KR100325191B1 - 압전변환인버터 - Google Patents

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가네꼬 히사시
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Abstract

고효율로 압전 변환기를 구동시키며, 스모크 등의 발생이 방지되는, 매우 범용성이며 소형 및 저가인 압전 변환 인버터가 제공된다. 분주기로부터 출력된 신호가 2 개의 스위칭 트랜지스터의 게이트들로 각각 입력되어 압전 변환기가 구동된다. 변환된 전압이 출력하는 압전 변환 인버터에서, 분주기와 2 개의 스위칭 트랜지스터의 어느 한 개의 게이트 사이의 전기접속이 분리되는 비정상 상태가 발생되는 경우, 스위칭 트랜지스터를 바이어스 시켜, 전류가 퓨즈로 흐르게 되어 퓨즈가 단락되게 되므로, 대전류의 흐름으로부터 야기된 스위칭 트랜지스터에서의 스모크 등의 발생이 방지되게 된다.

Description

압전 변환 인버터 {PIEZOELECTRIC TRANSDUCING INVERTER}
본 발명은 압전 변환 인버터에 관한 것으로, 특히 스위칭 트랜지스터의 게이트가 전기적으로 차단되는 경우에, 스위칭 트랜지스터로부터의 스모크 (smoke) 등의 발생을 방지할 수 있는 압전 변환 인버터에 관한 것이다.
종래기술에서는, DC (직류) 전압을 원하는 AC (교류) 전압으로 변환시키기 위해, 압전 변환기를 이용한 압전 변환 인버터가 사용되었다.
일반적으로, 압전 변환기는 1 차 전극 및 2 차 전극이 압전재료에 접속된 소자로서, 변환기의 공진 주파수 전압이 1 차 전극에 인가되어 압전재료가 공진되며, 이 기계적 진동에 의해 변환된 전압이 2 차 전극으로부터 출력되게 된다. 전기 변환기에 비해, 이 압전재료는 소형화 및 박형화할 수 있으며, 액정표시장치의 백 라이트 (back light) 전원용으로 사용할 수 있다.
압전 변환기는 좁은 공진 주파수대역에서만 동작하는 소자로서, 이 압전 변환기가 공진 주파수의 외측대역에서 구동되는 경우에는, 압전 변환기의 2 차 전극으로부터 공진 주파수만이 출력될 수 있으며, 에너지의 손실이 발생되게 되어 압전 변환기의 효율이 저하되게 된다. 따라서, 공진 주파수의 외측을 포함하고 있지 않은 정현파에서 압전 변환기를 동작시키는 것이 중요하다. 이를 만족시키기 위해, 종래의 방법에서는 공진 주파수의 정현파와 등가적인, 상이한 위상을 갖는 2 개의 반파 정현파에 의해 압전 변환기를 구동시킨다.
종래기술의 예로서, 일본 특개평 제 9-107684 호에서는 압전 변환기용 구동회로가 기재되어 있다. 도 1 은, 이 기술을 압전 변환기에 적용한 경우를 설명한다.
도 1 에 나타낸 바와 같이, 압전 변환 인버터 (29) 는 압전 변환기 (1), 승압회로 (4, booster), 주파수 제어회로 (3), 구동전압 제어회로 (10), 조광기 (11, dimmer) 및 퓨즈 (12) 를 주요 구성요소로 구성하고 있으며, 이 압전 변환기 (1) 로부터의 출력 전압 (Vo) 은 부하 (2) 에 입력되게 된다.
도 1 에 나타낸 주요 구성요소들에 대해 상세히 설명하기로 한다.
압전 변환기 (1) 의 1 차 전극으로 AC 전압이 입력되어, 압전효과를 이용하여 압전 변환기 (1) 의 2 차 전극으로부터 Vo가 출력되게 된다.
분주기 (9, frequency divider) 는 스위칭 트랜지스터 (7) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 의 각 게이트에 펄스를 교대로 출력시켜, 스위칭 트랜지스터 (7) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 를 교대로 구동시킨다. 즉, 분주기 (9) 는 스위칭 트랜지스터 (7) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 의 각 게이트로 각각의 게이트 신호 (Vg1및 Vg2) 를 출력시켜, 스위칭 트랜지스터 (7) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 를 교대로 구동시킨다.
부하 (2) 로부터의 전류 (Io) 는 주파수 제어회로 (3) 에 입력되며, 주파수 제어회로 (3) 는 분주기 (9) 및 구동전압 제어회로 (10) 로 구동신호 (Vr) 를 출력시킨다. 이 구동전압 제어회로 (10) 는 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 피크 전압 (Vd1및 Vd2) 을 일정한 값으로 제어한다.
조광기 (11) 는 구동전압 제어회로 (10) 의 구동정지신호를 발생시키며, 구동 온/오프 의 듀티 제어를 행함과 동시에, 구동정지시간동안 VCO (전압제어발진기) 의 주파수를 변화시키지 않도록 주파수 제어회로 (3) 로 제어신호를 출력시킨다. 퓨즈 (12) 는 DC 전압 (VDD) 에 접속되어 있다. 코일의 일단은 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 일단에 접속되어 있으며, 코일 (5) 의 타단은 구동전압 제어회로 (10) 에 접속되어 있다.
