TWI474602B - Switching method of bidirectional converter - Google Patents

Description

雙向轉換器之開關切換方法

本發明是有關於一種切換方法，特別是指一種雙向轉換器之開關切換方法。

參閱圖1，為一種習知四開關標準式的雙向轉換器，包括一電感L 、一第一開關T _{A +} 、一第二開關T _{A -} 、一第三開關T _{B +} 、一第四開關T _{B -} ，及一電容C，參數v _S 為該電感L 的第一端與該第三開關T _{B +} 的下端間的跨壓，參數V _dc 為該電容C的跨壓，該雙向轉換器可以根據不同的使用需求而運作為交流-直流轉換器(AC-DC converter)，或是直流-交流轉換器(DC-AC converter)。

一般搭配該雙向轉換器使用的開關切換方法為雙極性脈衝寬度調變(Bipolar Pulse Width Modulation，簡稱Bipolar PWM或BPWM)，或單極性脈衝寬度調變(Unipolar Pulse Width Modulation，簡稱Unipolar PWM或UPWM)。

參閱表1及圖2，表1所示為雙極性脈衝寬度調變的各個狀態下開關導通情形，搭配圖2(a)、2(b)，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波，可以看出於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態B切換至狀態A，再切換回狀態B，且每一次狀態切換都會有四個開關於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共會有八次的開關切換。

參閱表2、圖3及圖4，表2所示為單極性脈衝寬度調變的各個狀態下開關導通情形，如圖3(a)、3(b)所示，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波，可以看出當控制訊號V _cont >0.5，於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態C依序切換至狀態A、狀態D、狀態A，再切換回狀態C，且每一次狀態切換都會有兩個開關於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共會有八次的開關切換。

如圖4(a)、4(b)所示，可以看出當控制訊號V _cont <0.5，於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態C依序切換至狀態B、狀態D、狀態B，再切換回狀態C，且每一次狀態切換都會有兩個開關於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共會有八次的開關切換。

由上述可知，於相同的週期時間內，習知的雙極性脈衝寬度調變及單極性脈衝寬度調變同樣會有八次的開關切換，而開關切換次數愈多，則會導致愈高的開關損失。

因此，本發明之第一目的，即在提供一種可以降低開關損失的雙向轉換器。

於是，本發明雙向轉換器，包含一電感、一第一開關、一第二開關、一第三開關、一第四開關，及一控制單元。

該電感包括一第一端及一第二端。

該第一開關包括一第一端，及一電連接該電感的第二端的第二端。

該第二開關包括一電連接該電感的第二端的第一端，及一第二端。

該第三開關包括一電連接該第一開關的第一端的第一端，及一第二端，且於交流-直流轉換時，該第三開關的第二端與該電感的第一端相配合接收一交流電源。

該第四開關包括一電連接第三開關的第二端的第一端，及一電連接該第二開關的第二端的第二端，且於交流-直流轉換時，該第四開關的第二端與該第三開關的第一端相配合輸出一直流電壓。

該控制單元分別控制該第一開關、第二開關、第三開關及第四開關於導通及不導通間切換，以轉換該交流電源並輸出該直流電壓。

於該交流電源為正半週期時，該控制單元控制該第二開關及該第三開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為不導通，控制該第一開關及該第四開關不導通。

於該交流電源為負半週期時，該控制單元控制該第一開關及該第四開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為不導通，控制該第二開關及該第三開關不導通。

因此，本發明之第二目的，即在提供一種雙向轉換器之開關切換方法。

於是，本發明雙向轉換器之開關切換方法，適用於一 個雙向轉換器，該雙向轉換器包括一具有一第一端及一第二端的電感、一具有一第一端及一電連接該電感的第二端的第二端的第一開關、一具有一電連接該電感的第二端的第一端及一第二端的第二開關、一具有一電連接該第一開關的第一端的第一端及一第二端的第三開關，及一具有一電連接第三開關的第二端的第一端及一電連接該第二開關的第二端的第二端的第四開關。

該開關切換方法包含下列步驟：供應一交流電源至該電感的第一端與該第三開關的第二端。

於該交流電源為正半週期時，使該第二開關及該第三開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為不導通，使該第一開關及該第四開關不導通。

