６】入力インダクタはスイッチ各端部及び入力
電源の各端部の間に各々接続したインダクタを含んでい
る。第２インダクタンスは該キャパシタの異なる端部に
各々接続したインダクタからなっている。本発明の他の
特徴においては、入力回路が入力電源に直列に接続した
入力インダクタンスを有し、各々がスイッチを有する２
つのブーストセルが設けられ、さらに、値Ｌを有して該
スイッチの一端に接続した一端を有する第２インダク
タ、値Ｃを有し該第２インダクタの他端及び該スイッチ
の他端の間に接続されたキャパシタ、及び前記第１イン
ダクタの他端に接続した一端を有するダイオードと、か
らなる。該ダイオードの双方の他端は負荷の一端に接続
され、該スイッチの他端は該負荷の他端に接続されてい
る。コントローラはコンバータの動作サイクルにおける
零電流の時点でスイッチの開閉を生ぜしめる。該第２イ
ンダクタ及びキャパシタは各動作サイクルにおいて該双
極性ブーストセル内において生ずる正弦波状の電流及び
電圧変化の特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）を画
定する。
電源の各端部の間に各々接続したインダクタを含んでい
る。第２インダクタンスは該キャパシタの異なる端部に
各々接続したインダクタからなっている。本発明の他の
特徴においては、入力回路が入力電源に直列に接続した
入力インダクタンスを有し、各々がスイッチを有する２
つのブーストセルが設けられ、さらに、値Ｌを有して該
スイッチの一端に接続した一端を有する第２インダク
タ、値Ｃを有し該第２インダクタの他端及び該スイッチ
の他端の間に接続されたキャパシタ、及び前記第１イン
ダクタの他端に接続した一端を有するダイオードと、か
らなる。該ダイオードの双方の他端は負荷の一端に接続
され、該スイッチの他端は該負荷の他端に接続されてい
る。コントローラはコンバータの動作サイクルにおける
零電流の時点でスイッチの開閉を生ぜしめる。該第２イ
ンダクタ及びキャパシタは各動作サイクルにおいて該双
極性ブーストセル内において生ずる正弦波状の電流及び
電圧変化の特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）を画
定する。
【００１７】本発明による構成は次の特徴を有する。該
入力回路は、第２インダクタンスの第１端部の間に接続
されるか又は第２インダクタンスの第２端部の間に接続
される。スイッチは、ターンオフしたときに単極性電圧
に耐え得る単極性スイッチからなり、該単極性電圧の極
性はスイッチ上の正及び負極性を画定し、また、該スイ
ッチはターンオンしたときに該正及び負極性の間に単方
向電流を運ぶことができ、該単極性スイッチに並列に第
１単方向導通素子が接続されている。該第１単方向導通
素子は該単極性スイッチとは反対の方向に電流を流す方
向に極性が向けられている。
入力回路は、第２インダクタンスの第１端部の間に接続
されるか又は第２インダクタンスの第２端部の間に接続
される。スイッチは、ターンオフしたときに単極性電圧
に耐え得る単極性スイッチからなり、該単極性電圧の極
性はスイッチ上の正及び負極性を画定し、また、該スイ
ッチはターンオンしたときに該正及び負極性の間に単方
向電流を運ぶことができ、該単極性スイッチに並列に第
１単方向導通素子が接続されている。該第１単方向導通
素子は該単極性スイッチとは反対の方向に電流を流す方
向に極性が向けられている。
【００１８】コントローラは該スイッチのターンオンの
タイミングに続く最初の零電流の時該スイッチをターン
オフせしめる。またコントローラはスイッチのターンオ
ンに続く第２回目の零電流時にスイッチをターンオフす
ることもできる。該コントローラは該単極性負荷電圧を
所定の設定値に維持するように作用する。また、コント
ローラは双極性入力電流の波形が入力電圧源の波形に追
従するように制御する。該双極性スイッチは一対の単極
性スイッチからなることもあり、各単極性スイッチはタ
ーンオフしたときの単極性電圧に耐えることが出来、該
単極性電圧の極性は各スイッチの正及び負極性を画定
し、各スイッチングはターンオンしたときに該正及び負
極性の間に単極性電流を流すことができ、該スイッチは
互いに反対の極性において直列に接続され、一対の単方
向導通素子の一方は該単極性スイッチの一方に並列に接
続され、該単方向導通素子は単極性スイッチの反対方向
にそれが接続された時電流を流すように極性が向けられ
ている。該単極性スイッチは絶縁ゲートバイポーラトラ
ンジスタによって構成することができる。
タイミングに続く最初の零電流の時該スイッチをターン
オフせしめる。またコントローラはスイッチのターンオ
ンに続く第２回目の零電流時にスイッチをターンオフす
ることもできる。該コントローラは該単極性負荷電圧を
所定の設定値に維持するように作用する。また、コント
ローラは双極性入力電流の波形が入力電圧源の波形に追
従するように制御する。該双極性スイッチは一対の単極
性スイッチからなることもあり、各単極性スイッチはタ
ーンオフしたときの単極性電圧に耐えることが出来、該
単極性電圧の極性は各スイッチの正及び負極性を画定
し、各スイッチングはターンオンしたときに該正及び負
極性の間に単極性電流を流すことができ、該スイッチは
互いに反対の極性において直列に接続され、一対の単方
向導通素子の一方は該単極性スイッチの一方に並列に接
続され、該単方向導通素子は単極性スイッチの反対方向
にそれが接続された時電流を流すように極性が向けられ
ている。該単極性スイッチは絶縁ゲートバイポーラトラ
ンジスタによって構成することができる。
【００１９】本発明の他の特徴はバイポーラブーストセ
ルそのものである。本発明の他の特徴は上記した電力コ
ンバータに類似した電力変換モジュールの組み合せにあ
り、該組合せすなわちコンバータアレイは各モジュール
を制御して負荷に所望の割合の電力を供給せしめるよう
に各モジュールを制御する手段を含んでいる。
ルそのものである。本発明の他の特徴は上記した電力コ
ンバータに類似した電力変換モジュールの組み合せにあ
り、該組合せすなわちコンバータアレイは各モジュール
を制御して負荷に所望の割合の電力を供給せしめるよう
に各モジュールを制御する手段を含んでいる。
【００２０】本発明の回路構成の特徴は次の通りであ
る。各モジュールは負荷につながる電流路の双方におい
て誘導性素子を含むことである。該誘導性素子は入力誘
導性素子の部分を含んでいる。本発明の他の特徴は、双
極性入力電圧源からの電力を単極性負荷電圧にて負荷に
供給するＡＣ−ＤＣブーストスイッチング電力コンバー
タである。入力誘導性素子は電源から双極性入力電流を
受け取り、その絶対値の平均はＩｉｎである。スイッチ
は双極性シャント電流としてのＩｉｎの一部を電源に帰
還せしめるシャント電流路を形成し、該電流の絶対値の
平均がＩｓで表わされる。単方向導通素子が負荷に向け
て平均値Ｉｏ＝Ｉｉｎ−Ｉｓの単極性出力電流を供給す
る。コントローラはコンバータ動作サイクルの各々にお
いてスイッチをターンオン及びターンオフせしめ、該ス
イッチ及び該単方向導通素子が、入力電流Ｉｉｎが単方
向導通素子のいずれをも流れず出力電流Ｉｏｕｔが単方
向導通素子のわずかに２つを流れるように接続されてい
る。
る。各モジュールは負荷につながる電流路の双方におい
て誘導性素子を含むことである。該誘導性素子は入力誘
導性素子の部分を含んでいる。本発明の他の特徴は、双
極性入力電圧源からの電力を単極性負荷電圧にて負荷に
供給するＡＣ−ＤＣブーストスイッチング電力コンバー
タである。入力誘導性素子は電源から双極性入力電流を
受け取り、その絶対値の平均はＩｉｎである。スイッチ
は双極性シャント電流としてのＩｉｎの一部を電源に帰
還せしめるシャント電流路を形成し、該電流の絶対値の
平均がＩｓで表わされる。単方向導通素子が負荷に向け
て平均値Ｉｏ＝Ｉｉｎ−Ｉｓの単極性出力電流を供給す
る。コントローラはコンバータ動作サイクルの各々にお
いてスイッチをターンオン及びターンオフせしめ、該ス
イッチ及び該単方向導通素子が、入力電流Ｉｉｎが単方
向導通素子のいずれをも流れず出力電流Ｉｏｕｔが単方
向導通素子のわずかに２つを流れるように接続されてい
る。
【００２１】本発明の他の利点及び特徴は次の実施例及
び請求項の記載から明らかとなる。
び請求項の記載から明らかとなる。
【００２２】
【実施例】電力コンバータ内の電力ロスは大きく２つの
カテゴリーに分類される。すなわち、受動素子内におい
て消費される電力（すなわちインダクタ及びキャパシタ
の寄生抵抗によって消費される電力）と、半導体素子内
で消費される電力である。一般的に受動素子内の電力ロ
ス内は少なくとも仮想的ではあるが、各素子の大きさを
適当に定め且つ冷却することによって無視し得るレベル
に減少させることができる。しかしながら、半導体素子
内のロスはこれを自由に制御する機会は少ない。すなわ
ちシリコンダイオード内の電圧ドロップは材料の特性及
び物理法則によって固定されており、スイッチのロスを
減少させる要素はより大なるサイズ、高コスト、より遅
いスイッチング速度及び増大する駆動要件に対するトレ
ードオフの関係にしばしばある。半導体素子内のロスを
減少させる最もよい方法はそれらを最初から回避するこ
とであり、このことは電流通過通路における半導体素子
の数を最小にするような変換回路の選択若しくは開発を
必要とするのである。
カテゴリーに分類される。すなわち、受動素子内におい
て消費される電力（すなわちインダクタ及びキャパシタ
の寄生抵抗によって消費される電力）と、半導体素子内
で消費される電力である。一般的に受動素子内の電力ロ
ス内は少なくとも仮想的ではあるが、各素子の大きさを
適当に定め且つ冷却することによって無視し得るレベル
に減少させることができる。しかしながら、半導体素子
内のロスはこれを自由に制御する機会は少ない。すなわ
ちシリコンダイオード内の電圧ドロップは材料の特性及
び物理法則によって固定されており、スイッチのロスを
減少させる要素はより大なるサイズ、高コスト、より遅
いスイッチング速度及び増大する駆動要件に対するトレ
ードオフの関係にしばしばある。半導体素子内のロスを
減少させる最もよい方法はそれらを最初から回避するこ
とであり、このことは電流通過通路における半導体素子
の数を最小にするような変換回路の選択若しくは開発を
必要とするのである。
【００２３】図６（Ａ）ないし６Ｅにおいては、いくつ
かのシャントブーストコンバータ回路構成がその半導体
ロスについて比較されている。この図において半導体ロ
スの２つのタイプが考慮されている。すなわち、（１）
コンバータ内の電流搬送路内を流れる平均電流に伴うロ
ス（“平均半導体ロス”）、及び（２）電流又は電圧に
おける過渡変化に伴う“ダイナミックロス”（すなわち
スイッチが有限電流状態において開放又は閉成したとき
に生ずるスイッチングロス及びダイオードにおける逆リ
カバリーロスである）。各図において各基本的電流（入
力電流Ｉｉｎ、シャント電流Ｉｓ及び出力電流Ｉｏ）に
伴う半導体ロスは導通スイッチが一定の電圧ドロップＶ
ｄｓｗを有し、導通ダイオードが一定の電圧ドロップＶ
ｄｄを有し、コンバータ入力及び出力電圧は各々Ｖｉｎ
及びＶｏであってＶｉｎはＶｏｕｔより小である、とい
う仮定に基づいて計算されている。Ｉｓ及びＩｏはＶｉ
ｎ／ＶｏによってＩｉｎに関連し、トータルの平均半導
体ロスはＩｉｎ及びＶｉｎ／Ｖｏの関数として示されて
いる。ＡＣ入力コンバータを比較するにおいて、Ｖｉｎ
はコンバータの動作周波数に比して緩やかに変化するこ
と及びＡＣ入力電源の出力電圧の瞬時値ＶｉｎはＶｏよ
り小であるという仮定がなされている。また、ＺＣＳコ
ンバータはショート（短）サイクルモードにおいて動作
するものと仮定している。図６（Ｅ）のコンバータにお
いて、Ｉｉｎ、Ｉｓ及びＩｏの電流の流れ方は図示した
Ｖｉｎの極性の下で示されており、かつ他の全てのスイ
ッチがオープンとされており、スイッチ 600がデューテ
ィ比制御されている。また、ダイナミック半導体ロスす
なわちスイッチングロス又は逆リカバリーロスの存在が
図面に示されている。
かのシャントブーストコンバータ回路構成がその半導体
ロスについて比較されている。この図において半導体ロ
スの２つのタイプが考慮されている。すなわち、（１）
コンバータ内の電流搬送路内を流れる平均電流に伴うロ
ス（“平均半導体ロス”）、及び（２）電流又は電圧に
おける過渡変化に伴う“ダイナミックロス”（すなわち
スイッチが有限電流状態において開放又は閉成したとき
に生ずるスイッチングロス及びダイオードにおける逆リ
カバリーロスである）。各図において各基本的電流（入
力電流Ｉｉｎ、シャント電流Ｉｓ及び出力電流Ｉｏ）に
伴う半導体ロスは導通スイッチが一定の電圧ドロップＶ
ｄｓｗを有し、導通ダイオードが一定の電圧ドロップＶ
ｄｄを有し、コンバータ入力及び出力電圧は各々Ｖｉｎ
及びＶｏであってＶｉｎはＶｏｕｔより小である、とい
う仮定に基づいて計算されている。Ｉｓ及びＩｏはＶｉ
ｎ／ＶｏによってＩｉｎに関連し、トータルの平均半導
体ロスはＩｉｎ及びＶｉｎ／Ｖｏの関数として示されて
いる。ＡＣ入力コンバータを比較するにおいて、Ｖｉｎ
はコンバータの動作周波数に比して緩やかに変化するこ
と及びＡＣ入力電源の出力電圧の瞬時値ＶｉｎはＶｏよ
り小であるという仮定がなされている。また、ＺＣＳコ
ンバータはショート（短）サイクルモードにおいて動作
するものと仮定している。図６（Ｅ）のコンバータにお
いて、Ｉｉｎ、Ｉｓ及びＩｏの電流の流れ方は図示した
Ｖｉｎの極性の下で示されており、かつ他の全てのスイ
ッチがオープンとされており、スイッチ 600がデューテ
ィ比制御されている。また、ダイナミック半導体ロスす
なわちスイッチングロス又は逆リカバリーロスの存在が
図面に示されている。
【００２４】歴史的にみて、非アイソレーションＺＣＳ
ＤＣ−ＤＣブーストコンバータの出現はＰＷＭコンバ
ータに対して多くの利点をもたらした。ダイナミック半
導体ロスを減少せしめることによってトータルのコンバ
ータロスが減少し、コンピュータ動作周波数すなわちコ
ンバータ電力密度が増大した。さらに短サイクルＺＣＳ
ブーストコンバータにおけるエネルギ伝達メカニズムの
量子化態様によって多数のコンバータの組合せによって
各コンバータが負荷に伝達される電力を自然に分担する
高度な電力アレイが形成される可能性を提供した。これ
についてはヴィンチアレッリによる“Power Booster Sw
itching at Zero Current”と題する米国特許第4,648,0
20号及び同じくヴィンチアレッリによる“Boost Switch
ing Power Conversion”と題する米国特許第5,321,348
号に記載されている。しかしながら、非アイソレーショ
ンＺＣＳ ＤＣ−ＤＣブーストコンバータであって短サ
イクルモードで動作するコンバータにおいては、これら
の有利な点はＰＷＭの回路構成に伴う欠点すなわち双極
性電圧を阻止し得るスイッチの必要性に対して得られた
ものである。すなわち単極性スイッチに直列なブロッキ
ングダイオード又は飽和インダクタを含むスイッチの構
成はＰＷＭコンバータにおいて用いられる単一の単極性
スイッチにおける平均半導体ロスよりも大なる半導体ロ
スを呈する。よって、ＰＷＭ ＤＣ−ＤＣシャントブー
ストコンバータ（図６（Ａ））におけるトータルの半導
体ロスをＺＣＳ ＤＣ−ＤＣシャントブーストコンバー
タ（図６（Ｂ））を比較する図６（Ａ）及び６（Ｂ）に
おいては、ＺＣＳコンバータにおける平均半導体ロスが
ＰＷＭコンバータにおけるそれより高いことが分る。こ
の半導体ロスの増大はＺＣＳコンバータのシャント通路
におけるブロッキング素子 620におけるロスが原因であ
る。
ＤＣ−ＤＣブーストコンバータの出現はＰＷＭコンバ
ータに対して多くの利点をもたらした。ダイナミック半
導体ロスを減少せしめることによってトータルのコンバ
ータロスが減少し、コンピュータ動作周波数すなわちコ
ンバータ電力密度が増大した。さらに短サイクルＺＣＳ
ブーストコンバータにおけるエネルギ伝達メカニズムの
量子化態様によって多数のコンバータの組合せによって
各コンバータが負荷に伝達される電力を自然に分担する
高度な電力アレイが形成される可能性を提供した。これ
についてはヴィンチアレッリによる“Power Booster Sw
itching at Zero Current”と題する米国特許第4,648,0
20号及び同じくヴィンチアレッリによる“Boost Switch
ing Power Conversion”と題する米国特許第5,321,348
号に記載されている。しかしながら、非アイソレーショ
ンＺＣＳ ＤＣ−ＤＣブーストコンバータであって短サ
イクルモードで動作するコンバータにおいては、これら
の有利な点はＰＷＭの回路構成に伴う欠点すなわち双極
性電圧を阻止し得るスイッチの必要性に対して得られた
ものである。すなわち単極性スイッチに直列なブロッキ
ングダイオード又は飽和インダクタを含むスイッチの構
成はＰＷＭコンバータにおいて用いられる単一の単極性
スイッチにおける平均半導体ロスよりも大なる半導体ロ
スを呈する。よって、ＰＷＭ ＤＣ−ＤＣシャントブー
ストコンバータ（図６（Ａ））におけるトータルの半導
体ロスをＺＣＳ ＤＣ−ＤＣシャントブーストコンバー