스위칭 트랜지스터 (7) 는 코일 (5) 및 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 일단에 접속되어 있다. 코일 (6) 의 일단은 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 타단에 접속되어 있으며, 코일 (6) 의 타단은 구동전압 제어회로 (10) 에 접속되어있다.
스위칭 트랜지스터 (8) 는 코일 (6) 및 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 타단에 접속되어 있다.
상술한 구성에 의해, 도 1 에 나타낸 압전 변환 인버터 (29) 는, DC 전압 (VDD) 을 높은 AC 전압 (Vo) 으로 변환시켜, 이 전압 (Vo) 을 부하 (2) 로 공급한다.
이 구성에서는, DC 전압 (VDD) 이 변동하더라도 일정한 전압 및 일정한 전류가 부하 (2) 에 공급될 수 있게 되며, 입력 전압의 범위가 넓더라도 안정된 동작이 구현될 수 있게 된다. 또한, 압전 변환기 (1) 는 정현파 또는 정현파에 근사한 신호에 의해 구동되어 그 구동 주파수가 변화되지 않으므로, 변환 효율의 저하가 방지될 수 있다. 전기 변환기에 비해, 1000 V 이상의 고전압이 발생되므로, 압전 변환기 (1) 의 소형화 및 박형화가 가능하게 된다.
다음으로, 도 1 에 나타낸 종래의 압전 변환 인버터 (29) 의 동작에 대해 상세히 설명한다.
스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 는 분주기 (9) 로부터 각각 출력된 역상 (opposite phase) 의 클록 (Vg1및 Vg2) 에 의해 교대로 온상태로 되게 된다. DC 전원 (VDD) 으로부터의 전류가 코일 (5 및 6) 에 공급되어 전류 에너지가 충전되게 된다. 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 가 오프상태로 되는 경우, 충전된에너지가 방출되어 VDD보다 더 높은 전압이 발생되게 된다.
이 전압은 압전 변환기 (1) 와 부하 (2) 의 등가 입력용량 및 코일들의 인덕턴스에 의해서 전압공진파형이 되어, 압전 변환기 (1) 의 공진주기의 반주기에서 0 V 로 되는 정현파 또는 이 정현파에 근사한 신호의 반파형으로 설정되게 된다.
발생된 전압은 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극에 교대로 입력되므로, 정현파와 등가적인 파형 또는 이 정현파에 근사한 신호의 파형이 구동전압으로서 압전 변환기 (1) 를 진동시켜, 압전 변환기 (1) 의 형상에 의해 결정되는 승압비의 N 배의 출력전압 (Vo) 이 2 차 전극으로부터 출력되게 된다. 이 전압 (Vo) 이 부하 (2) 에 인가되어, 부하 (2) 를 통한 피드백 (feed back) 전류 (Io) 가 주파수 제어회로 (3) 에 입력되게 된다. 이 주파수 제어회로 (3) 는 분주기 (9) 에 대해 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 주파수를 발생시켜, 피드백 전류 (Io) 가 소정치로 될 때까지 구동 주파수를 스위프 (sweep) 하여, 소정치에서 정지한다.
도 2 는 주파수 제어회로 (3) 의 구성을 나타낸 블록도이다. 이 주파수 제어회로 (3) 는 종래의 형태 및 본 발명 모두에서 압전 변환 인버터용으로 사용되는 것이다. 도 2 를 참조하여, 주파수 제어회로 (3) 에 대해 설명한다.
도 2 에 나타낸 바와 같이, 주파수 제어회로 (3) 는 전류/전압 변환기 (13), 정류기 (14), 비교기 (15), 적분회로 (16), 비교기 (17) 및 VCO (18, 전압제어발진기) 로 구성된다.
부하 (2) 로부터의 피드백 전류 (Io) 는 전류/전압 변환기 (13) 에서 AC 전압으로 변환되며 정류기 (14) 에서 DC 전압으로 변환되어, 비교기 (15) 에 입력되게 된다. 이 DC 전압은 비교기 (15) 에서 기준전압 (Vref) 과 비교되어, 입력된 전압이 낮은 경우, 비교기 (15) 로부터 고레벨 신호가 적분회로 (16) 로 출력되게 된다.
적분회로 (16) 는 고레벨 전압을 입력하는 동안 출력전압을 일정한 비율로 상승시키도록 구성되며, 이 출력된 전압은 VCO (18) 로 입력되게 된다. VCO (18) 는 입력된 전압에 역비례하는 주파수를 출력하는 전압제어발진기이며, 분주기 (9) 는 VCO (18) 에서의 공진주파수를 분압하며, 이 주파수에 의하여 압전 변환기 (1) 가 구동된다. 따라서, 기준전압 (Vref) 보다 더 낮은 전압이 비교기 (15) 로 입력되는 경우, 구동전압이 하강되게 된다.