於該交流電源為負半週期時，使該第一開關及該第四開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為不導通，使該第二開關及該第三開關不導通。

藉由該等開關切換以轉換該交流電源並由該第三開關的第一端與該第四開關的第二端輸出一直流電壓。

因此，本發明之第三目的，即在提供另一種雙向轉換器之開關切換方法。

於是，本發明雙向轉換器之開關切換方法，適用於一個雙向轉換器，該雙向轉換器包括一具有一第一端及一第二端的電感、一具有一第一端及一電連接該電感的第二端的第二端的第一開關、一具有一電連接該電感的第二端的 第一端及一第二端的第二開關、一具有一電連接該第一開關的第一端的第一端及一第二端的第三開關，及一具有一電連接第三開關的第二端的第一端及一電連接該第二開關的第二端的第二端的第四開關。

該開關切換方法包含下列步驟：供應一直流電源至該第三開關的第一端與該第四開關的第二端。

使該第一開關及該第四開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為導通，使該第二開關及該第三開關不導通，此時該電感的第一端與該第三開關的第二端相配合輸出一呈正半週期的交流電壓。

使該第二開關及該第三開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為導通，使該第一開關及該第四開關不導通，此時該電感的第一端與該第三開關的第二端相配合輸出一呈負半週期的交流電壓。

藉由該等開關切換以轉換該直流電源並由該電感的第一端與該第三開關的第二端輸出該交流電壓。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖5，本發明雙向轉換器之開關切換方法之較佳實施例適用於一個雙向轉換器，該雙向轉換器包括：一電感L 、一第一開關T _{A +} 、一第二開關T _{A -} 、一第三開關T _{B +} 、一第四 開關T _{B -} 、一控制單元2、一電容C，及一負載9。

該電感L ，包括一第一端及一第二端。

該第一開關T _{A +} 包括一第一端，及一電連接該電感L 的第二端的第二端

該第二開關T _{A -} 包括一電連接該電感L 的第二端的第一端，及一第二端。

該第三開關T _{B +} 包括一電連接該第一開關T _{A +} 的第一端的第一端，及一第二端。

該第四開關T _{B -} 包括一電連接第三開關T _{B +} 的第二端的第一端，及一電連接該第二開關T _{A -} 的第二端的第二端。

於本實施例中，該第一開關T _{A +} 、第二開關T _{A -} 、第三開關T _{B +} 及第四開關T _{B -} 為NPN型雙極性電晶體(bipolar junction transistor,BJT)，但不限於此。

該控制單元2分別控制第一開關T _{A +} 、第二開關T _{A -} 、第三開關T _{B +} 及第四開關T _{B -} 於導通及不導通間切換。

該電容C包括一電連接於該第三開關T _{B +} 的第一端的第一端，及一電連接該第四開關T _{B -} 的第二端的第二端。

該負載9並聯於該電容C。

該雙向轉換器搭配該開關切換方法，可以分別運作於整流模式及逆變模式，以下分別說明各個運作模式。

整流模式(Rectifier Mode)

此時該雙向轉換器運作為交流-直流轉換器，該電感L 的第一端與該第三開關T _{B +} 的第二端相配合接收一交流電源，該第三開關T _{B +} 的第一端與該第四開關T _{B -} 的第二端相配 合輸出一直流電壓。

參數v _S 為該電感L 的第一端與該第三開關T _{B +} 的第二端間的跨壓，參數V _dc 為該第三開關T _{B +} 的第一端與該第四開關T _{B -} 的第二端間的跨壓。

表3所示為整流模式下各狀態的開關導通情形。

參閱圖5、圖6，該雙向轉換器所執行的開關切換方法包括以下步驟51~53。

步驟51：供應一交流電源至該電感L 的第一端與該第三開關T _{B +} 的第二端。

步驟52：於該交流電源為正半週期時，使該第二開關T _{A -} 及該第三開關T _{B +} 其中之一依序切換為導通、不導通、導通，另一為不導通，使該第一開關T _{A +} 及該第四開關T _{B -} 不導通。

參閱表3、圖7，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波，於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態A或狀態B依序切換至狀態E，再切換回狀態A或狀態B，且每一次狀態切換都只會有一個開關(該第二開關T _{A -} 或該第三開關T _{B +} )於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共只會有兩次的開關切換。