タ（図６（Ｂ））を比較する図６（Ａ）及び６（Ｂ）に
おいては、ＺＣＳコンバータにおける平均半導体ロスが
ＰＷＭコンバータにおけるそれより高いことが分る。こ
の半導体ロスの増大はＺＣＳコンバータのシャント通路
におけるブロッキング素子 620におけるロスが原因であ
る。
【００２５】ＤＣ−ＤＣシャントブーストコンバータの
入力と電源との間に全波整流器を接続することによって
双極性入力電源によって働くようにＤＣ−ＤＣシャント
ブーストコンバータをなすことによってＡＣ−ＤＣブー
スト変換をなす従来の方法はＡＣ−ＤＣ変換を達成する
本質的に非効率な方法であることが解る。このことはＤ
Ｃ−ＤＣブーストコンバータの回路構成に無関係であ
る。なんとなればこのブーストコンバータに流れる最大
電流である入力電流Ｉｉｎが全波整流器のダイオードの
２つに常時流れこの電流の流れによって生ずる整流器ロ
スがコンバータ内のロスに常に加わるからである。この
ことは図１０（Ａ）に示されている。すなわちこの図に
おいては、従来のＡＣ−ＤＣブーストコンバータ７０に
おける入力電流の流れが示されている。このコンバータ
７０は図２（Ｃ）に示されたタイプのＺＣＳシャントブ
ーストコンバータ４０を含むタイプのものが示されてい
るが、どのようなシャントブーストコンバータが用いら
れてもよい。ＶｉｎがＶｏｕｔに比して減少したとき、
Ｉｉｎの増大はかかるコンバータ内の入力整流ダイオー
ドが熱ロスの主たる原因となるようにする。かかる構成
すなわち入力電源の整流及び電力変換の行程が独立にな
される構成、これを“独立整流及び電力処理”の電力変
換と称する。図６（Ｃ）及び６（Ｄ）はこのように構成
されたＰＷＭ及びＺＣＳ ＡＣ−ＤＣシャントブースト
コンバータのロスを比較している。両方の場合におい
て、半導体ロスの平均値は図６（Ａ）及び６（Ｂ）の対
応するＤＣ入力素子に対して２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎだけ増
加し、ＺＣＳ回路構成に伴う欠点すなわち双極性スイッ
チを含むシャント通路における追加的なダイオードロス
は変らずに残っている。ＺＣＳ短サイクルＤＣ−ＤＣブ
ーストコンバータの入力に全波整流器を用いることは、
該コンバータに本質的な自然の電力分配メカニズムを２
のサイズの電力分担アレイを生成する手段として用いる
ことを不可能もしくは困難とする。かかるコンバータの
２以上がこのような方法で容易に用いられない理由が図
８（Ａ）及び８（Ｂ）に示されている。図８（Ａ）にお
いて、図６（Ｄ）に示されたタイプのＡＣ−ＤＣコンバ
ータ７２ａ，７２ｂが共通のＡＣ電源６０及び負荷６６
に接続して示されている。信号 fsynch７３がシャント
コンバータ４０ｂの動作周波数とシャントコンバータ４
０ａの動作周波数とを同期せしめる。ここで各コンバー
タ内の素子の値が名目上同じであると仮定すれば、各コ
ンバータ内の出力電流Ｉｏａ及びＩｏｂ及びシャント電
流Ｉｓａ及びＩｓｂが殆ど同じとなる。従って、コンバ
ータ４０ａ及び４０ｂは負荷６６に供給される電力をほ
ぼ等しく分担する。しかし乍ら、帰還電流Ｉｒａ及びＩ
ｒｂの等しい分担を確実にする自然の電力分担メカニズ
ムは存在しない。このことが図８（Ｂ）に示されてい
る。すなわち、この図においては、シャント電流及び出
力電流が電流帰還路において加算され、整流６２ａ，６
２ｂを介してＡＣ電源に戻ることが示されている。な
お、この図において、入力電源Ｖｉｎによって供給され
る電圧の瞬時値が正であると仮定されている。そして、
この帰還電流のトータルＩｒｅｔｕｒｎ＝Ｉｉｎ１＋Ｉ
ｉｎ２＝Ｉｒａ＋Ｉｒｂは２つのダイオード６２ａ，６
２ｂの電圧電流特性が正確に等しい場合にのみ２つのダ
イオードによって等しく分担されるのである。しかしな
がら、実際においては、Ｉｄ１及びＩｄ２の相対的な値
はダイオード６２ａ，６２ｂのそれぞれの電圧電流特性
のわずかな差に依存するのであり、両方のダイオードの
電圧ドロップが等しくなる値に安定するのである。な
お、この電圧ドロップは帰還路における他の寄生抵抗を
も含むものである。極端な場合、ダイオードの一方が電
流の殆どを担い他方は僅かの電流しか担わないことがあ
る。また、２個または３個のコンバータ７２が用いられ
る場合においては、全てのコンバータからの帰還電流の
トータルを取扱える定格を有する整流器１４を用いるこ
ともできる。しかしながら、このことは任意の大きさの
アレイを用いる一般的な場合においては実用的ではな
い。すなわち、図９に示した如く複数のＤＣ−ＤＣシャ
ントコンバータ４０ａ，４０ｂ…４０ｎを用いるような
場合においては、単一の大なる整流器１４を用いること
は必要となる。また、例えば、入力インダクタ（図６
（Ｄ），２１）をコンバータの帰還路に配置することに
よって電流分配を強制するような試みは成功しないであ
ろう。なんとなれば、双極性電源６０の周波数よりも高
い周波数のコンバータ動作周波数において生ずる電圧Ｖ
ｓの変化に起因する電流Ｉｉｎを平滑するように入力イ
ンダクタは設計されている故、インダクタンスＬ１の値
はダイオード６２ａ，６２ｂを流れる低周波数の電流Ｉ
ｒａ，Ｉｒｂの分担に実質的に影響を与える程大きな値
ではないからである。
入力と電源との間に全波整流器を接続することによって
双極性入力電源によって働くようにＤＣ−ＤＣシャント
ブーストコンバータをなすことによってＡＣ−ＤＣブー
スト変換をなす従来の方法はＡＣ−ＤＣ変換を達成する
本質的に非効率な方法であることが解る。このことはＤ
Ｃ−ＤＣブーストコンバータの回路構成に無関係であ
る。なんとなればこのブーストコンバータに流れる最大
電流である入力電流Ｉｉｎが全波整流器のダイオードの
２つに常時流れこの電流の流れによって生ずる整流器ロ
スがコンバータ内のロスに常に加わるからである。この
ことは図１０（Ａ）に示されている。すなわちこの図に
おいては、従来のＡＣ−ＤＣブーストコンバータ７０に
おける入力電流の流れが示されている。このコンバータ
７０は図２（Ｃ）に示されたタイプのＺＣＳシャントブ
ーストコンバータ４０を含むタイプのものが示されてい
るが、どのようなシャントブーストコンバータが用いら
れてもよい。ＶｉｎがＶｏｕｔに比して減少したとき、
Ｉｉｎの増大はかかるコンバータ内の入力整流ダイオー
ドが熱ロスの主たる原因となるようにする。かかる構成
すなわち入力電源の整流及び電力変換の行程が独立にな
される構成、これを“独立整流及び電力処理”の電力変
換と称する。図６（Ｃ）及び６（Ｄ）はこのように構成
されたＰＷＭ及びＺＣＳ ＡＣ−ＤＣシャントブースト
コンバータのロスを比較している。両方の場合におい
て、半導体ロスの平均値は図６（Ａ）及び６（Ｂ）の対
応するＤＣ入力素子に対して２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎだけ増
加し、ＺＣＳ回路構成に伴う欠点すなわち双極性スイッ
チを含むシャント通路における追加的なダイオードロス
は変らずに残っている。ＺＣＳ短サイクルＤＣ−ＤＣブ
ーストコンバータの入力に全波整流器を用いることは、
該コンバータに本質的な自然の電力分配メカニズムを２
のサイズの電力分担アレイを生成する手段として用いる
ことを不可能もしくは困難とする。かかるコンバータの
２以上がこのような方法で容易に用いられない理由が図
８（Ａ）及び８（Ｂ）に示されている。図８（Ａ）にお
いて、図６（Ｄ）に示されたタイプのＡＣ−ＤＣコンバ
ータ７２ａ，７２ｂが共通のＡＣ電源６０及び負荷６６
に接続して示されている。信号 fsynch７３がシャント
コンバータ４０ｂの動作周波数とシャントコンバータ４
０ａの動作周波数とを同期せしめる。ここで各コンバー
タ内の素子の値が名目上同じであると仮定すれば、各コ
ンバータ内の出力電流Ｉｏａ及びＩｏｂ及びシャント電
流Ｉｓａ及びＩｓｂが殆ど同じとなる。従って、コンバ
ータ４０ａ及び４０ｂは負荷６６に供給される電力をほ
ぼ等しく分担する。しかし乍ら、帰還電流Ｉｒａ及びＩ
ｒｂの等しい分担を確実にする自然の電力分担メカニズ
ムは存在しない。このことが図８（Ｂ）に示されてい
る。すなわち、この図においては、シャント電流及び出
力電流が電流帰還路において加算され、整流６２ａ，６
２ｂを介してＡＣ電源に戻ることが示されている。な
お、この図において、入力電源Ｖｉｎによって供給され
る電圧の瞬時値が正であると仮定されている。そして、
この帰還電流のトータルＩｒｅｔｕｒｎ＝Ｉｉｎ１＋Ｉ
ｉｎ２＝Ｉｒａ＋Ｉｒｂは２つのダイオード６２ａ，６
２ｂの電圧電流特性が正確に等しい場合にのみ２つのダ
イオードによって等しく分担されるのである。しかしな
がら、実際においては、Ｉｄ１及びＩｄ２の相対的な値
はダイオード６２ａ，６２ｂのそれぞれの電圧電流特性
のわずかな差に依存するのであり、両方のダイオードの
電圧ドロップが等しくなる値に安定するのである。な
お、この電圧ドロップは帰還路における他の寄生抵抗を
も含むものである。極端な場合、ダイオードの一方が電
流の殆どを担い他方は僅かの電流しか担わないことがあ
る。また、２個または３個のコンバータ７２が用いられ
る場合においては、全てのコンバータからの帰還電流の
トータルを取扱える定格を有する整流器１４を用いるこ
ともできる。しかしながら、このことは任意の大きさの
アレイを用いる一般的な場合においては実用的ではな
い。すなわち、図９に示した如く複数のＤＣ−ＤＣシャ
ントコンバータ４０ａ，４０ｂ…４０ｎを用いるような
場合においては、単一の大なる整流器１４を用いること
は必要となる。また、例えば、入力インダクタ（図６
（Ｄ），２１）をコンバータの帰還路に配置することに
よって電流分配を強制するような試みは成功しないであ
ろう。なんとなれば、双極性電源６０の周波数よりも高
い周波数のコンバータ動作周波数において生ずる電圧Ｖ
ｓの変化に起因する電流Ｉｉｎを平滑するように入力イ
ンダクタは設計されている故、インダクタンスＬ１の値
はダイオード６２ａ，６２ｂを流れる低周波数の電流Ｉ
ｒａ，Ｉｒｂの分担に実質的に影響を与える程大きな値
ではないからである。
【００２６】ＰＷＭ ＡＣ−ＤＣシャントブーストコン
バータの効率はＰＷＭスイッチングブリッジ構成（図６
（Ｅ））によって達成できる。かかるコンバータはＡＣ
−ＤＣブーストコンバータにおける平均半導体ロスを独
立の整流及び電力処理のＡＣ−ＤＣコンバータにおける
ロスに比して減少させることが出来る。これは電力処理
及び整流機能をより関連づけているからである。図６
（Ｅ）に示したタイプの全波ブリッジコンバータにおい
ては４つのスイッチ 600,601,610,611が電源及び負荷の
間の双方向電力流を許容し、このことが可変スピードＡ
Ｃモータのような種類の負荷の駆動には有用である。Ａ
Ｃ−ＤＣブースト変換をなすためには、２つのスイッチ
が必要とされ図６（Ｅ）の回路のこの部分が図７におい
て再び示されている。図７のコンバータの動作の間に亘
って、２つのダイオード 602,608の一方はパルス状の高
周波出力電流Ｉｏを運び、２つのダイオード 604,606は
連続的な“低周波”入力電流Ｉｉｎを運んでいる。スイ
ッチ 600,610の一方はデューティ比制御され他方はオフ
となっている。双極性入力電源Ｖｉｎによって供給され
る電圧が図に示すように正の値をとるとき、ダイオード
604は連続電流Ｉｉｎを運びスイッチ600はデューティ
比制御され、ダイオード 602はパルス状電流Ｉｏ（ピー
ク値Ｉｉｎを有しスイッチ 600はオンのとき零の値をと
る）を運ぶ。一方、電源電圧Ｖｉｎが負の値をとると
き、ダイオード 606は連続電流Ｉｉｎを運び、ダイオー
ド608がパルス電流Ｉｏを運び、スイッチ 610がデュー
ティ比制御される。よって、いつの場合でも、単一のダ
イオードが連続電流Ｉｉｎを運び、単一のダイオードが
パルス状電流Ｉｏを運ぶ。これは独立な整流及び電力処
理がなされて２つのダイオードが連続電流Ｉｉｎを運び
かつ１つのダイオードが常にパルス状電流Ｉｏを運ぶコ
ンバータに対比される。こうして２つのダイオードによ
って低周波整流及び高周波電力処理機能の組合せを達成
することによって平均の半導体ロスが図７のコンバータ
においては、独立の整流及び電力処理をなすコンバータ
の半導体ロスに比して小となる。しかしながら、このよ
うなタイプのＰＷＭコンバータもダイナミック半導体ロ
スを呈し、多数のコンバータアレイにおける負荷への電
力の自然の分担をなすことができない。
バータの効率はＰＷＭスイッチングブリッジ構成（図６
（Ｅ））によって達成できる。かかるコンバータはＡＣ
−ＤＣブーストコンバータにおける平均半導体ロスを独
立の整流及び電力処理のＡＣ−ＤＣコンバータにおける
ロスに比して減少させることが出来る。これは電力処理
及び整流機能をより関連づけているからである。図６
（Ｅ）に示したタイプの全波ブリッジコンバータにおい
ては４つのスイッチ 600,601,610,611が電源及び負荷の
間の双方向電力流を許容し、このことが可変スピードＡ
Ｃモータのような種類の負荷の駆動には有用である。Ａ
Ｃ−ＤＣブースト変換をなすためには、２つのスイッチ
が必要とされ図６（Ｅ）の回路のこの部分が図７におい
て再び示されている。図７のコンバータの動作の間に亘
って、２つのダイオード 602,608の一方はパルス状の高
周波出力電流Ｉｏを運び、２つのダイオード 604,606は
連続的な“低周波”入力電流Ｉｉｎを運んでいる。スイ
ッチ 600,610の一方はデューティ比制御され他方はオフ
となっている。双極性入力電源Ｖｉｎによって供給され
る電圧が図に示すように正の値をとるとき、ダイオード
604は連続電流Ｉｉｎを運びスイッチ600はデューティ
比制御され、ダイオード 602はパルス状電流Ｉｏ（ピー
ク値Ｉｉｎを有しスイッチ 600はオンのとき零の値をと
る）を運ぶ。一方、電源電圧Ｖｉｎが負の値をとると
き、ダイオード 606は連続電流Ｉｉｎを運び、ダイオー
ド608がパルス電流Ｉｏを運び、スイッチ 610がデュー
ティ比制御される。よって、いつの場合でも、単一のダ
イオードが連続電流Ｉｉｎを運び、単一のダイオードが
パルス状電流Ｉｏを運ぶ。これは独立な整流及び電力処
理がなされて２つのダイオードが連続電流Ｉｉｎを運び
かつ１つのダイオードが常にパルス状電流Ｉｏを運ぶコ
ンバータに対比される。こうして２つのダイオードによ
って低周波整流及び高周波電力処理機能の組合せを達成
することによって平均の半導体ロスが図７のコンバータ
においては、独立の整流及び電力処理をなすコンバータ
の半導体ロスに比して小となる。しかしながら、このよ
うなタイプのＰＷＭコンバータもダイナミック半導体ロ
スを呈し、多数のコンバータアレイにおける負荷への電
力の自然の分担をなすことができない。
【００２７】本発明は、従来例のコンバータにおける平
均半導体ロスを増大させることなくＺＣＳ変換における
利点、すなわち、ダイナミックロスの最小化、高い動作
周波数、高い電力密度及びコンバータアレイにおける自
然の電力分担を達成するのである。このことによってよ
り変換効率の高いコンバータアレイを構成することが可
能となる。本発明によるＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
８０が図１１において示されている。この図１１におい
て、コンバータ８０は双極性ＺＣＳブーストセル８１、
ダイオード９２，９４，９６，９８及び出力フィルタキ
ャパシタ９９を含んでいる。ＡＣ電源６０はコンバータ
８０の入力に電力を供給し、負荷１８がコンバータ出力
端に接続されている。ブーストセル８１は入力インダク
タ８２、第２インダクタ８４、キャパシタ８６及び双極
性スイッチ８８からなる。該双極性スイッチ８８は開放
状態において両極性の電圧を阻止しかつ閉成状態におい
ていずれの方向の電流も運ぶことができるタイプのもの
である。このスイッチの双極性特性は図において両方向
矢印のシンボルによって示されている。
均半導体ロスを増大させることなくＺＣＳ変換における
利点、すなわち、ダイナミックロスの最小化、高い動作
周波数、高い電力密度及びコンバータアレイにおける自
然の電力分担を達成するのである。このことによってよ
り変換効率の高いコンバータアレイを構成することが可
能となる。本発明によるＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
８０が図１１において示されている。この図１１におい
て、コンバータ８０は双極性ＺＣＳブーストセル８１、
ダイオード９２，９４，９６，９８及び出力フィルタキ
ャパシタ９９を含んでいる。ＡＣ電源６０はコンバータ
８０の入力に電力を供給し、負荷１８がコンバータ出力
端に接続されている。ブーストセル８１は入力インダク
タ８２、第２インダクタ８４、キャパシタ８６及び双極
性スイッチ８８からなる。該双極性スイッチ８８は開放
状態において両極性の電圧を阻止しかつ閉成状態におい
ていずれの方向の電流も運ぶことができるタイプのもの
である。このスイッチの双極性特性は図において両方向
矢印のシンボルによって示されている。
【００２８】双極性スイッチの１つの実施例が図１２に
示されている。この図１２において、双極性スイッチ８