도 3을 참조하여, 압전 변환기 (1) 의 구동주파수와 승압비의 특성을 설명한다. 그러나, 이 특성은 종래의 형태 및 본 발명 모두에 적용된다. 따라서, 도 3 은 종래의 형태 및 본 발명 모두에 사용된다.
도 3 에 나타낸 바와 같이, 압전 변환기 (1) 의 구동주파수는 f1으로 설정된다. 따라서, 이 구동주파수는 압전 변환기 (1) 의 최고 승압비인 공진주파수 (fτ) 에 근접하게 되며, 압전 변환기 (1) 의 승압비가 증대되어, 시간이 경과함에 따라 압전 변환기 (1) 의 출력전류가 증대되게 된다. 비교기 (15)로 입력되는 전압이 구동주파수 (fτ) 에서 기준전압 (Vref) 보다 더 커지는 경우, 비교기 (15) 의 출력전압이 저레벨로 되게 된다.
이 신호로, 적분회로 (16) 의 출력신호가 저레벨로 되기 직전의 전압을 유지하게 되며, VCO (18) 의 출력주파수가 일정한 값으로 유지되게 되어, 압전 변환기 (1) 가 일정한 주파수에 의해 구동되게 된다.
여기서, 도 1 에 나타낸 부하 (2) 는 예를들어 냉음극관 (cold cathod tube) 으로서, DC 전압 (VDD) 이 낮고 출력전압 (Vo) 이 방전개시전압에 도달되지 않는 경우, 입력전압이 비교기 (15) 에서의 기준전압 (Vref) 보다 더 커지게 되는 피드백 전류 (Io) 가 발생되지 않게 된다.
이러한 상황하에서, 도 2 에 나타낸 비교기 (15) 의 출력은 고레벨에 머물게 되며 구동주파수는 계속 감소하게 된다. 구동 주파수는 도 3 에 나타낸 주파수 (f2) 로 되게 되며, 적분회로 (16) 의 출력을 입력하는 비교기 (17) 는 기준전압 (Vmin) 보다 더 커지게 되어, 고레벨 신호를 적분회로 (16) 로 출력하게 된다. 이 고레벨 신호에 의해, 적분회로 (16) 는 리셋되며, 출력전압은 최소전압으로 되며, 출력전압이 최소전압으로 됨으로써, VCO (18) 로부터의 출력이 분주기 (9) 로부터 주파수 (f1) 를 출력하게 되는 상태로 되게 된다. 구동주파수는 주파수 (f1) 로부터 감소되게 되며, 상기의 동작을 반복 수행하여, DC 전압 (VDD) 이 소정전압으로 회복되게 되는 경우, 냉음극관이 정상적으로 점등되게된다.
다음, 도 4 를 참조하여, 도 1 에 나타낸 구동전압 제어회로 (10) 의 구성에 대해 설명한다. 도 4 는 구동전압 제어회로 (10) 의 구성을 나타낸 블록도이다. 이 구동전압 제어회로 (10) 는 종래의 형태 및 본 발명 모두에 사용된다.
도 4 에 나타낸 바와 같이, 구동전압 제어회로 (10) 는 스위칭 트랜지스터 (7) 의 드레인 전압 파형 (Vd1) 을 분압 정류기 (20) 에서 분압 및 정류하여, 그 분압 및 정류된 전압 (Vc) 을 출력한다. 이 전압 (Vc) 은 비교기 (19) 의 비반전 입력단자에 입력되며, 주파수 제어회로 (3) 에서 발생된 삼각파 (Vr) 가 비교기 (19) 의 반전 입력단자에 입력되어, 그 비교결과가 스위칭 트랜지스터 (21) 의 게이트에 입력되게 된다. 구동전압 제어회로 (10) 는 전술한 구성의 것이다.
도 5 는 드레인 전압파형 (Vd1) 을 분압 및 정류한 전압 (Vc), 주파수 제어회로 (3) 에서 발생된 삼각파 (Vr), 스위칭 트랜지스터 (21) 의 게이트 전압 (Vg3), 분주기 (9) 로부터 출력된 전압 (Vg1및 Vg2), 스위칭 트랜지스터 (7) 의 드레인 전압파형 (Vd1) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 의 드레인 전압파형 (Vd2) 을 나타낸 타이밍 차트이다.
이 타이밍 차트는 종래의 형태에만 사용되는 것이 아니라, 이 타이밍 차트는 후술할 본 발명 및 종래의 형태 모두에 사용된다.
도 5 에 나타낸 바와 같이, 드레인 전압이 높고, 비반전 입력단자 전압 (Vc) 이 커지며, 비교기 (19) 로 입력되는 전압 (Vc) 이 커질수록, 스위칭 트랜지스터 (21) 의 게이트 전압 (Vg3) 이 출력되는 시간의 비율이 커지게 된다.