參閱表3、圖8(a)~8(b)、圖9，以下分別說明狀態A、B、E，此時交流電源為正半週期(v _S >0)。

狀態A、B

如圖8(a)所示，該雙向轉換器運作於狀態A，該第三開關T _{B +} 導通，該等開關T _{A +} 、T _{A -} 、T _{B -} 不導通。

如圖8(b)所示，該雙向轉換器運作於狀態B，該第二開關T _{A -} 導通，該等開關T _{A +} 、T _{B +} 、T _{B -} 不導通。

其中，狀態A箝制該第一開關T _{A +} 、第三開關T _{B +} 的電壓，狀態B箝制該第二開關T _{A -} 、第四開關T _{B -} 的電壓，但兩者功效相同，於實際應用時，只需使用狀態A、B其中之一即可。

使用克希荷夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law)可推導出狀態A、B的電壓關係式如下：

當交流電源為正半週期(v _S >0)時，狀態A、B下的電感電流i _L 增加，電感L 的跨壓為v _S ，此時電感電流i _L 為充電狀態。

狀態E

如圖9所示，該雙向轉換器運作於狀態E，該等開關T _{A +} 、T _A -、T _{B +} 、T _{B -} 皆不導通。

使用克希荷夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law)可推導出狀態E的電壓關係式如下：

電感L 的跨壓為v _S -V _dc ，從而降低電感電流i _L ，此時電感電流i _L 為放電狀態。

參閱圖5、圖6，步驟53：於該交流電源為負半週期時，使該第一開關T _{A +} 及該第四開關T _{B -} 其中之一依序切換為不導通、導通、不導通，另一為不導通，使該第二開關T _{A -} 及該第三開關T _{B +} 不導通。

參閱表3、圖10，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波，於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態E依序切換至狀態C或狀態D，再切換回狀態E，且每一次狀態切換都只會有一個開關(該第一開關T _{A +} 或該第四開關T _{B -} )於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共只會有兩次的開關切換。

參閱表3、圖11(a)、11(b)、圖12，以下分別說明狀態C、D、E，此時該交流電源為負半週期(v _S <0)。

狀態C、D

如圖11(a)所示，該雙向轉換器運作於狀態C，該第一開關T _{A +} 導通，該等開關T _{A -} 、T _{B +} 、T _{B -} 不導通。

如圖11(b)所示，該雙向轉換器運作於狀態D，該第四開關T _{B -} 導通，該等開關T _{A +} 、T _{A -} 、T _{B +} 不導通。

其中，狀態C箝制該第一開關T _{A +} 、第三開關T _{B +} 的電壓，狀態D箝制該第二開關T _{A -} 、第四開關T _{B -} 的電壓，但兩者功效相同，於實際應用時，只需使用狀態C、D其中之一即可。

使用克希荷夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law)可推導 出狀態C、D的電壓關係式如下：

當v _S <0時，狀態C、D下的電感電流i _L 減少，電感L 的跨壓為v _S ，此時電感電流i _L 為放電狀態。

狀態E

如圖12所示，該雙向轉換器運作於狀態E，該等開關T _{A +} 、T _{A -} 、T _{B +} 、T _{B -} 皆不導通。

使用克希荷夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law)可推導出狀態E的電壓關係式如下：

電感L 的跨壓為v _S +V _dc ，從而增加電感電流i _L ，此時電感電流i _L 為充電狀態。

由上述可知，經由該等開關切換後，可將該交流電源作交流-直流轉換而輸出該直流電壓，且當交流電源為正半週期(v _S >0)時，狀態A、B會增加電感電流i _L ，狀態E則降低電感電流i _L ，可實現交流電流整形(ac current shaping)和直流電壓調節(dc voltage regulation)；當交流電源為負半週期(v _S <0)時，狀態C、D會降低電感電流i _L ，狀態E則增加電感電流i _L ，仍然可實現交流電流整形(ac current shaping)和直流電壓調節(dc voltage regulation)。

所以無論交流電源為正半週期(v _S >0)或負半週期(v _S <0)，在整流模式下，電感電流i _L 都可以被適當地增加或減少，且在每一個週期時間內，都只會有兩次的開關切 換。