８は２つの同一の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）８９ａ，８９ｂを含み、これらは反対方向
の電流を運ぶように接続されており、さらに、反対方向
の電流を運ぶように接続された２つのダイオード９１ａ
及び９１ｂからなっている。スイッチコントロール入力
８７に供給されるスイッチコントロール電圧Ｖｇすなわ
ちＩＧＢＴの双方のＧ−Ｅ端子間に同時に与えられるス
イッチ制御電圧は両方の素子を導通及び非導通を同時に
なすように用いられる。もし、電圧Ｖｓが正であってＩ
ＧＢＴが活性化された場合、電流はＩＧＢＴ８９ａ及び
ダイオード９１ｂによって構成される直列回路の中を電
流が流れる。もし、電圧Ｖｓが負であって、ＩＧＢＴの
双方が活性化されている時は、電流がＩＧＢＴ８９ｂ及
びダイオード９１ａによって構成される直列回路の中を
流れる。このスイッチはいずれかの方向に電流が流れて
いるか否かに拘らずスイッチコントロール電圧をＩＧＢ
Ｔのターンオフ閾値以下に減少させる（零ボルトに減少
させる）ことによって非導通とされる。ＩＧＢＴが非導
通とされたとき、すなわちＶｇが零のとき、スイッチ８
８を通る電流路は存在しない。一方、スイッチが導通状
態とされた時のスイッチ８８の端子間のトータルの電圧
ドロップは単一の導通しているＩＧＢＴ及び単一の導通
しているダイオードの間の電圧の合計である。すなわ
ち、ＩＧＢＴ８９ａ及びダイオード９１ｂの電圧ドロッ
プの加算値である。よって図１２のスイッチは図１０
（Ａ）のコンバータ４０におけるスイッチによって生ず
るロスより短サイクル動作中におけるトータルロス以上
のものを呈するものではない。図１２のスイッチはＩＧ
ＢＴの代りにバイポーラトランジスタ又はＦＥＴを用い
て実現することが出来ることが明らかである。
示されている。この図１２において、双極性スイッチ８
８は２つの同一の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）８９ａ，８９ｂを含み、これらは反対方向
の電流を運ぶように接続されており、さらに、反対方向
の電流を運ぶように接続された２つのダイオード９１ａ
及び９１ｂからなっている。スイッチコントロール入力
８７に供給されるスイッチコントロール電圧Ｖｇすなわ
ちＩＧＢＴの双方のＧ−Ｅ端子間に同時に与えられるス
イッチ制御電圧は両方の素子を導通及び非導通を同時に
なすように用いられる。もし、電圧Ｖｓが正であってＩ
ＧＢＴが活性化された場合、電流はＩＧＢＴ８９ａ及び
ダイオード９１ｂによって構成される直列回路の中を電
流が流れる。もし、電圧Ｖｓが負であって、ＩＧＢＴの
双方が活性化されている時は、電流がＩＧＢＴ８９ｂ及
びダイオード９１ａによって構成される直列回路の中を
流れる。このスイッチはいずれかの方向に電流が流れて
いるか否かに拘らずスイッチコントロール電圧をＩＧＢ
Ｔのターンオフ閾値以下に減少させる（零ボルトに減少
させる）ことによって非導通とされる。ＩＧＢＴが非導
通とされたとき、すなわちＶｇが零のとき、スイッチ８
８を通る電流路は存在しない。一方、スイッチが導通状
態とされた時のスイッチ８８の端子間のトータルの電圧
ドロップは単一の導通しているＩＧＢＴ及び単一の導通
しているダイオードの間の電圧の合計である。すなわ
ち、ＩＧＢＴ８９ａ及びダイオード９１ｂの電圧ドロッ
プの加算値である。よって図１２のスイッチは図１０
（Ａ）のコンバータ４０におけるスイッチによって生ず
るロスより短サイクル動作中におけるトータルロス以上
のものを呈するものではない。図１２のスイッチはＩＧ
ＢＴの代りにバイポーラトランジスタ又はＦＥＴを用い
て実現することが出来ることが明らかである。
【００２９】動作において、ＺＣＳブーストセル８１の
双極性スイッチ８８は図示しないが以下に述べるスイッ
チコントローラによって零電流タイミングにおいて開閉
せしめられてコンバータの出力電圧の制御手段又はコン
バータが入力電源に対して示す力率の制御手段若しくは
これらの双方の手段として作用する。コンバータ８０
は、スイッチのターンオンに続く電流Ｉｓｗの最初のゼ
ロクロッシングにおいてスイッチがターンオフせしめら
れる短サイクルモード又はスイッチのターンオンに続く
第２のゼロクロッシングにおいてスイッチがターンオフ
せしめられる長サイクルモードにおいて動作せしめられ
る。もしコントローラが負荷電圧を電圧Ｖｏｕｔに維持
するならば、短サイクルモードにおけるブーストセル８
１の波形は、ＡＣ電源によって供給される電圧の極性に
対応するように該ブーストセル内の電圧及び電流の極性
が常に変化すること以外は図３（Ｄ）に示された波形と
ほぼ同じである。従って、ＡＣ電源の極性が各半サイク
ルにおいて変化するにつれて、Ｉｉｎ，Ｉｓ及びＩｏの
極性も変化する。ＡＣ電源によって供給される電圧の極
性がＶｉｎの正の極性に帰結するとき、コンバータ動作
サイクルのいくつかにわたる平均電流Ｉｉｎ，Ｉｏ，Ｉ
ｓは図１１における矢印に示す方向に流れる。また、も
しＡＣ電源による電圧の極性がＶｉｎについては負の極
性に帰結するとき（図１１）、いくつかのコンバータ動
作サイクルにわたる平均電流Ｉｉｎ，Ｉｏ，Ｉｓは図１
１に示した矢印によって示される方向とは逆の方向に流
れる。Ｖｉｎの極性が正であるとき、パルス状電流Ｉｏ
はダイオード９８及び９６及びフィルタキャパシタ９９
を流れる。このフィルタキャパシタは電流のパルス変化
を平滑してほぼ直流の電圧を負荷１８に供給する。Ｖｉ
ｎの極性が負であるとき、パルス状電流Ｉｏはダイオー
ド９２及び９４を流れ更にフィルタキャパシタ及び負荷
に流れ込む。これらのいずれの場合においても電流Ｉｏ
ｕｔの極性は矢印の方向において常に正である。
双極性スイッチ８８は図示しないが以下に述べるスイッ
チコントローラによって零電流タイミングにおいて開閉
せしめられてコンバータの出力電圧の制御手段又はコン
バータが入力電源に対して示す力率の制御手段若しくは
これらの双方の手段として作用する。コンバータ８０
は、スイッチのターンオンに続く電流Ｉｓｗの最初のゼ
ロクロッシングにおいてスイッチがターンオフせしめら
れる短サイクルモード又はスイッチのターンオンに続く
第２のゼロクロッシングにおいてスイッチがターンオフ
せしめられる長サイクルモードにおいて動作せしめられ
る。もしコントローラが負荷電圧を電圧Ｖｏｕｔに維持
するならば、短サイクルモードにおけるブーストセル８
１の波形は、ＡＣ電源によって供給される電圧の極性に
対応するように該ブーストセル内の電圧及び電流の極性
が常に変化すること以外は図３（Ｄ）に示された波形と
ほぼ同じである。従って、ＡＣ電源の極性が各半サイク
ルにおいて変化するにつれて、Ｉｉｎ，Ｉｓ及びＩｏの
極性も変化する。ＡＣ電源によって供給される電圧の極
性がＶｉｎの正の極性に帰結するとき、コンバータ動作
サイクルのいくつかにわたる平均電流Ｉｉｎ，Ｉｏ，Ｉ
ｓは図１１における矢印に示す方向に流れる。また、も
しＡＣ電源による電圧の極性がＶｉｎについては負の極
性に帰結するとき（図１１）、いくつかのコンバータ動
作サイクルにわたる平均電流Ｉｉｎ，Ｉｏ，Ｉｓは図１
１に示した矢印によって示される方向とは逆の方向に流
れる。Ｖｉｎの極性が正であるとき、パルス状電流Ｉｏ
はダイオード９８及び９６及びフィルタキャパシタ９９
を流れる。このフィルタキャパシタは電流のパルス変化
を平滑してほぼ直流の電圧を負荷１８に供給する。Ｖｉ
ｎの極性が負であるとき、パルス状電流Ｉｏはダイオー
ド９２及び９４を流れ更にフィルタキャパシタ及び負荷
に流れ込む。これらのいずれの場合においても電流Ｉｏ
ｕｔの極性は矢印の方向において常に正である。
【００３０】図１１のＡＣ−ＤＣコンバータの利点の１
つが図１１のコンバータにおける相対的ロスを図６
（Ａ）の従来のコンバータにおけるロスと比較すること
によって示されている。この比較をするにおいて双方の
コンバータが同様な回路素子定数を有すること、すなわ
ち両方のコンバータのＬ１，Ｌ，Ｃ及びＣｏの値が等し
いと仮定し、双方の動作条件すなわち入力電圧及び負荷
が等しいとし、更に、双方のコンバータが短サイクルモ
ードで動作すると仮定している。これらの条件下におい
て、理想的ではない受動部品における電力消費ロスすな
わちＬ，Ｌ１，Ｃ，Ｃｏの寄生抵抗によるロスが各コン
バータにおいて等しいのである。残りの回路上のロスは
半導体スイッチ及びダイオード内において生じ、ロスを
比較するために各ダイオード及びスイッチの導通時にお
ける電圧ドロップＶｄｄ及びＶｄｓｗがほぼ一定である
と仮定している。図１３はスイッチ及びダイオードの両
端のトータルの電圧ドロップを示しており、これらを電
流Ｉｉｎ、Ｉｓ及びＩｏが短サイクルモードにて動作す
る図６（Ａ）及び図１１のコンバータ内を流れるのであ
る。ここで、平均電流に言及するすべての場合におい
て、そして、電流Ｉｉｎ及びＩｓの平均電流の極性がＡ
Ｃ電源の極性に応じて変化するような図１１のコンバー
タのような場合において、“平均”なる術語は電流の絶
対値のいくつかの動作サイクルに亘る平均値を意味す
る。図において示したように従来例のコンバータにおい
ては、電流Ｉｉｎが２つのダイオードを流れ、電圧ドロ
ップが２Ｖｄｄに等しくロスが２Ｖｄｄ＊Ｉｉｎに等し
い。また、電流Ｉｓは１つのダイオード及び１つのスイ
ッチを流れ、電圧ドロップはＶｄｄ＋Ｖｄｓｗに等し
く、ロスは（Ｖｄｄ＋Ｖｄｓｗ）＊Ｉｓに等しく、電流
Ｉｏは１つのダイオードを流れ、電圧ドロップはＶｄｄ
に等しく従ってロスはＶｄｄ＊Ｉｏである。図１１に示
したコンバータにおいては、電流Ｉｉｎはダイオードを
流れず、電流Ｉｓは１つのダイオード及び１のスイッチ
を流れＩｏは２つのダイオードを流れる。従って、短サ
イクルモードにおいては、従来例のコンバータにおける
電力ロスは、図１１のコンバータにおける電力ロスに対
して２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎ−Ｖｄｄ＊Ｖｏｕｔに等しい大
きさだけ大となる。ここで、Ｉｉｎ及びＩｏｕｔは電流
の平均値である。ここで、Ｉｏｕｔ及びＩｉｎの平均値
の間の理想的な関係すなわちＩｏｕｔ＝Ｉｉｎ＊Ｖｉｎ
／Ｖｏｕｔを用いれば、全電力ロスの減少はＶｄｄ＊Ｉ
ｉｎ＊（２−Ｖｉｎ／Ｖｏ）によって近似することがで
きる。ここで、ＶｉｎがＶｏに対して小さい場合、図１
１のコンバータは２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎによって近似でき
る大きさの電力ロスの減少を示す。ここで、図１０
（Ａ）の従来例のコンバータにおける整流器１２におけ
る電力ロスにこの減少分が等しいことに注目すべきであ
る。ＶｉｎがＶｏｕｔに近づくと、この電力ロスの改善
分はＶｄｄ＊Ｉｉｎに近づくか又は図１０（Ａ）の整流
器１２のロスの半分に近づく。いずれの場合において
も、図１１のコンバータは図１０（Ａ）に示した従来例
のコンバータに比較して少なくともＶｄｄ＊Ｉｉｎの電
力ロスの減少を示すのである。
つが図１１のコンバータにおける相対的ロスを図６
（Ａ）の従来のコンバータにおけるロスと比較すること
によって示されている。この比較をするにおいて双方の
コンバータが同様な回路素子定数を有すること、すなわ
ち両方のコンバータのＬ１，Ｌ，Ｃ及びＣｏの値が等し
いと仮定し、双方の動作条件すなわち入力電圧及び負荷
が等しいとし、更に、双方のコンバータが短サイクルモ
ードで動作すると仮定している。これらの条件下におい
て、理想的ではない受動部品における電力消費ロスすな
わちＬ，Ｌ１，Ｃ，Ｃｏの寄生抵抗によるロスが各コン
バータにおいて等しいのである。残りの回路上のロスは
半導体スイッチ及びダイオード内において生じ、ロスを
比較するために各ダイオード及びスイッチの導通時にお
ける電圧ドロップＶｄｄ及びＶｄｓｗがほぼ一定である
と仮定している。図１３はスイッチ及びダイオードの両
端のトータルの電圧ドロップを示しており、これらを電
流Ｉｉｎ、Ｉｓ及びＩｏが短サイクルモードにて動作す
る図６（Ａ）及び図１１のコンバータ内を流れるのであ
る。ここで、平均電流に言及するすべての場合におい
て、そして、電流Ｉｉｎ及びＩｓの平均電流の極性がＡ
Ｃ電源の極性に応じて変化するような図１１のコンバー
タのような場合において、“平均”なる術語は電流の絶
対値のいくつかの動作サイクルに亘る平均値を意味す
る。図において示したように従来例のコンバータにおい
ては、電流Ｉｉｎが２つのダイオードを流れ、電圧ドロ
ップが２Ｖｄｄに等しくロスが２Ｖｄｄ＊Ｉｉｎに等し
い。また、電流Ｉｓは１つのダイオード及び１つのスイ
ッチを流れ、電圧ドロップはＶｄｄ＋Ｖｄｓｗに等し
く、ロスは（Ｖｄｄ＋Ｖｄｓｗ）＊Ｉｓに等しく、電流
Ｉｏは１つのダイオードを流れ、電圧ドロップはＶｄｄ
に等しく従ってロスはＶｄｄ＊Ｉｏである。図１１に示
したコンバータにおいては、電流Ｉｉｎはダイオードを
流れず、電流Ｉｓは１つのダイオード及び１のスイッチ
を流れＩｏは２つのダイオードを流れる。従って、短サ
イクルモードにおいては、従来例のコンバータにおける
電力ロスは、図１１のコンバータにおける電力ロスに対
して２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎ−Ｖｄｄ＊Ｖｏｕｔに等しい大
きさだけ大となる。ここで、Ｉｉｎ及びＩｏｕｔは電流
の平均値である。ここで、Ｉｏｕｔ及びＩｉｎの平均値
の間の理想的な関係すなわちＩｏｕｔ＝Ｉｉｎ＊Ｖｉｎ
／Ｖｏｕｔを用いれば、全電力ロスの減少はＶｄｄ＊Ｉ
ｉｎ＊（２−Ｖｉｎ／Ｖｏ）によって近似することがで
きる。ここで、ＶｉｎがＶｏに対して小さい場合、図１
１のコンバータは２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎによって近似でき
る大きさの電力ロスの減少を示す。ここで、図１０
（Ａ）の従来例のコンバータにおける整流器１２におけ
る電力ロスにこの減少分が等しいことに注目すべきであ
る。ＶｉｎがＶｏｕｔに近づくと、この電力ロスの改善
分はＶｄｄ＊Ｉｉｎに近づくか又は図１０（Ａ）の整流
器１２のロスの半分に近づく。いずれの場合において
も、図１１のコンバータは図１０（Ａ）に示した従来例
のコンバータに比較して少なくともＶｄｄ＊Ｉｉｎの電
力ロスの減少を示すのである。
【００３１】本発明による効率改善例においては、図６
（Ａ）及び図１１のコンバータが共に力率調整コンバー
タとして動作するものと仮定する。すなわち、入力電流
Ｉｉｎは正弦波変化をするＡＣ入力電源６０の出力波形
に追従するように制御される。両コンバータは負荷に 6
00ワットを供給し且つ共に実効値８５ＶＡＣの入力ＡＣ
電源によって動作する。ＡＣ電源の１以上の全サイクル
に亘るコンバータの電流の平均値はＩｉｎ＝ 6.37アン
ペア、Ｉｓ＝4.87アンペア及びＩｏ＝１．５アンペアと
して近似できる。これらの電流値と共に、さらに、各コ
ンバータダイオードは導通時において１ボルトの電圧ド
ロップＶｄｄを呈し、また、導通時においてスイッチが
２ボルトの電圧ドロップＶｄｓｗを呈すると仮定すれ
ば、図１１のコンバータは17.6ワットの全半導体ロスを
呈し、これに対して、図１０（Ａ）に示した従来例のコ
ンバータにおいては 28.9ワットの全半導体ロスが生ず
るのである。よって、図１１のコンバータは図１０
（Ａ）のコンバータに比べて 11.3ワットに等しい半導
体ロスの低減を示し、これは半導体によって生ずる無駄
な発熱の３９％の低減になるのである。
（Ａ）及び図１１のコンバータが共に力率調整コンバー
タとして動作するものと仮定する。すなわち、入力電流
Ｉｉｎは正弦波変化をするＡＣ入力電源６０の出力波形
に追従するように制御される。両コンバータは負荷に 6
00ワットを供給し且つ共に実効値８５ＶＡＣの入力ＡＣ
電源によって動作する。ＡＣ電源の１以上の全サイクル
に亘るコンバータの電流の平均値はＩｉｎ＝ 6.37アン
ペア、Ｉｓ＝4.87アンペア及びＩｏ＝１．５アンペアと
して近似できる。これらの電流値と共に、さらに、各コ
ンバータダイオードは導通時において１ボルトの電圧ド
ロップＶｄｄを呈し、また、導通時においてスイッチが
２ボルトの電圧ドロップＶｄｓｗを呈すると仮定すれ
ば、図１１のコンバータは17.6ワットの全半導体ロスを
呈し、これに対して、図１０（Ａ）に示した従来例のコ
ンバータにおいては 28.9ワットの全半導体ロスが生ず
るのである。よって、図１１のコンバータは図１０
（Ａ）のコンバータに比べて 11.3ワットに等しい半導
体ロスの低減を示し、これは半導体によって生ずる無駄
な発熱の３９％の低減になるのである。
【００３２】ここで、ダイオード及びスイッチが、導通
時において、一定の電圧ドロップ（すなわち、Ｖｄｄ，
Ｖｄｓｗ）を有すると仮定したのは単純化のためであ
り、ＦＥＴの如きタイプの素子は一定の電圧素子として
は振舞わない。よって、電力ロスが“Ｖｄｄ＊Ｉｚ”又
は“Ｖｄｓｗ＊Ｉｚ”として示される例は素子の性質に
拘らず流れる電流Ｉｚによってダイオード及びスイッチ
における電力ロスを表わしているものと理解される。ま
た、コンバータの比較をなす場合においては、コンバー
タ内の半導体ダイオード及びスイッチはほぼ同様なタイ
プのものであるという仮定がなされる。
時において、一定の電圧ドロップ（すなわち、Ｖｄｄ，