이에 따라, 도 4 에 나타낸 구동전압 제어회로 (10) 의 스위칭 트랜지스터 (21) 의 소오스 및 드레인 간의 오픈 시간이 길어지며 승압기 (4) 의 입력전력이 작아지므로, 스위칭 트랜지스터들의 드레인 전압 (Vd1및 Vd2) 을 낮추는 제어가 실현되게 된다. 구동전압이 낮은 경우, 비반전 입력단자 전압 (Vc) 이 낮아지며, 비교기 (19) 로 입력되는 전압 (Vc) 이 낮아질수록 스위칭 트랜지스터 (21) 의 게이트 전압 (Vg3) 이 출력되는 시간의 비율이 작아지게 된다. 이에 따라, 스위칭 트랜지스터 (21) 의 소오스 및 드레인 간의 오픈 시간이 단축되며 승압기 (4) 로 입력되는 전력이 커지게 되므로, 스위칭 트랜지스터들의 드레인 전압 (Vd1및 Vd2) 을 높이는 제어가 실현되게 된다.
이러한 연속제어에 의해, 스위칭 트랜지스터들의 드레인 전압 (Vd1및 Vd2) 이 일정한 소정치로 제어되게 되며, DC 전압 (VDD) 이 큰 범위로 변동되는 경우에도, 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 전압을 일정레벨로 유지하는 동작이 실현되게 되어, 압전 변환기 (1) 가 안정적으로 동작될 수 있게 된다.
다음으로, 도 1 에 나타낸 조광기 (11) 의 구성에 대해 설명하기로 한다. 도 6 은 조광기 (11) 의 구성을 나타낸 블록도이다. 이 조광기 (11) 는 종래의 형태 및 본 발명 모두에 사용된다.
도 6 에 나타낸 바와 같이, 조광기 (11) 는 조광기의 주파수를 구동주파수보다 충분히 낮게 공진시키는 삼각파 발진기 (22) 및 비교기 (23) 로 구성된다. 비교기 (23) 는 조광기 전압을 삼각파 발진기 (22) 의 출력파형과 비교하여 듀티가 가변된 펄스 신호를 출력시킨다.
이 신호는 주파수 제어회로 (3) 및 구동전압 제어회로 (10) 로 출력되며, 이 신호가 고레벨인 동안에는 스위칭 트랜지스터 (21) 가 스위치 오프되어 압전 변환기의 구동이 정지되며, 적분회로 (16) 의 출력전력이 VCO (18) 의 주파수를 변화시키지 않도록 유지된다.
이러한 구성에 의해, 종래의 압전 변환 인버터가 소형 및 박형이며, 넓은 입력전압의 범위 및 고효율로 동작시킬 수 있게 되었다고 말할 수 있다. 이외에도, 종래의 압전 변환 인버터가 더욱 소형화되고 저비용화될 것이 요구된다.
이러한 요구를 충족시키기 위해, 모든 기능을 포함하는 IC (집적회로) 가 이상적이나, 스위칭 트랜지스터 (21), 다이오드 (30) 를 제외한 구동전압 제어회로 (10), 주파수 제어회로 (3), 분주기 (9) 및 조광기 (11) 의 소신호 회로와, 스위칭 트랜지스터 (7), 스위칭 트랜지스터 (8), 스위칭 트랜지스터 (21) 및 다이오드 (30) 의 고전력부가 1 개의 칩으로 되는 구성보다는, 스위칭 트랜지스터들 및 다이오드들이 IC 의 외측에 배치된 구성이, 더욱 범용성이 높게 되며 고전력을 출력하는 경우나 소전력을 출력하는 경우 모두에 적용될 수 있게 된다.
따라서, 주파수 제어회로 (3), 분주기 (9), 구동전압 제어회로 (10) 및 조광기 (11) 의 소신호 회로부가 1 개의 칩으로 된 IC 로 되며, 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 가 저비용의 수지 패키지가 IC 의 외측에 배치되어 소형화된 구성에 의해, 압전 변환기 (1) 가 고효율로 구동되며, 도 1 에 나타낸 종래형태의 구성으로부터 고범용성, 소형화 및 저비용의 압전 변환기 인버터 (29) 가 구현될 수 있게 된다.
그러나, 도 1 에 나타낸 종래의 압전 변환 인버터 (29) 는 다음의 문제점을 갖고 있다. 이하, 도면을 참조하여, 이들 문제점에 대해 설명한다.
도 1 에 나타낸 바와 같이, 종래의 압전 변환 인버터는 실장기판상의 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 와 분주기 사이의 전기접속을 요하므로, 분주기 (9) 의 Q 출력단자 또는 반전 Q 출력단자의 불량땜납 또는 패턴배선의 단선이 비정상 상태를 야기시킬 수도 있다.
예를들어, 도 1 에서, 분주기 (9) 의 반전 Q 출력단자와 스위칭 트랜지스터 (8) 의 게이트 사이의 패턴배선의 "a" 점이 단선인 경우, 스위칭 트랜지스터 (8) 의 게이트가 개방상태로 되게 되며, 스위칭 트랜지스터 (7) 가 분주기 (9) 의 Q 출력에 의해 구동되어 일측만 구동되는 경우에 대해 설명한다.