逆變模式(Inverter Mode)

此時該雙向轉換器運作為直流-交流轉換器，該第四開關T _{B -} 的第二端與該第三開關T _{B +} 的第一端相配合接收一直流電源，該第三開關T _{B +} 的第二端與該電感L 的第一端相配合輸出一交流電壓。

表4所示為逆變模式下各狀態的開關導通情形。

參閱圖5、圖13，該雙向轉換器所執行的開關切換方法還包括以下步驟54~56。

步驟54：供應一直流電源至該第三開關T _{B +} 的第一端與該第四開關T _{B -} 的第二端。

步驟55：於輸出的該交流電壓為正半週期時，使該第一開關T _{A +} 及該第四開關T _{B -} 其中之一依序切換為不導通、導通、不導通，另一為導通，使該第二開關T _{A -} 及該第三開關T _{B +} 不導通。

參閱表4、圖14，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波，於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態F或狀態G依序切換至狀態H，再切換回狀態F或狀態G，且每一次狀態切換都只會有一個開關(該第一開關T _{A +} 或該第四 開關T _{B -} )於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共只會有兩次的開關切換。

參閱表4圖15(a)、15(b)、圖16，以下分別說明狀態F、G、H。此時輸出的交流電壓為正半週期(v _S >0)，電感電流i _L 為反向，所以i _L <0。

狀態F、G

如圖15(a)所示，該雙向轉換器運作於狀態F，該第一開關T _{A +} 導通，該等開關T _{A -} 、T _{B +} 、T _{B -} 不導通。

如圖15(b)所示，該雙向轉換器運作於狀態G，該第四開關T _{B -} 導通，該等開關T _{A -} 、T _{B +} 、T _{B -} 不導通。

其中，狀態F箝制該第一開關T _{A +} 、第三開關T _{B +} 的電壓，狀態G箝制該第二開關T _{A -} 、第四開關T _{B -} 的電壓，但兩者功效相同，於實際應用時，只需使用狀態F、G其中之一即可。

狀態F、G下皆提供電感L 正電壓以對該電感電流i _L 充電。

狀態H

如圖16所示，該雙向轉換器運作於狀態H，該等開關T _{A +} 、T _{B -} 導通，該等開關T _{A -} 、T _{B +} 不導通。

狀態H下提供電感L 負電壓以對該電感電流i _L 放電。

參閱圖5、圖13，步驟56：於輸出的該交流電壓為負半週期時，使該第二開關T _{A -} 及該第三開關T _{B +} 其中之一依序切換為導通、不導通、導通，另一為導通，使該第一開關T _{A +} 及該第四開關T _{B -} 不導通。

參閱表4、圖17，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波，於三角載波V _tri 的每一個週期間，該雙向轉換器會由狀態K依序切換至狀態I或狀態J，再切換回狀態K，且每一次狀態切換都只會有一個開關(該第二開關T _{A -} 或該第三開關T _{B +} )於導通及不導通間切換，故在一個週期時間內，總共會有兩次的開關切換。

參閱表4、圖18(a)、18(b)、圖19，以下分別說明狀態I、J、K。此時輸出的交流電壓為負半週期(v _S <0)，電感電流i _L 為反向，所以i _L >0。

狀態I、J

如圖18(a)所示，該雙向轉換器運作於狀態I，該第二開關T _{A -} 導通，該等開關T _{A +} 、T _{B +} 、T _{B -} 不導通。

如圖18(b)所示，該雙向轉換器運作於狀態J，該第三開關T _{B +} 導通，該等開關T _{A +} 、T _{A -} 、T _{B -} 不導通。

其中，狀態I箝制該第二開關T _{A -} 、第四開關T _{B -} 的電壓，狀態J箝制該第一開關T _{A +} 、第三開關T _{B +} 的電壓，但兩者功效相同，於實際應用時，只需使用狀態I、J其中之一即可。

狀態I、J下皆提供電感L 負電壓以對該電感電流i _L 放電。

狀態K

如圖19所示，該雙向轉換器運作於狀態K，該等開關T _{A -} 、T _{B +} 導通，該等開關T _{A +} 、T _{B -} 不導通。

狀態K下提供電感L 正電壓以對該電感電流i _L 充電。

由上述可知，經由該等開關切換後，可將該直流電源作直流-交流轉換而輸出該交流電壓，且無論交流電壓為正半週期(v _S >0)或負半週期(v _S <0)，在逆變模式下，電感電流i _L 都可以被適當地增加或減少以實現交流電流整形和直流電壓調節。