Ｖｄｓｗ）を有すると仮定したのは単純化のためであ
り、ＦＥＴの如きタイプの素子は一定の電圧素子として
は振舞わない。よって、電力ロスが“Ｖｄｄ＊Ｉｚ”又
は“Ｖｄｓｗ＊Ｉｚ”として示される例は素子の性質に
拘らず流れる電流Ｉｚによってダイオード及びスイッチ
における電力ロスを表わしているものと理解される。ま
た、コンバータの比較をなす場合においては、コンバー
タ内の半導体ダイオード及びスイッチはほぼ同様なタイ
プのものであるという仮定がなされる。
【００３３】図１１のＺＣＳコンバータ８０は双極性ス
イッチ８８を用いている故、長サイクルモードにおいて
も動作し得る。ＺＣＳブーストセル８１における波形は
図２（Ｃ）の従来例のコンバータについて図４において
示された波形と同様である。しかし乍ら、既に述べたよ
うに、該セルの波形の極性はＡＣ電源（６０，図１１）
の極性に応じて変化する。かかるコンバータの動作効率
は従来例のＡＣ−ＤＣコンバータを長サイクルモードで
動作させたものと比べられる。一方、既に述べたよう
に、長サイクルモードにて動作する従来例のコンバータ
においては図１０（Ａ）のスイッチ２７が図５（Ｂ）に
示されたタイプのスイッチに置換されてコンバータ動作
サイクルにおけるスイッチの電流逆転を許すようにしな
ければならない。長サイクル動作に適した従来例の動作
ＺＣＳブーストコンバータ７１が図１０（Ｂ）に示され
ている。このコンバータはスイッチの実施例の部分を除
けば、図１０（Ａ）のコンバータと同一であると考えら
れる。図１４は、短サイクルモードの図１３において用
いられた仮定を用いて長サイクルコンバータについて電
流Ｉｉｎ，Ｉｓ及びＩｏによって生ずる電力ロスを招来
する電圧ドロップを比較している。シャント通路におけ
る電力ロス（電流Ｉｓに伴うロス）の比較は各コンバー
タ動作サイクルにおいてスイッチ通路電流Ｉｓｗが両方
の方向に流れかつ順方向及び逆方向電流の存在時間及び
相対的大きさがコンバータの負荷に依存しているという
事実の故にかなり複雑である。例えば、無負荷において
は、電流Ｉｓｗ（図４（Ｃ）、図１０（Ｂ）、図１１）
は、図１５（Ａ）において示されているように、零電流
に関して対称な正弦波状である。一方、全負荷において
は、図１５（Ｂ）からも分るように、ゼロクロッシング
がもはや生じない値に対応し、電流は零に戻るものの逆
方向には流れないのである。従来例のコンバータにおい
ては電流Ｉｓの正方向の流れはスイッチ（３１，図１０
（Ｂ））によって運ばれ、負方向の電流はダイオード
（３３，図１０（Ｂ））によって運ばれる。図１１のコ
ンバータにおいては、正方向及び負方向電流が共にスイ
ッチ及びダイオードによって運ばれる。従って、スイッ
チにおける電圧ドロップＶｄｓｗがダイオードにおける
電圧ドロップＶｄｄより大であると仮定するならば図１
１のコンバータは、常に、従来例のコンバータよりもシ
ャント通路において大なるロスを呈するのである。しか
し乍ら、このことは、従来例のコンバータにおける２つ
のダイオード内の電流Ｉｉｎに伴なうロスの削減によっ
て補償される。図１４においては、長サイクルモードで
動作する図１０（Ｂ）及び図１１のコンバータが最大負
荷状態において比較される。この場合、図１１のコンバ
ータにおける実質的なロスの減少は２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎ
−Ｖｄｄ＊Ｉｓ−Ｖｄｄ＊Ｉｏに等しい。ここで、Ｉｉ
ｎ＝Ｉｓ＋Ｉｏである故、ロスの低減はＶｄｄ＊Ｉｉｎ
となる。更に、力率調整ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
について既に与えられた例と同じ例を用い、比較される
コンバータは最大出力がほぼ 600ワットであると仮定す
れば、図１１のコンバータは図１０（Ｂ）に示された従
来例のコンバータにおける全半導体ロスの２４ワットに
対して 17.6ワットの半導体ロスを呈するのである。従
って、図１１のコンバータは図１０（Ｂ）のコンバータ
に比べて６．４ワットに等しい半導体ロスの減少を示
し、これによって、半導体によって生ずる消費熱が２７
％だけ減少するのである。
イッチ８８を用いている故、長サイクルモードにおいて
も動作し得る。ＺＣＳブーストセル８１における波形は
図２（Ｃ）の従来例のコンバータについて図４において
示された波形と同様である。しかし乍ら、既に述べたよ
うに、該セルの波形の極性はＡＣ電源（６０，図１１）
の極性に応じて変化する。かかるコンバータの動作効率
は従来例のＡＣ−ＤＣコンバータを長サイクルモードで
動作させたものと比べられる。一方、既に述べたよう
に、長サイクルモードにて動作する従来例のコンバータ
においては図１０（Ａ）のスイッチ２７が図５（Ｂ）に
示されたタイプのスイッチに置換されてコンバータ動作
サイクルにおけるスイッチの電流逆転を許すようにしな
ければならない。長サイクル動作に適した従来例の動作
ＺＣＳブーストコンバータ７１が図１０（Ｂ）に示され
ている。このコンバータはスイッチの実施例の部分を除
けば、図１０（Ａ）のコンバータと同一であると考えら
れる。図１４は、短サイクルモードの図１３において用
いられた仮定を用いて長サイクルコンバータについて電
流Ｉｉｎ，Ｉｓ及びＩｏによって生ずる電力ロスを招来
する電圧ドロップを比較している。シャント通路におけ
る電力ロス（電流Ｉｓに伴うロス）の比較は各コンバー
タ動作サイクルにおいてスイッチ通路電流Ｉｓｗが両方
の方向に流れかつ順方向及び逆方向電流の存在時間及び
相対的大きさがコンバータの負荷に依存しているという
事実の故にかなり複雑である。例えば、無負荷において
は、電流Ｉｓｗ（図４（Ｃ）、図１０（Ｂ）、図１１）
は、図１５（Ａ）において示されているように、零電流
に関して対称な正弦波状である。一方、全負荷において
は、図１５（Ｂ）からも分るように、ゼロクロッシング
がもはや生じない値に対応し、電流は零に戻るものの逆
方向には流れないのである。従来例のコンバータにおい
ては電流Ｉｓの正方向の流れはスイッチ（３１，図１０
（Ｂ））によって運ばれ、負方向の電流はダイオード
（３３，図１０（Ｂ））によって運ばれる。図１１のコ
ンバータにおいては、正方向及び負方向電流が共にスイ
ッチ及びダイオードによって運ばれる。従って、スイッ
チにおける電圧ドロップＶｄｓｗがダイオードにおける
電圧ドロップＶｄｄより大であると仮定するならば図１
１のコンバータは、常に、従来例のコンバータよりもシ
ャント通路において大なるロスを呈するのである。しか
し乍ら、このことは、従来例のコンバータにおける２つ
のダイオード内の電流Ｉｉｎに伴なうロスの削減によっ
て補償される。図１４においては、長サイクルモードで
動作する図１０（Ｂ）及び図１１のコンバータが最大負
荷状態において比較される。この場合、図１１のコンバ
ータにおける実質的なロスの減少は２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎ
−Ｖｄｄ＊Ｉｓ−Ｖｄｄ＊Ｉｏに等しい。ここで、Ｉｉ
ｎ＝Ｉｓ＋Ｉｏである故、ロスの低減はＶｄｄ＊Ｉｉｎ
となる。更に、力率調整ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
について既に与えられた例と同じ例を用い、比較される
コンバータは最大出力がほぼ 600ワットであると仮定す
れば、図１１のコンバータは図１０（Ｂ）に示された従
来例のコンバータにおける全半導体ロスの２４ワットに
対して 17.6ワットの半導体ロスを呈するのである。従
って、図１１のコンバータは図１０（Ｂ）のコンバータ
に比べて６．４ワットに等しい半導体ロスの減少を示
し、これによって、半導体によって生ずる消費熱が２７
％だけ減少するのである。
【００３４】図１１に示したＡＣ−ＤＣブーストコンバ
ータは図１６に示した如きより一般的なＡＣ−ＤＣブー
ストコンバータトポロジー（回路構成）であって、“全
集積ブーストブリッジコンバータ”と称されるコンバー
タの一例である。図１６において、ＡＣ−ＤＣコンバー
タシステム 100は双極性ブーストセル８１及び全波整流
器９０を含んでいる。双極性電圧源６１は双極性ブース
トセルの入力端８２ａ，８２ｂに接続しており、ブース
トセルの出力端８２ｃ，８２ｄは整流器９０の入力端９
１ａ，９１ｂに接続している。整流器９０の単極性出力
は負荷１８に接続し、通常、フィルタキャパシタ９９を
含んでいる。一般に、双極性ブーストセルは（１）等価
入力インダクタンス８３，Ｌｅｑとして示されたように
その入力端子において誘導的特性を示し、（２）入力電
流Ｉｉｎの一部をシャント電流Ｉｓの形で還流せしめる
手段として開閉されるシャント通路８５においてオフの
ときは双極性電圧に耐圧し、かつオン状態においては双
極性電流を流し得る双極性スイッチング素子を含み、更
には、（３）スイッチ８８がオフのとき入力電源６１及
び負荷の間に導通路を有するのである。双極性ブースト
セルに伴なう電圧及び電流の平均値Ｉｉｎ，Ｉｓ，Ｉｏ
及びＶｂｏの極性はセルへの入力電圧Ｖｉｎが正の時は
図１６に示すような正の方向であり、Ｖｉｎの極性が負
の時にはこれらの電流及び電圧の極性は逆転する。整流
器を配列することによって、Ｉｉｎ，Ｉｏ，Ｉｓ及びＶ
ｂｏの極性に拘らずＶｏ及びＩｏｕｔの平均値を単極性
とし、全コンバータ入力電流Ｉｉｎを運ぶ経路における
整流ロスを除去することによって動作効率を向上せしめ
るのである。上記した双極性ブーストセルの他の例が図
１７（Ａ）ないし１７（Ｇ）に示されている。図１７
（Ａ）はＰＷＭブーストセルを示し、図１７（Ｂ）は図
１１に示したコンバータにおいて示されたようなＺＣＳ
ブーストセルを示している。図１７（Ｃ）は擬似共振イ
ンダクタ９７が双極性スイッチング素子８８に直列に接
続されているＺＣＳブーストセルを示している。図１７
（Ｄ）ないし１７（Ｆ）の例は図１７（Ａ）ないし１７
（Ｃ）の実施例に対して対称な実施例を示している。図
１７（Ｇ）はインダクタンスの１つが対称化されている
ＺＣＳブーストセルを示している。図１６において示し
たように、双極性ブーストセルは従来のＰＷＭ，ＺＣＳ
或いは零電圧スイッチング（ＺＶＳ）のコンバータにお
けるシャントブーストトポロジーを用いて実現すること
が出来ることは明らかである。
ータは図１６に示した如きより一般的なＡＣ−ＤＣブー
ストコンバータトポロジー（回路構成）であって、“全
集積ブーストブリッジコンバータ”と称されるコンバー
タの一例である。図１６において、ＡＣ−ＤＣコンバー
タシステム 100は双極性ブーストセル８１及び全波整流
器９０を含んでいる。双極性電圧源６１は双極性ブース
トセルの入力端８２ａ，８２ｂに接続しており、ブース
トセルの出力端８２ｃ，８２ｄは整流器９０の入力端９
１ａ，９１ｂに接続している。整流器９０の単極性出力
は負荷１８に接続し、通常、フィルタキャパシタ９９を
含んでいる。一般に、双極性ブーストセルは（１）等価
入力インダクタンス８３，Ｌｅｑとして示されたように
その入力端子において誘導的特性を示し、（２）入力電
流Ｉｉｎの一部をシャント電流Ｉｓの形で還流せしめる
手段として開閉されるシャント通路８５においてオフの
ときは双極性電圧に耐圧し、かつオン状態においては双
極性電流を流し得る双極性スイッチング素子を含み、更
には、（３）スイッチ８８がオフのとき入力電源６１及
び負荷の間に導通路を有するのである。双極性ブースト
セルに伴なう電圧及び電流の平均値Ｉｉｎ，Ｉｓ，Ｉｏ
及びＶｂｏの極性はセルへの入力電圧Ｖｉｎが正の時は
図１６に示すような正の方向であり、Ｖｉｎの極性が負
の時にはこれらの電流及び電圧の極性は逆転する。整流
器を配列することによって、Ｉｉｎ，Ｉｏ，Ｉｓ及びＶ
ｂｏの極性に拘らずＶｏ及びＩｏｕｔの平均値を単極性
とし、全コンバータ入力電流Ｉｉｎを運ぶ経路における
整流ロスを除去することによって動作効率を向上せしめ
るのである。上記した双極性ブーストセルの他の例が図
１７（Ａ）ないし１７（Ｇ）に示されている。図１７
（Ａ）はＰＷＭブーストセルを示し、図１７（Ｂ）は図
１１に示したコンバータにおいて示されたようなＺＣＳ
ブーストセルを示している。図１７（Ｃ）は擬似共振イ
ンダクタ９７が双極性スイッチング素子８８に直列に接
続されているＺＣＳブーストセルを示している。図１７
（Ｄ）ないし１７（Ｆ）の例は図１７（Ａ）ないし１７
（Ｃ）の実施例に対して対称な実施例を示している。図
１７（Ｇ）はインダクタンスの１つが対称化されている
ＺＣＳブーストセルを示している。図１６において示し
たように、双極性ブーストセルは従来のＰＷＭ，ＺＣＳ
或いは零電圧スイッチング（ＺＶＳ）のコンバータにお
けるシャントブーストトポロジーを用いて実現すること
が出来ることは明らかである。
【００３５】図１６に示された全集積ＡＣ−ＤＣブース
トトポロジーの構造的特徴及び動作上の利点は図１８
（Ａ），１８（Ｂ）及び１８（Ｃ）において示されてい
る。すなわち、これらの図面においては次のような構造
的特徴が比較されている。すなわち、（１）独立の整流
及び電力処理を伴う従来例のＡＣ−ＤＣコンバータ 500
（すなわち、以下“独立”コンバータと称される図６
（Ｃ）及び６（Ｄ）において示されるタイプのコンバー
タ）と、（２）図６（Ｆ）において示された如き集積型
の従来例ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ 520と、（３）
図１６に示された如きタイブであって、全集積型のＡＣ
−ＤＣブーストコンバータ 540と、である。これらの図
面は双極性入力電圧源 502の電圧Ｖｉｎが正の場合にお
いて電力処理または整流作用をなす回路素子のみが示さ
れている。負の電源電圧が生じたときは半導体の極性及
び電流の流れる方向は逆転する。
トトポロジーの構造的特徴及び動作上の利点は図１８
（Ａ），１８（Ｂ）及び１８（Ｃ）において示されてい
る。すなわち、これらの図面においては次のような構造
的特徴が比較されている。すなわち、（１）独立の整流
及び電力処理を伴う従来例のＡＣ−ＤＣコンバータ 500
（すなわち、以下“独立”コンバータと称される図６
（Ｃ）及び６（Ｄ）において示されるタイプのコンバー
タ）と、（２）図６（Ｆ）において示された如き集積型
の従来例ＡＣ−ＤＣブーストコンバータ 520と、（３）
図１６に示された如きタイブであって、全集積型のＡＣ
−ＤＣブーストコンバータ 540と、である。これらの図
面は双極性入力電圧源 502の電圧Ｖｉｎが正の場合にお
いて電力処理または整流作用をなす回路素子のみが示さ
れている。負の電源電圧が生じたときは半導体の極性及
び電流の流れる方向は逆転する。
【００３６】図示したコンバータにおいては、スイッチ
504,506,508はスイッチを含む一般化されたシャント電
流路を単純に示し、特別なスイッチトポロジー（例えば
ＰＷＭ，ＺＣＳ）を含んだり又は排除することを意味す
るものではない。一般的な意味を損なわずに、各コンバ
ータの入力のインダクタンス 501はコンバータの動作サ
イクルの時間フレーム内においては入力電流Ｉｉｎがほ
ぼ一定であると仮定する。“独立型”の図１８（Ａ）に
示されたコンバータにおいては２つの入力ダイオード６
２，６４に“一定の”入力電流Ｉｉｎが流れ、単一のダ
イオード２４にはパルス状の出力電流Ｉｏが流れる。
“集積型”の図１８（Ｂ）に示されたコンバータにおい
ては一定の入力電流が単一のダイオード 604を流れ、パ
ルス状の出力電流Ｉｏが単一のダイオード 602を流れ
る。“完全集積型”の図１８（Ｃ）に示されたコンバー
タにおいては一定の入力電流はいずれのダイオードも流
れず且つパルス状の出力電流が２つのダイオード 560,5
61を流れる。また、各コンバータにおけるスイッチは共
に異っている。用いられる特別のトポロジーに依存する
従来例のコンバータ 500及び 520においては、スイッチ
が単方向であり（すなわち図６（Ｃ）に示したＰＷＭ
ＡＣ−ＤＣにおけるが如く）これらのスイッチはオフ状
態のときに単極性の電圧を阻止し、オン状態において単
極性の電流を運ぶ。或いはこれらのスイッチは“双方
向”であり、（すなわち図５（Ａ）及び５（Ｂ）に示さ
れたように、例えば図６（Ｄ）のＺＣＳコンバータある
いは図６（Ｆ）に示された集積化ＰＷＭコンバータにお
いて用いられており）、このことによって次のことが意
味される。すなわち、（１）スイッチはオフのときに双
方向の電圧を阻止するものの、オン状態において単極性
の電流を運ぶのである（図５（Ａ））。あるいは、
（２）オン状態のとき双方向の電流を運ぶもののオフ状
態においては単極性の電圧を阻止する（図５（Ｂ））。
ところが、図１６に示したようなタイプの本発明による
コンバータにおいてはスイッチが本当に“双極性”であ
り、このスイッチはオフのときいずれの極性の電圧も阻
止しオンのときいずれの極性の電流も運ぶのである。
504,506,508はスイッチを含む一般化されたシャント電
流路を単純に示し、特別なスイッチトポロジー（例えば
ＰＷＭ，ＺＣＳ）を含んだり又は排除することを意味す
るものではない。一般的な意味を損なわずに、各コンバ
ータの入力のインダクタンス 501はコンバータの動作サ
イクルの時間フレーム内においては入力電流Ｉｉｎがほ
ぼ一定であると仮定する。“独立型”の図１８（Ａ）に