도 7 에, 종래형태의 압전 변환 인버터의 동작파형을 나타내고 있다. 이 경우, N 채널 MOSFET 가 각 스위칭 트랜지스터로 사용된다. 도 7에서, t1에서 t2사이의 기간은 분주기 (9) 에 의해 스위칭 트랜지스터 (7) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 가 반대 위상의 클록에서 교대로 구동되는 정상 동작 시간이며, t3 이후의 기간은 점 "a" 의 단선시 분주기 (9) 에 의해 스위칭 트랜지스터 (7) 만이 구동되는 비정상 동작 시간이다.
t2에서 t3사이의 기간동안 코일 (5) 에 충전된 에너지는 t3에서 t4사이의 기간동안 방전되나, 공진조건의 파괴로 인해 스위칭 트랜지스터 (7) 의 드레인 전압 (Vd1) 은 도 7 에 나타낸 파형 (d) 이 되게 된다.
이 전압 (Vd1) 은 압전 변환기 (1) 의 입력용량에 의해 스위칭 트랜지스터 (8) 의 드레인에 용량결합되어 있기 때문에, 스위칭 트랜지스터 (8) 의 드레인 전압 (Vd2) 이 도 7 의 파형 (e) 으로 되게 된다.
t3에서 t4사이의 기간동안 전압 (Vd2) 의 파형은, 전압 (Vd1) 의 파형의 DC 부분이 잘린 파형이며, 따라서 압전 변환기 (1) 의 전압 (Vd1) 측의 1 차 전극의 전위가 높게 된다.
시간 t4에서, 스위칭 트랜지스터 (7) 가 온상태로 되게 되며 전압 (Vd1) 이 0 V 로 되게 되나, 압전 변환기 (1) 의 입력용량내에 충전된 전하량은 t4이전이나 이후에 변환하지 않으므로, 전압 (Vd2) 이 음의 전압이 되게 된다.
그러나, 도 8 에 나타낸 구성에서, N 채널 MOSFET 이 드레인과 소오스 사이의 다이오드 (D) 및 게이트와 드레인 사이의 용량 (C) 을 가지므로, 전압 (Vd2) 이 기생용량 (C) 에 의해 게이트가 개방된 스위칭 트랜지스터 (8) 와 용량성 결합을 하게 되며, 전압 (Vg2) 의 게이트 파형이 도 7 의 파형 (e) 을 발생시키게 된다. 이 전압에 의해 스위칭 트랜지스터 (8) 가 바이어스되어 온 되며, 전압 (Vd2) 이 음의 전압으로 될 때, 기생 다이오드 (D) 가 도전상태로 되어, 도 7 에 (i) 로 나타낸 바와 같이 드레인 전류 (Id2) 가 대전류를 흘려 보내게 된다.
도 1 에서, 드레인 전류 (Id2) 가 코일 (5), 코일 (6), 스위칭 트랜지스터 (7) 및 스위칭 트랜지스터 (8) 로 이루어진 폐쇄회로를 흐르게 되므로, 대전류인 드레인 전류 (Id2) 가 퓨즈 (12) 를 흐르지 않게 된다. 따라서, 회로동작이 정지되지 않게 되며, 스위칭 트랜지스터 (7) 가 연속적으로 구동되게 된다. 이로 인해, 도 7 의 (i) 에 나타낸 전류 (Id2) 가 스위칭 트랜지스터 (8) 로 흐르게 되어, 스위칭 트랜지스터 (8) 가 점차적으로 열을 발생시키게 되며, 허용량을 넘는 열이 발생되게 될 때, 스위칭 트랜지스터 (8) 가 스모크나 화염 또는 폭발을 일으키게 된다. 이하, 스모크나 화염 또는 폭발의 발생은 스모크의 발생을 지칭하는 것으로 한다.
상술한 스모크 발생의 문제점은, 압전 변환기 (1) 를 고효율로 구동시키기 위하여, 코일 (5) 과 스위칭 트랜지스터 (7) 및 코일 (6) 과 스위칭 트랜지스터 (8) 에 의해 등가적인 정현파 또는 이 등가신호에 근사한 신호를 발생시켜, 이렇게 발생된 신호로 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 회로구성에서, 일반적인 문제점이다.
코일들이 전기 변환기로 대체된 경우에도, 스모크의 발생은 일어난다. 실제로, DC 전압 (VDD) 으로 12 V를 인가하며 퓨즈 정격전류로 1.25A를 사용하는 압전변환기 구동회로에서, 1 차 전극 대 2 차 전극의 권선비가 1 대 2 이며 자동변환된 전기 변환기를, 스위칭 트랜지스터로 명칭 2SK2111 의 트랜지스터를 사용하여, 정상상태시 부하 (2) 로 4 W 정도를 출력시키는 압전변환 구동장치에서, 분주회로 (9) 와 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 의 어느 한 개의 게이트 사이의 전기접속이 상실되는 비정상 상태시, 수 십 초 후 스위칭 트랜지스터가 스모크를 발생시킨다.
제품의 안정성이 강하게 요구되며, 화염이나 스모크 또는 폭발의 발생이 큰 문제점이다. 이들 문제점을 방지하기 위해, 안정성의 향상이 달성되어야 한다.