原理說明

在一個載波週期內，因為開關切換而產生的開關功率損失P _S 可被定義為：P _s =0.5V_DS I_L [t_c(on) +t_c(off) ] (5)

其中t _{c (on )} 和t _{c (off )} 分別為導通時間及不導通時間，V _DS 為開關跨壓，I _L 是流經開關的電流，為簡化起見，設定t _{c (on )} =t _{c (off )} =t _c ，則開關功率損失P _S 可被推導為：P _s =0.5V_DS I_L [N _sw t_c ] (6)

於本實施例中，N _SW 為一個週期內的開關切換次數，於開關電流I _L 相同的情況下，可推導出開關功率損失P _S 正比於開關跨壓V _DS 及開關切換次數N _SW ：

參閱圖20，為習知的單極性脈衝寬度調變、雙極性脈衝寬度調變與本實施例的模擬累積切換次數比較，設定該雙向轉換器的三角載波頻率為40kHz，可看出在相同時間 下，本實施例的開關切換次數約為習知單極性脈衝寬度調變及雙極性脈衝寬度調變的四分之一，即透過本實施的開關切換方法可以將開關功率損失P _S 降低至習知技術的四分之一。

參閱圖5、圖21及圖22，使用PSIM軟體在相同環境下，模擬直流-交流轉換，設定直流電源的電壓為300V、切換頻率40kHz、調變指數ma=0.8，並定義圖5中A點與B點間電壓V _AB 為輸出電壓，圖21(a)、(b)、(c)所示分別為習知的雙極性脈衝寬度調變、單極性脈衝寬度調變與本實施例的輸出電壓，圖21(d)中，V _cont 為控制訊號，V _tri 為三角載波。

圖22(a)、(b)、(c)所示分別為習知的雙極性脈衝寬度調變、單極性脈衝寬度調變與本實施例的輸出電壓的諧波頻譜，總諧波失真(Total harmonic distortion，簡寫為THD)的公式如下：

其中，V ₁ 為基波成分(均方根值，英文縮寫為rms)，V _h 為諧波值(均方根值)，V _rms 是波形的整體均方根值，經由計算可得出習知的雙極性脈衝寬度調變、單極性脈衝寬度調變與本實施例的總諧波失真分別為1.466%，0.775%和0.637%，輸出電壓分別為240V，240V，310V，即透過本實施的開關切換方法可以有效降低總諧波失真，並可得到較大的輸出電壓。

經由以上的說明，可將本實施例的優點歸納如下：

一、參閱表5，相較於習知的雙極性脈衝寬度調變、單極性脈衝寬度調變，本實施例可以降低開關切換次數至習知技術的四分之一，故能大幅降低開關功率損失P _S 至習知技術的四分之一，進而提高轉換效率。

二、參閱表5，相較於習知的雙極性脈衝寬度調變、單極性脈衝寬度調變，本實施例可以有效降低總諧波失真，並可得到較大的輸出電壓。

綜上所述，本發明不僅可以降低開關損失，還可降低總諧波失真，及得到較大的輸出電壓，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