示されたコンバータにおいては２つの入力ダイオード６
２，６４に“一定の”入力電流Ｉｉｎが流れ、単一のダ
イオード２４にはパルス状の出力電流Ｉｏが流れる。
“集積型”の図１８（Ｂ）に示されたコンバータにおい
ては一定の入力電流が単一のダイオード 604を流れ、パ
ルス状の出力電流Ｉｏが単一のダイオード 602を流れ
る。“完全集積型”の図１８（Ｃ）に示されたコンバー
タにおいては一定の入力電流はいずれのダイオードも流
れず且つパルス状の出力電流が２つのダイオード 560,5
61を流れる。また、各コンバータにおけるスイッチは共
に異っている。用いられる特別のトポロジーに依存する
従来例のコンバータ 500及び 520においては、スイッチ
が単方向であり（すなわち図６（Ｃ）に示したＰＷＭ
ＡＣ−ＤＣにおけるが如く）これらのスイッチはオフ状
態のときに単極性の電圧を阻止し、オン状態において単
極性の電流を運ぶ。或いはこれらのスイッチは“双方
向”であり、（すなわち図５（Ａ）及び５（Ｂ）に示さ
れたように、例えば図６（Ｄ）のＺＣＳコンバータある
いは図６（Ｆ）に示された集積化ＰＷＭコンバータにお
いて用いられており）、このことによって次のことが意
味される。すなわち、（１）スイッチはオフのときに双
方向の電圧を阻止するものの、オン状態において単極性
の電流を運ぶのである（図５（Ａ））。あるいは、
（２）オン状態のとき双方向の電流を運ぶもののオフ状
態においては単極性の電圧を阻止する（図５（Ｂ））。
ところが、図１６に示したようなタイプの本発明による
コンバータにおいてはスイッチが本当に“双極性”であ
り、このスイッチはオフのときいずれの極性の電圧も阻
止しオンのときいずれの極性の電流も運ぶのである。
【００３７】本発明によるコンバータは“完全集積型”
として言及される。なんとなれば本発明によるコンバー
タは効率が良くまた、機能的な有利さもあり、さらに複
数の完全集積型ＡＣ−ＤＣブーストコンバータが組合さ
れて任意の大きさのアレイとすることができ、このアレ
イにおいては各コンバータは負荷に運ばれる電力及び入
力電源から引き出したりこれに還流したりする電流を予
想できるように分担するのである。この有利な点は完全
集積型コンバータの回路構成に直接よるものであり、図
１９（Ａ），１９（Ｂ）及び１９（Ｃ）を参照して説明
される。
として言及される。なんとなれば本発明によるコンバー
タは効率が良くまた、機能的な有利さもあり、さらに複
数の完全集積型ＡＣ−ＤＣブーストコンバータが組合さ
れて任意の大きさのアレイとすることができ、このアレ
イにおいては各コンバータは負荷に運ばれる電力及び入
力電源から引き出したりこれに還流したりする電流を予
想できるように分担するのである。この有利な点は完全
集積型コンバータの回路構成に直接よるものであり、図
１９（Ａ），１９（Ｂ）及び１９（Ｃ）を参照して説明
される。
【００３８】すなわち、図１９（Ａ）ないし１９（Ｃ）
の各図において、２つのコンバータからなるアレイ 55
0,552,554が共通の双極性入力電源 502及び負荷６６に
接続されているものとして示されている。各アレイにお
ける各コンバータは、文字“ａ”及び“ｂ”によって区
別される対応する部品を含んでいる。各アレイにおける
各コンバータは図１８（Ａ），１８（Ｂ）及び１８
（Ｃ）に示された機能的回路構成によって示されてい
る。唯一異なる点は各コンバータにおいて単一の入力イ
ンダクタ 501が一対のインダクタ 505,507に置換され、
インダクタ 505の一方が電流Ｉｉｎをコンバータに運ぶ
ように接続されており（インダクタ 501と同様に）、他
のインダクタ 507は入力電源に電流Ｉｉｎを運ぶ帰還路
に接続されている。ここでまた、一般化を損なうことな
く、各アレイの各コンバータの入力におけるインダクタ
ンス 505,507の合計は十分大きく、入力電流Ｉｉｎがコ
ンバータ動作サイクルの時間フレーム内においてほぼ一
定であることとする。各アレイにおけるコンバータは、
更に、電力分配モードで働くものとする。ＺＣＳコンバ
ータについてはこのことは各アレイのコンバータが短サ
イクルモードで動作し同一の動作周波数に同期している
ことを意味する。一方、ＰＷＭコンバータの場合これら
のコンバータが負荷に供給される電流を分担するように
強制する別の公知の方法が用いられる。よって、各アレ
イの各コンバータにおけるインダクタ 505ａ，505ｂを
流れる電流Ｉｉｎａ及びＩｉｎｂはほぼ等しく、Ｉｏａ
及びＩｏｂはほぼ等しく、従って、電流Ｉｓａ及びＩｓ
ｂの電流も互いに等しい。
の各図において、２つのコンバータからなるアレイ 55
0,552,554が共通の双極性入力電源 502及び負荷６６に
接続されているものとして示されている。各アレイにお
ける各コンバータは、文字“ａ”及び“ｂ”によって区
別される対応する部品を含んでいる。各アレイにおける
各コンバータは図１８（Ａ），１８（Ｂ）及び１８
（Ｃ）に示された機能的回路構成によって示されてい
る。唯一異なる点は各コンバータにおいて単一の入力イ
ンダクタ 501が一対のインダクタ 505,507に置換され、
インダクタ 505の一方が電流Ｉｉｎをコンバータに運ぶ
ように接続されており（インダクタ 501と同様に）、他
のインダクタ 507は入力電源に電流Ｉｉｎを運ぶ帰還路
に接続されている。ここでまた、一般化を損なうことな
く、各アレイの各コンバータの入力におけるインダクタ
ンス 505,507の合計は十分大きく、入力電流Ｉｉｎがコ
ンバータ動作サイクルの時間フレーム内においてほぼ一
定であることとする。各アレイにおけるコンバータは、
更に、電力分配モードで働くものとする。ＺＣＳコンバ
ータについてはこのことは各アレイのコンバータが短サ
イクルモードで動作し同一の動作周波数に同期している
ことを意味する。一方、ＰＷＭコンバータの場合これら
のコンバータが負荷に供給される電流を分担するように
強制する別の公知の方法が用いられる。よって、各アレ
イの各コンバータにおけるインダクタ 505ａ，505ｂを
流れる電流Ｉｉｎａ及びＩｉｎｂはほぼ等しく、Ｉｏａ
及びＩｏｂはほぼ等しく、従って、電流Ｉｓａ及びＩｓ
ｂの電流も互いに等しい。
【００３９】図８（Ｂ）を参照して解るように且つ図１
９（Ａ）に向いて示されているように、独立コンバータ
550のアレイにおいては出力電流及びシャント電流は整
流器６２ａ，６２ｂ及びインダクタ 507ａ，507ｂを経
て負荷に帰還する前に加算されてほぼ一定の電流Ｉｉｎ
となる。よって帰還路における合計電流Ｉｒａ＋Ｉｒｂ
はＩｉｎａ＋Ｉｉｎｂに等しいものの個々の電流Ｉｒ
ａ，Ｉｒｂの値が各整流器６２ａ，６２ｂ（インダクタ
507ａ,507ｂの寄生抵抗）の特性に大いに依存してい
る。このようなコンバータにおける帰還路内の整流器に
よって運ばれる電流の大きさが予想できないことはアレ
イとしての動作に問題を生じ、大なるアレイを構成する
ことは実際上不可能である。このことは図１９（Ｂ）に
示した集積型コンバータ 552を用いたアレイにおいても
同様のことである。すなわち、その根本的な理由は電流
Ｉｏａ，Ｉｏｂ，Ｉｓａ及びＩｓｂが帰還路を経て電源
に還流する前にほぼ一定の電流Ｉｉｎに組み合されるか
らであり、従って帰還電流Ｉｒａ及びＩｒｂは電流路の
誘導性素子の規制抵抗及び整流器の特性に依存している
のである。
９（Ａ）に向いて示されているように、独立コンバータ
550のアレイにおいては出力電流及びシャント電流は整
流器６２ａ，６２ｂ及びインダクタ 507ａ，507ｂを経
て負荷に帰還する前に加算されてほぼ一定の電流Ｉｉｎ
となる。よって帰還路における合計電流Ｉｒａ＋Ｉｒｂ
はＩｉｎａ＋Ｉｉｎｂに等しいものの個々の電流Ｉｒ
ａ，Ｉｒｂの値が各整流器６２ａ，６２ｂ（インダクタ
507ａ,507ｂの寄生抵抗）の特性に大いに依存してい
る。このようなコンバータにおける帰還路内の整流器に
よって運ばれる電流の大きさが予想できないことはアレ
イとしての動作に問題を生じ、大なるアレイを構成する
ことは実際上不可能である。このことは図１９（Ｂ）に
示した集積型コンバータ 552を用いたアレイにおいても
同様のことである。すなわち、その根本的な理由は電流
Ｉｏａ，Ｉｏｂ，Ｉｓａ及びＩｓｂが帰還路を経て電源
に還流する前にほぼ一定の電流Ｉｉｎに組み合されるか
らであり、従って帰還電流Ｉｒａ及びＩｒｂは電流路の
誘導性素子の規制抵抗及び整流器の特性に依存している
のである。
【００４０】ところが、完全独立型コンバータ 554のア
レイにおいては、電流Ｉｏａ，Ｉｏｂ，Ｉｓａ及びＩｓ
ｂが帰還インダクタ 507ａ,507ｂに流入する前には加算
されることがない。逆に、電流Ｉｏａ及びＩｓａはイン
ダクタ 507ａにのみ還流し電流Ｉｏｂ及びＩｓｂはイン
ダクタ 507ｂにのみ還流する。従って、各帰還電流Ｉｒ
ａ及びＩｒｂは各々の入力電流Ｉｉｎａ及びＩｉｎｂに
等しく、入力電源 502に還流する電流の大きさがほぼ確
実に予想できるのである。回路のダイナミックな観点か
らすると、電流分担プロセスはまた次のように説明する
こともできる。完全依存型コンバータにおけるスイッチ
（すなわちスイッチ 508ａ）が閉じたとき、全てのダイ
オード（すなわちダイオード 560ａ,561ａ）が導通を停
止し、インダクタ 505ａ,507ａの双方が同一の電流Ｉｉ
ｎを運ばなければならない。このことは、スイッチが開
放された後電流Ｉｉｎが電流Ｉｏとして出力に流れる場
合、この電流がダイオード 561ａの中を値Ｉｉｎにて還
流せしめられるという初期条件を確立するからである。
この電流分担の予想可能性により、完全依存型コンバー
タの任意の大なるアレイを構成することが可能となりこ
のタイプのコンバータの重要な利点である。よって図１
６に示したタイプの完全集積型ブリッジブーストコンバ
ータはその双極性ブーストセル（８１、図１６）を単純
に組み合せることによってアレイ内の動作に合わせるこ
とができ、従って該セル内の等価入力インダクタンス
（すなわち図１６のインダクタンス８３）は該セルの入
力及び出力の間の導通路にある。（図１４において該セ
ルの入力インダクタンス８３はブーストセル入力端子８
２ａ及び出力端子８２ｃの間に配置することができ該入
力インダクタンスの他の部分は端子８２ｂ及び８２ｄの
間に配置されることもできる。図１７（Ｄ）ないし１７
（Ｆ）に示された“対称”双極性ブーストセルは入力か
ら出力電流路内のインダクタンスを有するブーストセル
の例である。しかしながら該ブーストセルは完全に対称
である必要はない。例えば、２つの入力インダクタンス
の値は同じである必要はない。また、双極性ブーストセ
ル内の入力から出力への電流路の各々にインダクタンス
が存在することが問題であり、このインダクタンスは等
価入力インダクタンス以外の手段によって設けることも
できる。例えば図１７（Ｇ）においては、ＺＣＳ双極性
ブーストセル８１が単一の個別入力インダクタンスＬ１
を有し、しかし乍ら、その擬似共振インダクタンスＬは
セル内の２つの入力から出力への電流路に設けられた２
つの個別のインダクタンスに分割されている。
レイにおいては、電流Ｉｏａ，Ｉｏｂ，Ｉｓａ及びＩｓ
ｂが帰還インダクタ 507ａ,507ｂに流入する前には加算
されることがない。逆に、電流Ｉｏａ及びＩｓａはイン
ダクタ 507ａにのみ還流し電流Ｉｏｂ及びＩｓｂはイン
ダクタ 507ｂにのみ還流する。従って、各帰還電流Ｉｒ
ａ及びＩｒｂは各々の入力電流Ｉｉｎａ及びＩｉｎｂに
等しく、入力電源 502に還流する電流の大きさがほぼ確
実に予想できるのである。回路のダイナミックな観点か
らすると、電流分担プロセスはまた次のように説明する
こともできる。完全依存型コンバータにおけるスイッチ
（すなわちスイッチ 508ａ）が閉じたとき、全てのダイ
オード（すなわちダイオード 560ａ,561ａ）が導通を停
止し、インダクタ 505ａ,507ａの双方が同一の電流Ｉｉ
ｎを運ばなければならない。このことは、スイッチが開
放された後電流Ｉｉｎが電流Ｉｏとして出力に流れる場
合、この電流がダイオード 561ａの中を値Ｉｉｎにて還
流せしめられるという初期条件を確立するからである。
この電流分担の予想可能性により、完全依存型コンバー
タの任意の大なるアレイを構成することが可能となりこ
のタイプのコンバータの重要な利点である。よって図１
６に示したタイプの完全集積型ブリッジブーストコンバ
ータはその双極性ブーストセル（８１、図１６）を単純
に組み合せることによってアレイ内の動作に合わせるこ
とができ、従って該セル内の等価入力インダクタンス
（すなわち図１６のインダクタンス８３）は該セルの入
力及び出力の間の導通路にある。（図１４において該セ
ルの入力インダクタンス８３はブーストセル入力端子８
２ａ及び出力端子８２ｃの間に配置することができ該入
力インダクタンスの他の部分は端子８２ｂ及び８２ｄの
間に配置されることもできる。図１７（Ｄ）ないし１７
（Ｆ）に示された“対称”双極性ブーストセルは入力か
ら出力電流路内のインダクタンスを有するブーストセル
の例である。しかしながら該ブーストセルは完全に対称
である必要はない。例えば、２つの入力インダクタンス
の値は同じである必要はない。また、双極性ブーストセ
ル内の入力から出力への電流路の各々にインダクタンス
が存在することが問題であり、このインダクタンスは等
価入力インダクタンス以外の手段によって設けることも
できる。例えば図１７（Ｇ）においては、ＺＣＳ双極性
ブーストセル８１が単一の個別入力インダクタンスＬ１
を有し、しかし乍ら、その擬似共振インダクタンスＬは
セル内の２つの入力から出力への電流路に設けられた２
つの個別のインダクタンスに分割されている。
【００４１】図２０においては、回路構成的には“集積
化”タイプのＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストコンバータの
変形例が示されており、このコンバータは“完全集積
型”ではないが、全負荷における長サイクル動作モード
においては図１１に示したコンバータの効率と比較し得
る効率を呈し、全負荷より低い負荷においてはより高い
効率を有する。図２０において、コンバータ１１０は双
極性入力電源６０に直列な入力インダクタ１０２を有す
る。入力インダクタ１０２を流れる電流Ｉｉｎは２つの
対称なブーストセル１０１ａ，１０１ｂに流れ込む。第
１のブーストセル１０１ａはインダクタ１０４ａ、キャ
パシタ１０６ａ、単方向スイッチ１０８ａ及びダイオー
ド１１０ａ，１１２ａからなる。第２のブーストセル１
０１ｂは、インダクタ１０４ｂ、キャパシタ１０６ｂ、
単方向スイッチ１０８ｂ及びダイオード１１０ｂ，１１
２ｂからなる。インダクタ１０４ａ，１０４ｂ及びキャ
パシタ１０６ａ，１０６ｂの各々の値Ｌ及びＣは、該ブ
ーストセル内における電流及び電圧の正弦波的変化の特
性時定数を定める。単方向スイッチ１０８ａ，１０８ｂ
及びこれらに対応するダイオード１１０ａ，１１０ｂは
図５（Ｂ）に示したタイプのスイッチを構成する。すな
わち、該単方向スイッチはオン状態のとき矢印に示す方
向に電流Ｉｓｗを運びオフ状態のとき図に示すような正
の極性を有する電圧Ｖｓを阻止し、従って、ダイオード
は電流Ｉｓｗの逆電流を運ぶことができる。図２０に示
したコンバータの利点の１つはスイッチ１０８ａ，１０
８ｂが負荷の一端を直接基準としていることであり、こ
のことによって、以下に述べるように、フローティング
のスイッチドライバを不要とすることによって制御回路
を簡素化することができることである。動作において、
双極性電源６０から供給される電圧Ｖｉｎが図に示す方
向において正であるとき、ブーストセル１０１ａは電力
を負荷に供給するように処理する。このときのＶｓ，Ｉ
ｓｗ，Ｖｃ及びＩｏの波形は、図４に示した如くであ
る。インダクタ１０４ａ，１０４ｂ及びキャパシタ１０
６ａ，１０６ｂの値Ｌ及びＣは該ブーストセル内の電流
及び電圧の正弦波的変化の特性時定数を定める。パルス
状出力電流Ｉｏはダイオード１１２ａ，１１０ｂ及びフ
ィルタキャパシタ９９を流れる。フィルタキャパシタ９
９はパルス状電流を平滑化しほぼＤＣ電圧を負荷１８に
供給する。双極性電源６０から供給される電圧Ｖｉｎが
負の極性を有するときブーストセル１０１ｂは電力を負
荷に供給するように処理する。この場合、パルス状出力
電流Ｉｏはダイオード１１２ｂ，１１０ａを流れる。図
２１において、インダクタ１０４ａ，１０４ｂがスイッ
チに直列に接続されて図２０のコンバータの変形例を示
している。
化”タイプのＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストコンバータの
変形例が示されており、このコンバータは“完全集積
型”ではないが、全負荷における長サイクル動作モード
においては図１１に示したコンバータの効率と比較し得
る効率を呈し、全負荷より低い負荷においてはより高い
効率を有する。図２０において、コンバータ１１０は双
極性入力電源６０に直列な入力インダクタ１０２を有す
る。入力インダクタ１０２を流れる電流Ｉｉｎは２つの
対称なブーストセル１０１ａ，１０１ｂに流れ込む。第
１のブーストセル１０１ａはインダクタ１０４ａ、キャ
パシタ１０６ａ、単方向スイッチ１０８ａ及びダイオー
ド１１０ａ，１１２ａからなる。第２のブーストセル１