따라서, 본 발명의 목적은 압전 변환기를 효율적으로 구동시키며 매우 범용성이 높고, 소형 및 저비용이며, 스모크 등의 발생을 방지할 수 있는 압전 변환 인버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 제 1 양태에 따르면, 1 차 전극으로부터 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로 AC 전압을 출력하는 압전 변환기, 일단이 상기압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 스위칭 트랜지스터, 및 게이트 신호를 출력하여 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 각각 교대로 구동시키는 분주기를 갖는 승압수단을 제공하는 압전 변환 인버터에 있어서, 본 발명은, 일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며,,, 타단이 퓨즈 또는 DC 전원에 접속된 제 1 저항기, 및 일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며, 타단이 퓨즈 또는 DC 전원에 접속된 제 2 저항기를 구비한다.
본 발명의 제 2 양태에 따르면, 제 1 양태에 있어서, 압전 변환 인버터가 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 제 3 스위칭 트랜지스터, 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 다이오드, 및 상기 제 3 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어에 의해, 상기 압전 변환기의 구동전압을 소정 전압으로 제어하는 구동전압 제어회로를 구비한다.
본 발명의 제 3 양태에 따르면, 제 1 양태에 있어서, 상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값은 상기 분주기에 의한 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 구동능력을 방해하지 않을 정도로 충분히 높다.
본 발명의 제 4 양태에 따르면, 1 차 전극으로부터 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로 AC 전압을 출력하는 압전 변환기, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 스위칭 트랜지스터, 및 게이트 신호를 출력하여 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 각각 교대로 구동시키는 분주기를 갖는 승압수단을 제공하는 압전 변환 인버터에 있어서, 본 발명은, 일정 DC 전압을 출력시키는 정전압 회로, 일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며,, 타단이 상기 정전압 회로에 접속된 제 1 저항기, 및 일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 상기 정전압 회로에 접속된 제 2 저항기를 구비한다.
본 발명의 제 5 양태에 따르면, 제 4 양태에 있어서, 압전 변환 인버터가, 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 제 3 스위칭 트랜지스터, 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 다이오드, 및 상기 제 3 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어에 의해, 상기 압전 변환기의 구동전압을 소정 전압으로 제어하는 구동전압 제어회로를 구비한다.
본 발명의 제 6 양태에 따르면, 제 4 양태에 있어서, 상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값은 상기 분주기에 의한 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 구동능력을 방해하지 않을 정도로 충분히 높다.
본 발명의 제 7 양태에 따르면, 1 차 전극으로부터 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로 AC 전압을 출력하는 압전 변환기, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 스위칭 트랜지스터, 및 게이트 신호를 출력하여 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 각각 교대로 구동시키는 분주기를 갖는 승압수단을 제공하는 압전 변환 인버터에 있어서, 본 발명은, 일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며,, 타단이 퓨즈 또는 DC 전원에 접속된 제 1 저항기, 일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 퓨즈 또는 DC 전원에 접속된 제 2 저항기, 일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며,, 타단이 접지에 접속된 제 3 저항기, 및 일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 접지에 접속된 제 4 저항기를 구비한다.
본 발명의 제 8 양태에 따르면, 제 7 양태에 있어서, 압전 변환 인버터가, 상기 제 1 코일 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 제 3 스위칭 트랜지스터, 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 다이오드, 및 상기 제 3 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어에 의해, 상기 압전 변환기의 구동전압을 소정 전압으로 제어하는 구동전압 제어회로를 구비한다.
본 발명의 제 9 양태에 따르면, 제 7 양태에 있어서, 상기 제 1 저항기 및상기 제 2 저항기의 저항값은 상기 분주기에 의한 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 구동능력을 방해하지 않을 정도로 충분히 높다.
본 발명의 제 10 양태에 따르면, 분주기로부터 출력된 신호들을 2 개의 스위칭 트랜지스터들의 게이트로 각각 입력하며 압전 변환기를 구동시켜 변환된 전압을 출력시키는 압전 변환 인버터로서, 상기 2 개의 스위칭 트랜지스터 중의 어느 하나의 스위칭 트랜지스터와 상기 분주기 사이의 전기접속이 분리되는 비정상 상태가 발생되는 경우, 압전 변환 인버터가 상기 스위칭 트랜지스터를 바이어스시켜 전류를 퓨즈로 흘려보냄으로써 퓨즈를 단락시켜 스모크의 발생을 방지한다.
본 발명의 제 11 양태에 따르면, 제 10 양태에 있어서, 전류를 상기 퓨즈로 흘려보내기 위해, 상기 2 개의 스위칭 트랜지스터는, 일단이 스위칭 트랜지스터의 게이트에 각각 접속되며 타단이 상기 퓨즈 또는 DC 전원에 각각 접속된 저항기들을 갖는다.
본 발명의 제 12 양태에 따르면, 제 10 양태에 있어서, 상기 퓨즈로 전류를 흘려보내기 위해, 상기 2 개의 스위칭 트랜지스터는, 일단이 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 일정 DC 전압을 공급하는 정전압 회로에 접속되며, 상기 정전압 회로는 상기 퓨즈 또는 상기 DC 전원에 접속된다.