2‧‧‧控制單元

C‧‧‧電容

L ‧‧‧電感

T _{A +} ‧‧‧第一開關

T _{A -} ‧‧‧第二開關

T _{B +} ‧‧‧第三開關

T _{B -} ‧‧‧第四開關

51~56‧‧‧步驟

61~63‧‧‧曲線

9‧‧‧負載

圖1是習知一個四開關標準式的雙向轉換器的一電路圖；圖2(a)、2(b)是一波形圖，說明習知一種雙極性脈衝寬度調變的控制訊號； 圖3(a)、3(b)是一波形圖，說明習知一種單極性脈衝寬度調變的控制訊號；圖4(a)、4(b)是另一波形圖，說明習知該單極性脈衝寬度調變另一情形下的控制訊號；圖5是本發明雙向轉換器之一較佳實施例的電路示意圖；圖6是一流程圖，說明該較佳實施例的一開關切換方法；圖7是一波形圖，說明該較佳實施例的控制訊號；圖8(a)、8(b)分別為較佳實施例於狀態A、B下的等效電路圖；圖9為較佳實施例於狀態E下的等效電路圖；圖10是一波形圖，說明該較佳實施例於另一情形下的的控制訊號；圖11(a)、11(b)分別為較佳實施例於狀態C、D下的等效電路圖；圖12為較佳實施例於狀態E下的另一等效電路圖；圖13是一流程圖，說明該較佳實施例的另一開關切換方法；圖14(a)、14(b)是一波形圖，說明該較佳實施例的控制訊號；圖15(a)、15(b)分別為較佳實施例於狀態F、G下的等效電路圖；圖16為較佳實施例於狀態H下的等效電路圖； 圖17(a)、17(b)是一波形圖，說明該較佳實施例於另一情形下的控制訊號；圖18(a)、18(b)分別為較佳實施例於狀態I、J下的等效電路圖；圖19為較佳實施例於狀態K下的另一等效電路圖；圖20為一模擬圖，說明習知技術與該較佳實施例的累積切換次數；圖21為另一模擬圖，說明習知技術與該較佳實施例的輸出電壓；及圖22為一波形圖，說明習知技術與該較佳實施例的總諧波失真。

51~53‧‧‧步驟

Claims (4)

1. 一種雙向轉換器之開關切換方法，適用於一個雙向轉換器，該雙向轉換器包括一具有一第一端及一第二端的電感、一具有一第一端及一電連接該電感的第二端的第二端的第一開關、一具有一電連接該電感的第二端的第一端及一第二端的第二開關、一具有一電連接該第一開關的第一端的第一端及一第二端的第三開關，及一具有一電連接第三開關的第二端的第一端及一電連接該第二開關的第二端的第二端的第四開關；該開關切換方法包含下列步驟：(A)供應一交流電源至該電感的第一端與該第三開關的第二端；(B)於該交流電源為正半週期時，使該第二開關及該第三開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為不導通，使該第一開關及該第四開關不導通；(C)於該交流電源為負半週期時，使該第一開關及該第四開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為不導通，使該第二開關及該第三開關不導通；藉由該等開關切換以轉換該交流電源並由該第三開關的第一端與該第四開關的第二端輸出一直流電壓。
2. 如請求項1所述的雙向轉換器之開關切換方法，其中：步驟(B)中，於該交流電源為正半週期時，使該第二開關及該第三開關其中之一依序切換為導通、不導通、導通，另一為不導通； 步驟(C)中，於該交流電源為負半週期時，使該第一開關及該第四開關其中之一依序切換為不導通、導通、不導通，另一為不導通。
3. 一種雙向轉換器之開關切換方法，適用於一個雙向轉換器，該雙向轉換器包括一具有一第一端及一第二端的電感、一具有一第一端及一電連接該電感的第二端的第二端的第一開關、一具有一電連接該電感的第二端的第一端及一第二端的第二開關、一具有一電連接該第一開關的第一端的第一端及一第二端的第三開關，及一具有一電連接第三開關的第二端的第一端及一電連接該第二開關的第二端的第二端的第四開關；該開關切換方法包含下列步驟：(D)供應一直流電源至該第三開關的第一端與該第四開關的第二端；(E)使該第一開關及該第四開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為導通，使該第二開關及該第三開關不導通，此時該電感的第一端與該第三開關的第二端相配合輸出一呈正半週期的交流電壓；(F)使該第二開關及該第三開關其中之一於導通與不導通間切換，另一為導通，使該第一開關及該第四開關不導通，此時該電感的第一端與該第三開關的第二端相配合輸出一呈負半週期的交流電壓；藉由該等開關切換以轉換該直流電源並由該電感的第一端與該第三開關的第二端輸出該交流電壓。
4. 如請求項3所述的雙向轉換器之開關切換方法，其中：步驟(E)中，於輸出的該交流電壓為正半週期時，使該第一開關及該第四開關其中之一依序切換為不導通、導通、不導通，另一為導通；步驟(F)中，於輸出的該交流電壓為負半週期時，使該第二開關及該第三開關其中之一依序切換為導通、不導通、導通，另一為導通。