０１ｂは、インダクタ１０４ｂ、キャパシタ１０６ｂ、
単方向スイッチ１０８ｂ及びダイオード１１０ｂ，１１
２ｂからなる。インダクタ１０４ａ，１０４ｂ及びキャ
パシタ１０６ａ，１０６ｂの各々の値Ｌ及びＣは、該ブ
ーストセル内における電流及び電圧の正弦波的変化の特
性時定数を定める。単方向スイッチ１０８ａ，１０８ｂ
及びこれらに対応するダイオード１１０ａ，１１０ｂは
図５（Ｂ）に示したタイプのスイッチを構成する。すな
わち、該単方向スイッチはオン状態のとき矢印に示す方
向に電流Ｉｓｗを運びオフ状態のとき図に示すような正
の極性を有する電圧Ｖｓを阻止し、従って、ダイオード
は電流Ｉｓｗの逆電流を運ぶことができる。図２０に示
したコンバータの利点の１つはスイッチ１０８ａ，１０
８ｂが負荷の一端を直接基準としていることであり、こ
のことによって、以下に述べるように、フローティング
のスイッチドライバを不要とすることによって制御回路
を簡素化することができることである。動作において、
双極性電源６０から供給される電圧Ｖｉｎが図に示す方
向において正であるとき、ブーストセル１０１ａは電力
を負荷に供給するように処理する。このときのＶｓ，Ｉ
ｓｗ，Ｖｃ及びＩｏの波形は、図４に示した如くであ
る。インダクタ１０４ａ，１０４ｂ及びキャパシタ１０
６ａ，１０６ｂの値Ｌ及びＣは該ブーストセル内の電流
及び電圧の正弦波的変化の特性時定数を定める。パルス
状出力電流Ｉｏはダイオード１１２ａ，１１０ｂ及びフ
ィルタキャパシタ９９を流れる。フィルタキャパシタ９
９はパルス状電流を平滑化しほぼＤＣ電圧を負荷１８に
供給する。双極性電源６０から供給される電圧Ｖｉｎが
負の極性を有するときブーストセル１０１ｂは電力を負
荷に供給するように処理する。この場合、パルス状出力
電流Ｉｏはダイオード１１２ｂ，１１０ａを流れる。図
２１において、インダクタ１０４ａ，１０４ｂがスイッ
チに直列に接続されて図２０のコンバータの変形例を示
している。
【００４２】図２０は、また、図２０及び２１のコンバ
ータにおいて長サイクルモードの動作中に流れる各平均
電流（Ｉｉｎ，Ｉｓ及びＩｏ）が流れるスイッチ及びダ
イオードの両端の電圧ドロップの合計を示している。図
１０（Ｂ）に示した従来例のコンバータが長サイクルモ
ードの全負荷状態にある時（図１４）の電力ロスに対す
る低減効果はＶｄｄ＊Ｉｎに達し、これは図１１に示し
たコンバータによって達成される全負荷電力ロス低減効
果に等しい。従って、上記した例を力率調整ＡＣ−ＤＣ
ブーストコンバータとして用い、比較されるコンバータ
が６００ワットに近い最大電力出力を生成するように設
計されたと仮定すれば図２０及び２１のコンバータは、
図１０（Ｂ）に示した従来例のコンバータにおける２４
ワットのトータルの半導体ロスに比較して１７．６ワッ
トの低いトータルの半導体ロスを呈する。従って、図２
０及び２１に示したコンバータは図１０（Ｂ）のコンバ
ータに対比して６．４ワットだけ全体の半導体ロスが低
減しており、これは半導体によって消費される熱の２７
％の低減になる。しかしながら、図１５によって示した
ように負荷が減少すると、コンバータ動作サイクルにお
いて電流反転が生じ、図１１のコンバータはそのシャン
ト電流路においてＩｓ＊（Ｖｄｓｗ＋Ｖｄｄ）に等しい
トータルの平均半導体ロスを生じ続けるが図２０のコン
バータにおけるスイッチ及びダイオード（すなわち１０
８ａ，１１０ｂ、図２０）の並列接続におけるロスは減
少する。
ータにおいて長サイクルモードの動作中に流れる各平均
電流（Ｉｉｎ，Ｉｓ及びＩｏ）が流れるスイッチ及びダ
イオードの両端の電圧ドロップの合計を示している。図
１０（Ｂ）に示した従来例のコンバータが長サイクルモ
ードの全負荷状態にある時（図１４）の電力ロスに対す
る低減効果はＶｄｄ＊Ｉｎに達し、これは図１１に示し
たコンバータによって達成される全負荷電力ロス低減効
果に等しい。従って、上記した例を力率調整ＡＣ−ＤＣ
ブーストコンバータとして用い、比較されるコンバータ
が６００ワットに近い最大電力出力を生成するように設
計されたと仮定すれば図２０及び２１のコンバータは、
図１０（Ｂ）に示した従来例のコンバータにおける２４
ワットのトータルの半導体ロスに比較して１７．６ワッ
トの低いトータルの半導体ロスを呈する。従って、図２
０及び２１に示したコンバータは図１０（Ｂ）のコンバ
ータに対比して６．４ワットだけ全体の半導体ロスが低
減しており、これは半導体によって消費される熱の２７
％の低減になる。しかしながら、図１５によって示した
ように負荷が減少すると、コンバータ動作サイクルにお
いて電流反転が生じ、図１１のコンバータはそのシャン
ト電流路においてＩｓ＊（Ｖｄｓｗ＋Ｖｄｄ）に等しい
トータルの平均半導体ロスを生じ続けるが図２０のコン
バータにおけるスイッチ及びダイオード（すなわち１０
８ａ，１１０ｂ、図２０）の並列接続におけるロスは減
少する。
【００４３】図８，図１６，図１７，図２０及び図２１
において示したように、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバ
ータは従来のＡＣ−ＤＣコンバータに比して効率が良
い。すなわち、本発明によるコンバータにおいては、全
負荷において、従来例のＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
に比べてＶｄｄ＊Ｉｉｎ以上のロスの低減をなすことが
できる。ここでＶｄｄ＊Ｉｉｎは従来例のコンバータ
（すなわち、双極性入力電源とＤＣ−ＤＣシャントコン
バータとの間に全波整流器が配置されたタイプのコンバ
ータ）における入力整流ダイオード内の電力ロスを表わ
している。そして、Ｉｉｎは入力電源からＡＣ−ＤＣコ
ンバータによって導かれる平均電流を表わしている。そ
して、基本的なおもしろさはＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブース
ト回路構成である。なんとなれば、これらの回路構成に
よるコンバータにおいては大なるスイッチングロス及び
ダイオードリカバリロスがなくＰＷＭ回路構成に比べて
本質的に効率が良いからである。そして、所望の動作モ
ードに最も適した回路構成を選択すること（すなわち、
短サイクルモードについては図１７（Ｂ），１７
（Ｃ），１７（Ｅ），１７（Ｆ），１７（Ｇ）のＺＣＳ
双極性ブーストセル８１のいずれかを図１６のコンバー
タに組合せ、また、長サイクルモードについては図２０
及び２１に示したＺＣＳ ＡＣ−ＤＣのいずれかを用い
ること）により、本発明によるＺＣＳ ＡＣ−ＤＣコン
バータにおいては、電力ロスの低減が、平均して、いか
なる負荷においてもＶｄｄ＊Ｉｉｎより大であり、さら
に動作条件によって２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎに近づくのであ
る。
において示したように、本発明によるＡＣ−ＤＣコンバ
ータは従来のＡＣ−ＤＣコンバータに比して効率が良
い。すなわち、本発明によるコンバータにおいては、全
負荷において、従来例のＡＣ−ＤＣブーストコンバータ
に比べてＶｄｄ＊Ｉｉｎ以上のロスの低減をなすことが
できる。ここでＶｄｄ＊Ｉｉｎは従来例のコンバータ
（すなわち、双極性入力電源とＤＣ−ＤＣシャントコン
バータとの間に全波整流器が配置されたタイプのコンバ
ータ）における入力整流ダイオード内の電力ロスを表わ
している。そして、Ｉｉｎは入力電源からＡＣ−ＤＣコ
ンバータによって導かれる平均電流を表わしている。そ
して、基本的なおもしろさはＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブース
ト回路構成である。なんとなれば、これらの回路構成に
よるコンバータにおいては大なるスイッチングロス及び
ダイオードリカバリロスがなくＰＷＭ回路構成に比べて
本質的に効率が良いからである。そして、所望の動作モ
ードに最も適した回路構成を選択すること（すなわち、
短サイクルモードについては図１７（Ｂ），１７
（Ｃ），１７（Ｅ），１７（Ｆ），１７（Ｇ）のＺＣＳ
双極性ブーストセル８１のいずれかを図１６のコンバー
タに組合せ、また、長サイクルモードについては図２０
及び２１に示したＺＣＳ ＡＣ−ＤＣのいずれかを用い
ること）により、本発明によるＺＣＳ ＡＣ−ＤＣコン
バータにおいては、電力ロスの低減が、平均して、いか
なる負荷においてもＶｄｄ＊Ｉｉｎより大であり、さら
に動作条件によって２＊Ｖｄｄ＊Ｉｉｎに近づくのであ
る。
【００４４】図２２において、図１６に示したタイプの
ＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストスイッチングパワーコンバ
ータの一例が示されている。この図示した回路は通常の
ＡＣ商用ライン（４７乃至６３Ｈｚ）による実効値８５
ボルト及び 264ボルトの間の電圧Ｖａｃの入力電源 201
によって、出力電圧 400ボルトで負荷に対して 600ワッ
ト以上を供給するように設計されている。図示しないが
後述するコントローラは、入力の力率調整及び出力の電
圧調整をなすに相応しい周波数にて零電流のタイミング
毎にスイッチをオンオフせしめる。このような応用例に
おいては、コンバータから供給されるピーク電力はほぼ
1,200ワット（ＡＣラインのピーク時であって全負荷の
時）である。また、このコンバータは短サイクルモード
にて動作せしめられる。図示したコンバータ 200は図１
７（Ｅ）に示した双極性ブーストセル及び図１２に示し
た双極性スイッチ回路８８を図１６に示したコンバータ
100に組込んだものに対応する。ＡＣ入力電源 201に直
列なインダクタ 202,204からなるトータルの入力インダ
クタンスＬ１＝ 200マイクロヘンリーである。インダク
タ 206,208からなるトータルのインダクタンスＬは１０
マイクロヘンリーである。キャパシタ 210の値Ｃは 6,8
00ピコファラッドである。ダイオード 212ないし 218は
400ボルト以上の定格降伏電圧を有する高電圧超高速整
流器であり、平均のコンバータ出力電流を運ぶものであ
り、例えばモトローラ社パーツＭＵＲ450が用いられ
る。同様な素子が双極性スイッチ８８のダイオード 22
0,222のために用いられる。ＩＧＢＴ 224,226は 400ボ
ルト以上の定格降伏電圧を有する超高速素子であってＩ
ｐ＋Ｉｉｎｍａｘ（図３（Ｃ））より大なるパルス電流
定格を有する。ここでＩｐ＝Ｖｏ／「ｓｑｒｔ（Ｌ／
Ｃ）」＝10.4アンペアであり、Ｉｉｎｍａｘは平均コン
バータ入力電流Ｉｉｎの最大値である。この最大値はピ
ーク値120ボルトの実効値８５ボルトラインで 1,200ワ
ットのパワーレベルのときに生じる。なお平均入力電流
Ｉｉｎは１０アンペアに等しい。これらのＩＧＢＴとし
ては、単一のインターナショナルレクティファイヤ社Ｉ
ＲＧＢＣ３０ＵＩＧＢＴが適当である。動作において、
ＡＣ電源電圧の全変動範囲においてしかも無負荷から全
負荷に亘って変化するコンバータの動作周波数範囲は約
１５ＫＨｚ乃至 500ＫＨｚである。実効値８５ＶＡＣ以
上の入力電源電圧を用い負荷 600ワットについての変換
効率は９４％以上である。
ＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストスイッチングパワーコンバ
ータの一例が示されている。この図示した回路は通常の
ＡＣ商用ライン（４７乃至６３Ｈｚ）による実効値８５
ボルト及び 264ボルトの間の電圧Ｖａｃの入力電源 201
によって、出力電圧 400ボルトで負荷に対して 600ワッ
ト以上を供給するように設計されている。図示しないが
後述するコントローラは、入力の力率調整及び出力の電
圧調整をなすに相応しい周波数にて零電流のタイミング
毎にスイッチをオンオフせしめる。このような応用例に
おいては、コンバータから供給されるピーク電力はほぼ
1,200ワット（ＡＣラインのピーク時であって全負荷の
時）である。また、このコンバータは短サイクルモード
にて動作せしめられる。図示したコンバータ 200は図１
７（Ｅ）に示した双極性ブーストセル及び図１２に示し
た双極性スイッチ回路８８を図１６に示したコンバータ
100に組込んだものに対応する。ＡＣ入力電源 201に直
列なインダクタ 202,204からなるトータルの入力インダ
クタンスＬ１＝ 200マイクロヘンリーである。インダク
タ 206,208からなるトータルのインダクタンスＬは１０
マイクロヘンリーである。キャパシタ 210の値Ｃは 6,8
00ピコファラッドである。ダイオード 212ないし 218は
400ボルト以上の定格降伏電圧を有する高電圧超高速整
流器であり、平均のコンバータ出力電流を運ぶものであ
り、例えばモトローラ社パーツＭＵＲ450が用いられ
る。同様な素子が双極性スイッチ８８のダイオード 22
0,222のために用いられる。ＩＧＢＴ 224,226は 400ボ
ルト以上の定格降伏電圧を有する超高速素子であってＩ
ｐ＋Ｉｉｎｍａｘ（図３（Ｃ））より大なるパルス電流
定格を有する。ここでＩｐ＝Ｖｏ／「ｓｑｒｔ（Ｌ／
Ｃ）」＝10.4アンペアであり、Ｉｉｎｍａｘは平均コン
バータ入力電流Ｉｉｎの最大値である。この最大値はピ
ーク値120ボルトの実効値８５ボルトラインで 1,200ワ
ットのパワーレベルのときに生じる。なお平均入力電流
Ｉｉｎは１０アンペアに等しい。これらのＩＧＢＴとし
ては、単一のインターナショナルレクティファイヤ社Ｉ
ＲＧＢＣ３０ＵＩＧＢＴが適当である。動作において、
ＡＣ電源電圧の全変動範囲においてしかも無負荷から全
負荷に亘って変化するコンバータの動作周波数範囲は約
１５ＫＨｚ乃至 500ＫＨｚである。実効値８５ＶＡＣ以
上の入力電源電圧を用い負荷 600ワットについての変換
効率は９４％以上である。
【００４５】出力電圧Ｖｏの制御に関し、また力率調整
コンバータにおいては入力電流Ｉｉｎの波形の制御に関
し、図１１，１６，２０，２１及び２２のコンバータの
いずれかにおいて用い得るコントローラ 299のブロック
ダイヤグラムが図２３に示されている。この図において
コントローラ 299は、エラーアンプ 300、電圧‐周波数
コンバータ 302、ＺＣＳコントローラ（例えばヴィンチ
アレッリによる“Boost Switching Power Conversion”
と題する米国特許第5,321,348号に示されたようなタイ
プのコントローラ）、オンオフパルスゼネレータ 306及
びアイソレーションフローティングゲートドライバ 308
（例えば、ヴィンチアレッリによる“High Efficiency
Floating Gate Driver Circuit Using Leakage Inducta
nce Transformer”と題する米国特許出願第 07/805,474
号に記載されたタイプのドライバからなる。フローティ
ングゲートドライバ 308の出力はコンバータに用いられ
るスイッチの制御入力端に接続される。そして、図１０
に示すようにこのドライバの出力はゲートドライブ電圧
Ｖｇを生成することができる。エラーアンプ 300はコン
バータ出力電圧の実際の値Ｖｏを示す入力 310を受け入
れてこれとコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔの所望の設定値
を示す基準電圧 312，Ｖｒｅｆと比較する。また、エラ
ーアンプは追加的な入力 314,316に応じて動作して、入
力電圧Ｖａｃの波形に入力電流Ｉｉｎを追従せしめるよ
うに制御する力率調整回路を含むこともある。いずれに
しても、エラーアンプの出力電圧ＶｅはＶｏが所望の設
定値以下に減少すると増大し、Ｖｏが設定値を越えて増
加すると減少するように変化する。同様に、力率調整コ
ントローラの場合電圧Ｖｅは波形ＩｉｎのＶａｃの波形
からの偏倚を示す。このエラー電圧Ｖｅは電圧‐周波数
コンバータ 302に供給され、このコンバータ 302はコン
バータの動作周波数を設定する周波数を有するパルス信
号 320を生成する。すなわちエラー電圧Ｖｅの増大によ
って周波数が増大しＶｅの減少によって周波数も減少す
る。電圧周波数コンバータによって生成された各パルス
はＺＣＳコントローラ 304からのコントローラパルス 3
22を起動し、このコントローラパルス 322はオンオフパ
ルスゼネレータ 306からのターンオンパルスの 325を起
動する。ターンオンパルスの 325はフローティングゲー
トドライバのアイシレーションされた出力 330がハイ
（高電圧）となるようにし、これによってコンバータ内
のスイッチがターンオンする。また、スイッチ電流 32
9、Ｉｓｗが零になったとき、ＺＣＳコントローラはコ
ントローラパルス 322を終了せしめ、これによって、オ
ンオフパルスゼネレータからのターンオフパルス 327が
起動する。ターンオフパルス 327はフローティングゲー
トドライバの出力をロー（低電圧）とし、これによって
コンバータ内のスイッチをオフとする。
コンバータにおいては入力電流Ｉｉｎの波形の制御に関
し、図１１，１６，２０，２１及び２２のコンバータの
いずれかにおいて用い得るコントローラ 299のブロック
ダイヤグラムが図２３に示されている。この図において
コントローラ 299は、エラーアンプ 300、電圧‐周波数