본 발명의 제 13 양태에 따르면, 제 10 양태에 있어서, 전류를 상기 퓨즈로 흘려보내기 위해, 상기 2 개의 트랜지스터들은, 일단이 스위칭 트랜지스터의게이트에 접속되며 타단이 DC 전원 또는 상기 퓨즈에 접속된 제 1 저항기 및 일단이 상기 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 접지에 접속된 제 2 저항기를 구비한다.
도 1 은 종래의 압전 변환 인버터의 구성을 나타낸 블록도.
도 2 는 종래 및 본 발명의 압전 변환 인버터에 제공된 분주기의 구성예를 나타낸 블록도.
도 3 은 종래 및 본 발명의 압전 변환 인버터의 구동 주파수 대 승압비간의 특성의 동작예를 나타낸 그래프.
도 4 는 종래 및 본 발명의 압전 변환 인버터에 제공된 구동전압 제어회로의 구성의 일례를 나타낸 블록도.
도 5 는 종래 및 본 발명의 압전 변환 인버터의 동작의 일례를 나타낸 타이밍 차트.
도 6 은 종래 및 본 발명의 압전 변환 인버터에 제공된 조광기의 구성을 나타낸 블록도.
도 7 은 도 1 에 나타낸 압전 변환 인버터의 동작을 나타낸 타이밍 차트.
도 8 은 종래 및 본 발명의 스위칭 트랜지스터의 구성을 나타낸 개념도.
도 9 는 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 1 실시형태의 구성을 나타낸 블록도.
도 10 은 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 2 실시형태의 구성을 나타낸 블록도.
도 11 은 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 3 실시형태의 구성을 나타낸 블록도.
※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 압전 변환기 3 : 주파수 제어회로
4 : 승압회로 5 및 6 : 코일
7 및 8 : 스위칭 트랜지스터 10 : 구동전압 제어회로
11 : 조광기 (dimmer) 12 : 퓨즈
이하, 도면을 참조하여, 본 발명의 압전 변환 인버터의 동작에 대해 설명한다. 도 9, 도 10 및 도 11 은 각기 본 발명의 제 1, 제 2 및 제 3 실시형태를 나타낸다.
도 9, 도 10 및 도 11 에서, 분주기 (9) 의 클록에 의해 교대로 구동되는 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 중에서, 이들 스위칭 트랜지스터들 중의 하나의 스위칭 트랜지스터가 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 의 어느 한 게이트와 분주기 (9) 사이의 패턴배선의 단선으로 인해 분주기 (9) 에 의해 구동되는 않는 경우, 스위칭 트랜지스터의 게이트에 추가된 저항기에 의해 스위칭 트랜지스터가 바이어스되며, 퓨즈 (2) 로 대전류를 흘려보내는 전기경로가 형성되게 되므로, 퓨즈가 단락되게 되고 회로의 동작이 정지되게 되어, 스모크의 발생을 방지하게 된다. 이 경우, 스위칭 트랜지스터의 게이트에 추가된 저항기들은, 도 9 에 나타낸 풀-업 (pull-up) 저항기 (24 및 25), 또는 이 풀-업 저항기 (24) 및 풀-다운 저항기 (26) 에 의해 형성된 분압저항, 또는 이 풀-업 저항기 (25) 및 도 11 에 나타낸 풀-다운 저항기 (27) 에 의해 형성된 분압저항이다.
즉, 2 개의 스위칭 트랜지스터가 압전 변환기를 구동시키는 압전 변환 인버터에서, 2 개의 스위칭 트랜지스터의 어느 한 게이트와 분주기 사이의 전기접속이상실되는 비정상 상태시, 본 발명의 압전 변환 인버터는, 풀-업 저항기 또는 분압 저항에 의해 스위칭 트랜지스터를 바이어스하여, 드레인 전류의 전류경로를 퓨즈를 통한 경로로 변경시키므로, 퓨즈가 단락되도록 하여 회로의 동작을 정지시키게 되어, 스모크 등의 발생을 방지하게 된다.
다음, 도면을 참조하여, 본 발명의 실시형태들에 대해 상세히 설명한다. 도 9 는, 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 1 실시형태의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 9 에서, 본 발명의 압전 변환 인버터 (51) 의 제 1 실시형태는, 1 차 전극으로부터 AC 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로부터 출력시키는 압전 변환기 (1), DC 전압 (VDD) 을 정현파 또는 이 정현파에 근사한 신호로 변환시켜 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 승압기 (4), 및 클록에 의해 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 를 교대로 구동시키는 분주기 (9) 를 를 제공한다.
또한, 압전 변환 인버터 (51) 는, 구동신호를 분주기 (9) 로 출력시키는 주파수 제어회로 (3), 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 피크전압 (Vd1및 Vd2) 을 일정한 값으로 제어하는 구동전압 제어회로 (10), 구동전압 제어회로 (10) 에 구동정지신호를 발생시켜 주파수 제어회로 (3) 로 제어신호를 출력시켜 구동정지동안 VCO (전압제어 발진기) 의 주파수가 변화되지 않도록 하는 조광기 (11) 및 DC 전원 (VDD) 에 접속된 퓨즈 (12) 를 제공한다.