コンバータ 302、ＺＣＳコントローラ（例えばヴィンチ
アレッリによる“Boost Switching Power Conversion”
と題する米国特許第5,321,348号に示されたようなタイ
プのコントローラ）、オンオフパルスゼネレータ 306及
びアイソレーションフローティングゲートドライバ 308
（例えば、ヴィンチアレッリによる“High Efficiency
Floating Gate Driver Circuit Using Leakage Inducta
nce Transformer”と題する米国特許出願第 07/805,474
号に記載されたタイプのドライバからなる。フローティ
ングゲートドライバ 308の出力はコンバータに用いられ
るスイッチの制御入力端に接続される。そして、図１０
に示すようにこのドライバの出力はゲートドライブ電圧
Ｖｇを生成することができる。エラーアンプ 300はコン
バータ出力電圧の実際の値Ｖｏを示す入力 310を受け入
れてこれとコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔの所望の設定値
を示す基準電圧 312，Ｖｒｅｆと比較する。また、エラ
ーアンプは追加的な入力 314,316に応じて動作して、入
力電圧Ｖａｃの波形に入力電流Ｉｉｎを追従せしめるよ
うに制御する力率調整回路を含むこともある。いずれに
しても、エラーアンプの出力電圧ＶｅはＶｏが所望の設
定値以下に減少すると増大し、Ｖｏが設定値を越えて増
加すると減少するように変化する。同様に、力率調整コ
ントローラの場合電圧Ｖｅは波形ＩｉｎのＶａｃの波形
からの偏倚を示す。このエラー電圧Ｖｅは電圧‐周波数
コンバータ 302に供給され、このコンバータ 302はコン
バータの動作周波数を設定する周波数を有するパルス信
号 320を生成する。すなわちエラー電圧Ｖｅの増大によ
って周波数が増大しＶｅの減少によって周波数も減少す
る。電圧周波数コンバータによって生成された各パルス
はＺＣＳコントローラ 304からのコントローラパルス 3
22を起動し、このコントローラパルス 322はオンオフパ
ルスゼネレータ 306からのターンオンパルスの 325を起
動する。ターンオンパルスの 325はフローティングゲー
トドライバのアイシレーションされた出力 330がハイ
（高電圧）となるようにし、これによってコンバータ内
のスイッチがターンオンする。また、スイッチ電流 32
9、Ｉｓｗが零になったとき、ＺＣＳコントローラはコ
ントローラパルス 322を終了せしめ、これによって、オ
ンオフパルスゼネレータからのターンオフパルス 327が
起動する。ターンオフパルス 327はフローティングゲー
トドライバの出力をロー（低電圧）とし、これによって
コンバータ内のスイッチをオフとする。
【００４６】図２４において、本発明によるＰＷＭ実施
例のためのコントローラ 350が示されている。すなわ
ち、この実施例は図１７（Ａ）及び図１７（Ｄ）に示さ
れたタイプの双極性ブーストセル８１を組み入れた図１
６のコンバータである。この図において、オンオフパル
スゼネレータ 306及びフローティングゲートドライバは
図２３において示したものと同じである。デューティ比
コントローラ 321は、実際のコンバータ出力電圧Ｖｏを
示す入力 310を受け入れて、これとコンバータ出力電圧
の所望の設定値Ｖｏｕｔを示す基準電圧 312，Ｖｒｅｆ
とを比較してオンオフパルスゼネレータの入力にパルス
列 323を供給する。デューティ比コントローラ 321はパ
ルス列 323のデューティ比（すなわち、コンバータ動作
サイクルにおいてスイッチがターンオンしている時間の
割合）を調整して、所望の設定値に出力電圧を維持して
いる手段として作用する。また、デューティ比コントロ
ーラは、追加の入力 314,316によって示されているよう
に、コンバータ入力電圧Ｖａｃの波形にコンバータ入力
電圧Ｉｉｎの波形を追従せしめるように制御する力率調
整回路を含むこともある。かかるコントローラの種々の
ものが既に知られており、例えば、完全なモノリシック
力率調整コントローラ集積回路１４として米国ニューハ
ンプシャー州メリマックのユニトロードインテグレーテ
ィッドサーキット社のパーツ No.ＵＣ1854として販売さ
れている。他の変形例は請求の範囲の記載の範囲内にあ
る。例えば、混入したノイズが入力電源に戻るような程
度に減少させるフィルター素子を双極性電源及びＡＣ−
ＤＣブーストコンバータの間に配置することができる。
例のためのコントローラ 350が示されている。すなわ
ち、この実施例は図１７（Ａ）及び図１７（Ｄ）に示さ
れたタイプの双極性ブーストセル８１を組み入れた図１
６のコンバータである。この図において、オンオフパル
スゼネレータ 306及びフローティングゲートドライバは
図２３において示したものと同じである。デューティ比
コントローラ 321は、実際のコンバータ出力電圧Ｖｏを
示す入力 310を受け入れて、これとコンバータ出力電圧
の所望の設定値Ｖｏｕｔを示す基準電圧 312，Ｖｒｅｆ
とを比較してオンオフパルスゼネレータの入力にパルス
列 323を供給する。デューティ比コントローラ 321はパ
ルス列 323のデューティ比（すなわち、コンバータ動作
サイクルにおいてスイッチがターンオンしている時間の
割合）を調整して、所望の設定値に出力電圧を維持して
いる手段として作用する。また、デューティ比コントロ
ーラは、追加の入力 314,316によって示されているよう
に、コンバータ入力電圧Ｖａｃの波形にコンバータ入力
電圧Ｉｉｎの波形を追従せしめるように制御する力率調
整回路を含むこともある。かかるコントローラの種々の
ものが既に知られており、例えば、完全なモノリシック
力率調整コントローラ集積回路１４として米国ニューハ
ンプシャー州メリマックのユニトロードインテグレーテ
ィッドサーキット社のパーツ No.ＵＣ1854として販売さ
れている。他の変形例は請求の範囲の記載の範囲内にあ
る。例えば、混入したノイズが入力電源に戻るような程
度に減少させるフィルター素子を双極性電源及びＡＣ−
ＤＣブーストコンバータの間に配置することができる。
【図１】 （Ａ）ＡＣ−ＤＣブースト電力コンバータを
構成する従来技術の回路構成を示す図。（Ｂ）ブリッジ
構成スイッチを用いた従来例の整流回路を示す回路図。
構成する従来技術の回路構成を示す図。（Ｂ）ブリッジ
構成スイッチを用いた従来例の整流回路を示す回路図。
【図２】 （Ａ）ないし（Ｄ）従来例のＤＣ−ＤＣブー
ストスイッチングパワーコンバータを示す回路図。
ストスイッチングパワーコンバータを示す回路図。
【図３】 （Ａ）ないし（Ｄ）図２（Ｃ）のコンバータ
が短サイクルモードで動作するときの波形を示す図。
が短サイクルモードで動作するときの波形を示す図。
【図４】 （Ａ）ないし（Ｄ）図２（Ｃ）のコンバータ
が長サイクルモードで動作するときの波形を示す図。
が長サイクルモードで動作するときの波形を示す図。
【図５】 （Ａ）及び（Ｂ）ＺＣＳ ＤＣ−ＤＣブース
トスイッチングパワーコンバータに用いられるスイッチ
の例を示す図。
トスイッチングパワーコンバータに用いられるスイッチ
の例を示す図。
【図６】種々のブーストコンバータ回路構成における半
導体ロスを比較する図。
導体ロスを比較する図。
【図７】 図６（Ｅ）に示すコンバータの一部を示す
図。
図。
【図８】 （Ａ）２つのＡＣ−ＤＣブーストパワーコン
バータからなる同期したアレイを示す図。（Ｂ）図８
（Ａ）のアレイに流れる帰還電流の詳細を示す図。
バータからなる同期したアレイを示す図。（Ｂ）図８
（Ａ）のアレイに流れる帰還電流の詳細を示す図。
【図９】 ブーストコンバータの電力分担アレイを構成
する従来の方法を示す図。
する従来の方法を示す図。
【図10】 （Ａ）及び（Ｂ）従来のＺＣＳ ＡＣ−ＤＣ
ブーストスイッチングパワーコンバータを示す図。
ブーストスイッチングパワーコンバータを示す図。
【図11】 本発明によるＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストス
イッチングパワーコンバータを示す図。
イッチングパワーコンバータを示す図。
【図12】 双極性スイッチの実施例を示す図。
【図13】 短サイクルモードにて動作する図１０（Ａ）
及び図１１のコンバータにおけるロスを比較する図。
及び図１１のコンバータにおけるロスを比較する図。
【図14】 長サイクルモードにて動作する図１０（Ｂ）
及び図１１のコンバータにおけるロスを比較する図。
及び図１１のコンバータにおけるロスを比較する図。
【図15】 （Ａ）及び（Ｂ）長サイクルモードにて動作
するＺＣＳブーストスイッチングパワーコンバータにお
ける異なる負荷におけるスイッチ電流を示す図。
するＺＣＳブーストスイッチングパワーコンバータにお
ける異なる負荷におけるスイッチ電流を示す図。
【図16】 本発明によるＡＣ−ＤＣブーストスイッチン
グパワーコンバータに用いられる一般化した回路構成を
示す図。
グパワーコンバータに用いられる一般化した回路構成を
示す図。
【図17】 （Ａ）ないし（Ｇ）図１６のコンバータに用
いられる双極性ブーストセルの変形例を示す図。
いられる双極性ブーストセルの変形例を示す図。
【図18】 （Ａ）ないし（Ｃ）ＡＣ−ＤＣブーストコン
バータの機能的回路構成を示す図。
バータの機能的回路構成を示す図。
【図19】 （Ａ）ないし（Ｃ）ＡＣ−ＤＣブーストコン
バータのアレイの機能的回路構成を示す図。
バータのアレイの機能的回路構成を示す図。
【図20】 本発明による別のタイプのＺＣＳ ＡＣ−Ｄ
Ｃブーストスイッチングパワーコンバータの実施例を示
す図。
Ｃブーストスイッチングパワーコンバータの実施例を示
す図。
【図21】 本発明による別のタイプのＺＣＳ ＡＣ−Ｄ
Ｃブーストスイッチングパワーコンバータの実施例を示
す図。
Ｃブーストスイッチングパワーコンバータの実施例を示
す図。
【図22】 本発明によるＺＣＳ ＡＣ−ＤＣブーストス
イッチングパワーコンバータの一例を示す図。
イッチングパワーコンバータの一例を示す図。
【図23】 ＡＣ−ＤＣブーストコンバータに用いられる
コントローラを示す図。
コントローラを示す図。
【図24】 ＡＣ−ＤＣブーストコンバータに用いられる
コントローラを示す図。
コントローラを示す図。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−176544（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−322167（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−143266（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−247720（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−7946（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−115774（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/45 H02M 3/00 H02M 5/00 H02M 7/06
Claims (54)
- 【請求項１】 両極性の入力電圧電源から単極性負荷電
圧にて負荷に電力を運ぶＡＣ−ＤＣブーストスイッチン
グパワーコンバータであって、 前記入力電源から双極性の入力電流Ｉｉｎを受ける入力
誘導性素子と、 （ａ）オフ状態のときいずれの極性の電圧も阻止し、
（ｂ）オン状態のときいずれの極性の電流も運び、
（ｃ）電流を運んでいる間にターンオフせしめられ、前
記入力電源に両極性のシャント電流Ｉｓを帰還せしめる
シャント電流路を形成する双極性スイッチと、 前記入力誘導性素子と前記負荷との間に設けられて前記
負荷に単極性出力電流Ｉｏを供給する導通路と、 （ｄ）前記双極性スイッチに流れる電流がほぼゼロのと
き、 （ｅ）前記双極性スイッチに印加される電圧がほぼゼロ
のとき、及び （ｆ）前記双極性スイッチに印加される電圧及び前記双
極性スイッチを流れる電流がほぼゼロのとき、のいずれ
か少なくとも１の条件の下で前記双極性スイッチのスイ
ッチングを可能にする回路素子と、 コンバータ動作サイクルの各々において前記双極性スイ
ッチをオンオフせしめるコントローラと、を有すること
を特徴とするコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１記載のコンバータであって、前
記回路素子は前記双極性スイッチの零電流におけるター
ンオンを可能にし、前記双極性スイッチを流れる電流が
ほぼ零に復帰するようになすことを特徴とするコンバー
タ。 - 【請求項３】 請求項２記載のコンバータであって、前
記回路素子は値Ｌの第２誘導性素子と、値Ｃのキャパシ
タとからなり、前記動作サイクルの各々において前記双
極性スイッチを流れる電流変化における特性時定数Ｔ＝
π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）を定めることを特徴とするコン
バータ。 - 【請求項４】 請求項２記載のコンバータであって、前
記コントローラはほぼ零電流のときに前記双極性スイッ
チをターンオン又はターンオフさせることを特徴とする
コンバータ。 - 【請求項５】 請求項１記載のコンバータであって、前
記コントローラは、前記動作サイクルの各々における前
記双極性スイッチがターンオンしている割合を制御する
ことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項６】 請求項１記載のコンバータであって、前
記入力誘導性素子及び前記双極性スイッチは、前記入力
電源に接続する一対の入力端子及び前記導通路を介して
前記負荷に電流を供給するための一対の出力端子を有す
る双極性ブーストセルに含まれていることを特徴とする
コンバータ。 - 【請求項７】 請求項６記載のコンバータであって、前
記双極性ブーストセルは、ＺＣＳ双極性ブーストセルか
らなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項８】 請求項６記載のコンバータであって、前
記双極性ブーストセルは、ＺＶＳブーストセルからなる
ことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項９】 請求項６記載のコンバータであって、前
記双極性ブーストセルは、前記双極性スイッチに直列な
第１のインダクタンスを含み、前記一対の入力端子の間
に接続される直列回路からなり、前記双極性スイッチは
前記一対の出力端子の間に接続されていることを特徴と
するコンバータ。 - 【請求項１０】 請求項６記載のコンバータであって、
前記双極性ブーストセルは、 前記双極性スイッチに直列な第１のインダクタンスを含
み、前記一対の入力端子の間に接続される第１の直列回
路と、 第２インダクタンス及びキャパシタからなり、前記双極
性スイッチの両端に接続された第２直列回路と、からな
り、前記キャパシタの両端が前記一対の出力端子に接続
されていることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１１】 請求項６記載のコンバータであって、
前記双極性ブーストセルは、 前記一対の出力端子の間に接続されたキャパシタに直列
な第１のインダクタンスを含んで、前記一対の入力端子
の間に接続した第１の直列回路と、 前記双極性スイッチに直列な第２のインダクタンスから
なって、前記キャパシタの両端に接続した第２直列回路
と、からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１２】 請求項９，１０又は１１記載のコンバ
ータであって、前記第１のインダクタンスは２以上のイ
ンダクタからなり、前記インダクタ少なくとも１つは前
記一対の入力端子の異なる１つに接続されていることを
特徴とするコンバータ。 - 【請求項１３】 請求項１０又は１１記載のコンバータ
であって、前記第２のインダクタンスは前記キャパシタ
の異なる端子に各々接続された複数のインダクタからな
ることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１４】 請求項１０又は１１記載のコンバータ
であって、 前記双極性ブーストセルはＺＣＳ双極性ブーストセルか
らなり、 前記第２インダクタンスの値Ｌ及び前記キャパシタの値
Ｃは各動作サイクルにおける前記双極性スイッチを流れ
る電流の変化における特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ
＊Ｃ）を定めることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１５】 請求項１又は６記載のコンバータであ
って、前記導通路は複数の単方向導通素子を含むことを
特徴とするコンバータ。 - 【請求項１６】 請求項１５記載のコンバータであっ
て、前記入力電流Ｉｉｎは前記いずれの単方向導通素子
をも流れず前記出力電流Ｉｏは前記単方向導通素子のわ
ずかに２つを流れることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１７】 請求項１６記載のコンバータであっ
て、前記単方向導通素子は、いずれかの極性の電気的入
力を受け入れる入力端及び前記負荷に単極性出力を供給
する出力端を有する全波整流器からなることを特徴とす
るコンバータ。 - 【請求項１８】 請求項１記載のコンバータであって、
前記入力電圧源は時間的に変化する双極性電圧を供給す
るＡＣ電源からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１９】 請求項１記載のコンバータであって、
さらに、双極性ブーストセルを有し、前記双極性ブース
トセルは前記双極性スイッチ及び前記入力電源に直列に
接続した入力インダクタンスと、 前記双極性スイッチの両端に接続されて容量Ｃのキャパ
シタに直列接続されてインダクタンスＬを有する第２の
インダクタからなる直列回路と、からなり、前記第２の
インダクタのインダクタンスと前記キャパシタの容量が
各動作サイクルにおける前記双極性ブーストセル内の電
流及び電圧の正弦波的変化に関する特性時定数Ｔ＝π＊
ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）を定め、前記導通路は、第１、第
２、第３及び第４の単方向導通素子からなり、前記第１
及び第２単方向導通素子の各々は前記負荷の第１の端子
に接続された第１端子を有し、前記負荷に向う方向に電
流を運ぶような極性とされ、前記第１単方向素子の他端
は前記キャパシタの第１端子に接続され、前記第２単方
向導通素子の他端は、前記キャパシタの他の端子に接続
され、 前記第３及び第４の単方向導通素子の各々は前記負荷の
他端に接続された第１の端子を有し、各々は前記負荷か
ら離れる方向に電流を運ぶように極性が向けられ、前記
第３の単方向導通素子の他端は前記キャパシタの第１の
端子に接続され、前記第４の単方向導通素子は前記キャ
パシタの他方の端子に接続され、 前記コントローラは、前記双極性スイッチのオンオフが
コンバータの動作サイクルにおける零電流タイミングに
おいて生ずるように制御することを特徴とするコンバー
タ。 - 【請求項２０】 請求項１９記載のコンバータであっ
て、前記入力インダクタンスは前記スイッチの各端子及
び前記入力電源の各端子の間に各々接続された複数のイ
ンダクタからなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項２１】 請求項１９記載のコンバータであっ
て、前記第２のインダクタンスは前記キャパシタの異な
る端子に各々接続した複数のインダクタからなることを
特徴とするコンバータ。 - 【請求項２２】 両極性の入力電源電圧から単極性の負
荷電圧にて負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣブーストス
イッチングパワーコンバータであって、 前記入力電源に直列接続した入力インダクタンスを含む
入力回路と、 ２つのブーストセルと、からなり、前記ブーストセルの
各々は、 スイッチと、 値Ｌを有して前記第１スイッチの第１の端子に接続した
第１の端子を有する第２のインダクタンスと、 値Ｃを有して前記第２のインダクタンスの第２の端子と
前記スイッチの第２の端子との間に接続したキャパシタ
と、 前記第２のインダクタンスの前記第２の端子に接続した
第１の端子を有するダイオードと、 前記コンバータ動作サイクルにおける零電流タイミング
において前記スイッチのオンオフを生ずるように制御す
るコントローラと、からなり、 前記２つのブーストセルの前記ダイオードの双方の第２
の端子が前記負荷の一方の端子に接続され、前記２つの
ブーストセルの前記スイッチの第２の端子が前記負荷の
他方の端子に接続され、 前記第２インダクタンス及び前記キャパシタンスが前記
動作サイクルの間に前記双極性ブーストセルの各々にお
いて生ずる電流及び電圧の正弦波的変化についての特性
時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）を定めることを特徴
とするコンバータ。 - 【請求項２３】 請求項２２記載のコンバータであっ
て、前記入力回路は、前記第２のインダクタンスの前記
第１の端子の間に接続されていることを特徴とするコン
バータ。 - 【請求項２４】 請求項２２記載のコンバータであっ
て、前記入力回路が、前記第２のインダクタンスの前記
第２の端子の間に接続されていることを特徴とするコン
バータ。 - 【請求項２５】 請求項２２記載のコンバータであっ
て、前記スイッチの各々は、 ターンオフの状態において前記スイッチの極性を定める
単極性電圧に耐えることができ、ターンオンの状態にお
いて前記正及び負極性の間に単極性電流を運ぶことがで
きる単極性スイッチング素子と、 前記単極性スイッチング素子に並列接続して、前記単極
性スイッチング素子の極性とは反対の方向に電流を流す
ことができるような極性に向けられた第１単方向導通素
子と、からなることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項２６】 請求項３，７，１０，１１，又は１９
記載のコンバータであって、前記コントローラは、前記
スイッチがターンオンしたのちに前記スイッチを流れる
電流が零に復帰する最初のタイミングにおいて前記スイ
ッチをターンオフせしめるようになされていることを特
徴とするコンバータ。 - 【請求項２７】 請求項３，７，１０，１１，１９又は
２２記載のコンバータであって、前記コントローラは前
記スイッチがターンオンしてから前記スイッチを流れる
電流が零に復帰する２番目のタイミングにおいて前記ス
イッチをターンオフするようになされていることを特徴
とするコンバータ。 - 【請求項２８】 請求項３，７，１０，１１，１９又は
２２記載のコンバータであって、前記コントローラは前
記単極性負荷電圧を所定の設定値に維持することを特徴
とするコンバータ。 - 【請求項２９】 請求項３，７，１０，１１，１９又は
２２記載のコンバータであって、前記コントローラは、
前記双極性入力電流の波形を前記入力電圧源の波形に追
従するように制御することを特徴とするコンバータ。 - 【請求項３０】 請求項１記載のコンバータであって、
前記双極性スイッチは、一対の単極性スイッチング素子
と、一対の単方向導通素子と、からなり、前記単極性ス
イッチング素子の各々はターンオフの状態において単極
性電圧に耐えることができ、前記単極性電圧の極性は前
記スイッチの各々の正及び負極性を定め、前記スイッチ
はターンオン状態において前記正及び負極の間に単方向
電流を運ぶことができ、前記スイッチは互いに反対の極
性になるように直列に接続されており、 前記単方向導通素子の一方は前記単極性スイッチの一方
と並列に接続され、前記単方向導通素子はそれに接続さ
れた単極性スイッチの極性とは反対の向きに電流を流す
ように極性が向けられていることを特徴とするコンバー
タ。 - 【請求項３１】 請求項３０記載の双極性スイッチであ
って、前記単極性スイッチング素子は、絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタからなることを特徴とする双極性ス
イッチ。 - 【請求項３２】 両極性の入力電圧源から単極性負荷電
圧にて負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣブーストスイッ
チパワーコンバータに用いられる双極性ブーストセルで
あって、 前記入力電源に接続される２つの入力端子と、 前記入力電源からいずれかの極性の入力電流Ｉｉｎを受
け入れる入力誘導性素子と、（ａ）オフ状態においては
いずれの極性の電圧も阻止することができ、（ｂ）オン
状態においてはいずれの極性の電流をも運ぶことがで
き、（ｃ）電流を運んでいる間においてターンオフする
ことができ、前記入力電源にいずれかの極性のシャント
電流Ｉｓを還流せしめるシャント電流路を形成する双極
性スイッチと、 単方向導素子を介して前記負荷に出力電流Ｉｏを供給す
る２つの出力端子と、 （ｄ）前記双極性スイッチを流れる電流がほぼゼロのと
き、 （ｅ）前記双極性スイッチに印加される電圧がほぼゼロ
のとき、及び （ｆ）前記双極性スイッチに印加される電圧及び前記双
極性スイッチを流れる電流がほぼゼロのとき、のいずれ
か少なくとも１の条件の下で前記双極性スイッチのスイ
ッチングを可能にする回路素子と、からなることを特徴
とする双極性ブーストセル。 - 【請求項３３】 請求項３２記載のブーストセルであっ
て、前記双極性ブーストセルはＺＣＳ双極性ブーストセ
ルからなることを特徴とするブーストセル。 - 【請求項３４】 請求項３２記載のブーストセルであっ
て、前記双極性ブーストセルはＺＶＳブーストセルから
なることを特徴とするブーストセル。 - 【請求項３５】 請求項３２記載のブーストセルであっ
て、さらに、前記双極性スイッチに直列な第１のインダ
クタンスを含み、前記一対の入力端子の間に接続した直
列回路を含み、前記双極性スイッチの両端は前記一対の
出力端子に接続していることを特徴とするブーストセ
ル。 - 【請求項３６】 請求項３２記載のブーストセルであっ
て、さらに、前記双極性スイッチに直列な第１のインダ
クタンスからなる第１の直列回路と、 第２のインダクタンス及びキャパシタからなる第２の直
列回路とを有し、 前記第１の直列回路は前記一対の入力端子の間に接続
し、前記第２の直列回路は前記双極性スイッチ両端に接
続し、前記キャパシタの両端は前記一対の出力端子に接
続していることを特徴とするブーストセル。 - 【請求項３７】 請求項３２記載のブーストセルであっ
て、さらに、 キャパシタに直列な第１のインダクタンスからなる第１
の直列回路と、 前記双極性スイッチに直列な第２のインダクタンスから
なる第２の直列回路と、を含み、 前記第１の直列回路は前記一対の入力端子の間に接続
し、前記キャパシタの両端は前記一対の出力端子に接続
し、前記第２の直列回路は前記キャパシタの両端に接続
していることを特徴とするブーストセル。 - 【請求項３８】 両極性の入力電圧源から単極性負荷電
圧にて負荷に電力を供給する電力コンバータモジュール
のアレイであって、 前記モジュールの各々は、 前記入力電圧源からいずれかの極性の入力電流Ｉｉｎを
受け入れる入力誘導性素子と、 前記入力誘導性素子と前記負荷との間に設けられて前記
負荷に単極性出力電流Ｉｏを供給する導通路と、 オフ状態においていずれかの極性の電圧を阻止し、オン
状態においていずれかの極性の電流を運ぶことができる
双極性スイッチと、 コンバータ動作サイクルの間において前記スイッチをオ
ンオフ制御するコントローラと、 負荷に供給されるトータルの電力の所定の割合を供給す
るように前記モジュールの各々を制御する手段と、から
なり、 前記双極性スイッチは前記入力電圧源に両極性のシャン
ト電流を還流させるシャント電流路を形成し、前記双極
性スイッチがオフ状態のとき２つの導通路が前記入力端
子及び前記出力端子の間に存在することを特徴とするア
レイ。 - 【請求項３９】 請求項３８記載のアレイであって、前
記モジュールの各々は、前記導通路の双方の中に含まれ
る誘導性素子を有することを特徴とするアレイ。 - 【請求項４０】 請求項３８記載のアレイであって、前
記モジュールのいくつかにおける前記誘導性素子は前記
入力誘導性素子の一部を含んでいるいることを特徴とす
るアレイ。 - 【請求項４１】 請求項３８記載のアレイであって、前
記モジュールの各々は、さらに、前記スイッチを零電流
においてターンオンし、これに続く前記スイッチ内の電
流が零に復帰するようになす複数の回路素子を含むこと
を特徴とするアレイ。 - 【請求項４２】 請求項４１記載のアレイであって、前
記複数の回路素子は値Ｌの第２誘導性素子と、値Ｃのキ
ャパシタと、からなり、前記複数の回路素子は前記動作
サイクルにおける前記スイッチ内を流れる電流の変化に
ついての特性時定数Ｔ＝π＊ｓｑｒｔ（Ｌ＊Ｃ）を定め
ることを特徴とするアレイ。 - 【請求項４３】 請求項４１記載のアレイであって、前
記コントローラは、前記双極性スイッチを零電流のタイ
ミングにおいてオンオフせしめることを特徴とするアレ
イ。 - 【請求項４４】 請求項４２記載のアレイであって、前
記誘導性素子は前記第２の誘導性素子の部分を含むこと
を特徴とするアレイ。 - 【請求項４５】 請求項４１記載のアレイであって、前
記制御手段は、前記コンバータの動作周波数を同期せし
めることを特徴とするアレイ。 - 【請求項４６】 請求項３８記載のアレイであって、前
記コントローラは、前記スイッチがターンオンしたのち
に前記スイッチ内の電流が零に復帰した最初のタイミン
グにおいて前記双極性スイッチをターンオフするように
なされていることを特徴とするアレイ。 - 【請求項４７】 請求項３８記載のアレイであって、前
記コントローラは、前記動作サイクルの各々における前
記スイッチのオン状態となる割合を制御するようになさ
れていることを特徴とするアレイ。 - 【請求項４８】 請求項３８記載のアレイであって、前
記導通路は単方向導通素子を含むことを特徴とするアレ
イ。 - 【請求項４９】 請求項４８記載のアレイであって、前
記単方向導電素子のいずれの中も前記入力電流Ｉｉｎが
流れず、前記出力電流Ｉｏは前記単方向導電素子のわず
かに２つを流れることを特徴とするアレイ。 - 【請求項５０】 請求項４８記載のアレイであって、前
記単方向導電装置はいずれかの極性の電気的入力を受け
入れる入力端と前記負荷に単極性の出力を供給する出力
端とを有する全波整流器からなることを特徴とするアレ
イ。 - 【請求項５１】 請求項３８記載のアレイであって、前
記入力電圧源は時間的に変化する双極性電圧を供給する
ＡＣ電源であることを特徴とするアレイ。 - 【請求項５２】 コンバータアレイにおけるモジュール
として用いられる請求項６記載のコンバータであって、
前記入力端子及び前記出力端子の間に前記双極性スイッ
チがオフ状態のときに存在する２つの導通路の中に含ま
れる誘導性素子をさらに有することを特徴とするコンバ
ータ。 - 【請求項５３】 両極性の入力電圧源から単極性負荷電
圧にて負荷に電力を供給するＡＣ−ＤＣブーストスイッ
チングパワーコンバータであって、前記両極性電圧源か
ら両極性入力電流であって、その絶対値の平均値がＩｉ
ｎである両極性入力電流を受け入れる入力誘導性素子
と、 絶対値の平均値がＩｓである双極性シャント電流として
Ｉｉｎの一部を前記電圧源に還流するシャント電流路を
形成するスイッチと、 平均値Ｉｏ＝Ｉｉｎ−Ｉｓの単極性出力電流を前記負荷
に供給するように接続された単方向導通素子と、 （ｄ）前記双極性スイッチを流れる電流がほぼゼロのと
き、 （ｅ）前記双極性スイッチに印加される電圧がほぼゼロ
のとき、及び （ｆ）前記双極性スイッチに印加される電圧及び前記双
極性スイッチを流れる電流がほぼゼロのとき、のいずれ
か少なくとも１の条件の下で前記双極性スイッチのスイ
ッチングを可能にする回路素子と、 前記スイッチをコンバータ動作サイクルの各々の間にお
いてオンオフせしめるコントローラとからなり、前記入
力電流Ｉｉｎが前記単方向導通素子のいずれをも流れ
ず、前記出力電流Ｉｏｕｔが前記単方向導通素子のわず
かに２つを流れるように前記スイッチ及び前記単方向導
通素子が接続されていることを特徴とするコンバータ。 - 【請求項５４】 負荷によって用いられる入力電源から
の電力を変換しそのエネルギ伝達サイクルの周波数に対
応する周波数の外部パルス列を含むスイッチングコンバ
ータアレイに用いるＡＣ−ＤＣブーストスイッチングパ
ワーモジュールであって、 前記電源から両極性の入力電源Ｉｉｎを受ける入力誘導
性素子と、 （ａ）オフ状態のとき両極性の電圧も阻止し、（ｂ）オ
ン状態のときいずれの極性の電流も運び、（ｃ）電流を
運んでいる間にターンオフせしめられ、前記入力電源に
双極性のシャント電流Ｉｓを帰還せしめるシャント電流
路を形成する双極性スイッチと、 前記負荷に単極制出力電流Ｉｏを供給する導通路と、 前記パルストレインに応答して前記双極性スイッチをタ
ーンオンすることによって前記ブースタモジュールにお
ける前記エネルギ伝達サイクルの開始をトリガし、かつ
前記双極性スイッチをターンオフすることによって前記
エネルギ伝達サイクルを終了せしめて、前記ＡＣ−ＡＤ
ブーストスイッチングパワーモジュールが前記アレイと
協働しつつ負荷に引き込まれる電流の所定割合を提供す
るようになすコントローラと、を含み、 前記入力誘導性素子及び前記双極性スイッチは、前記入
力電源からの入力電流を受け入れる為の一対の入力端子
及び前記負荷へ前記導通路を介して電流を供給するため
の一対の出力端子を有する双極性ブーストセルに含まれ
ており、 前記誘導性素子は、前記双極性スイッチが開放状態にあ
るとき、前記入力端子及び前記出力端子の間に存在する
２つの導電通路内に含まれていることを特徴とするＡＣ
−ＤＣブーストスイッチングパワーモジュール。
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