또한, 압전 변환 인버터 (51) 는, 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 일측및 구동전압 제어회로 (10) 에 접속된 코일 (5), 이 코일 (5) 과 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 일측에 접속된 스위칭 트랜지스터 (7), 이 스위칭 트랜지스터 (7) 의 게이트에 접속된 풀-업 저항기 (24), 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 타측 및 구동전압 제어회로 (10) 에 접속된 코일 (6), 이 코일 (6) 과 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 타측에 접속된 스위칭 트랜지스터 (8), 및 이 스위칭 트랜지스터 (8) 의 게이트에 접속된 풀-업 저항기 (25) 를 제공한다.
이상 설명한 바와 같이, 도 9 에 나타낸 압전 변환 인버터 (51) 는, 2 군의 코일 및 스위칭 트랜지스터를 이용하여, DC 전압 (VDD) 을 정현파 또는 정현파에 근사한 신호로 변환시켜, 압전 변환기 (1) 를 구동시키며, 이 신호를 높은 AC 전압 (VO) 으로 변환시켜, 이 전압 (VO) 을 부하 (2) 로 공급한다.
도 9 에서, 도 1 에 나타낸 종래의 압전 변환 인버터 (29) 와 동일한 구성요소에 대해 동일 참조부호를 사용하며, 상술한 바와 같이 동작하므로, 동일한 설명은 생략하기로 한다.
도 9 에 나타낸 본 발명의 압전 변환 인버터 (51) 의 제 1 실시형태와 도 1 에 나타낸 종래형태의 것의 차이는, 제 1 실시형태의 압전 변환 인버터 (51) 가 풀-업 저항기 (24 및 25) 를 각각 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 에 접속시킨다는 점이다.
스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 의 게이트와 분주기 (9) 사이의 전기접속이 분리될 때, 이 풀-업 저항기 (24 및 25) 로써 스위칭 트랜지스터들을 바이어스 하므로, 제 1 실시형태에서는 이 스위칭 트랜지스터를 강제적으로 온 상태로 할 수 있게 된다.
이하, 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 1 실시형태의 동작에 대해 설명한다.
분주회로 (9) 로부터 교대로 출력된 정현파 또는 이 정현파에 근사한 신호의 반파 전압 (Vd1및 Vd2) 을 압전 변환기 (1) 의 1 차 전극의 일측 및 타측으로 입력함으로써, 압전 변환 인버터 (1) 가 등가적인 정현파 또는 이 정현파에 근사한 신호에 의해 구동되어, 2 차 전극으로부터 전압 (Vd1및 Vd2) 의 N 배 승압한 전압 (VO) 이 출력되게 된다.
이 전압 (VO) 이 부하 (2) 에 인가되어, 이 부하를 흐른 피드백 전류 (IO) 가 주파수 제어회로 (3) 로 입력되게 된다. 주파수 제어회로 (3) 는, 분주기 (9) 에 대하여 압전 변환기 (1) 를 구동시키는 주파수의 2 배의 주파수를 발생시켜, 부하 (2) 로부터의 피드백 전류 (IO) 가 소정치가 될 때까지 이 구동주파수로 스위프를 계속하여 소정치에서 정지한다.
압전 변환기 (1) 에 입력된 전압 (Vd1또는 Vd2) 을 구동전압 제어회로 (10) 에 입력함으로써, DC 전압 (VDD) 이 커진 경우에도, 전압 (Vd1및 Vd2) 을 소정치로 제어할 수 있게 된다. 조광기 (11) 는 구동 주파수보다 충분히 낮은 주파수의 출력신호를 구동전압 제어회로 (10) 로 출력하며, 승압기 (4) 에 공급된 전력을 시분할로 제어하여, 부하 (2) 로 공급된 전압 (VO) 의 실효치 또는 부하 (2) 로 흐르는 전류 (IO) 의 실효치가 감소될 수 있게 된다. 승압기 (4) 에 전력이 공급되지 않는 동안, VCO (전압제어 발진기) 의 주파수를 변화시키지 않기 위해, 조광기 (11) 에서 홀드 (hold) 신호가 주파수 제어회로 (3) 로 출력된다.
분주기 (9) 및 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 의 게이트가 전기적으로 접속된 정상 상태에서는, 분주기 (9) 의 전력구동을 방해하지 않도록, 풀-업 저항기 (24 및 25) 가 충분히 높은 저항값으로 설정된다. 여기서, 풀-업 저항기 (24, 25)의 저항값이 분주기 (9) 의 전력구동을 방해하지 않을 정도로 충분히 높은 저항이러야 한다는 것에 대하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 먼저 주파수 제어회로 (3) 로부터 출력된 주파수 분주기 (9) 의 입력을 Vi 볼트, 주파수 분주기 (9) 의 내부 저항을 r, 제 1 저항기 또는 제 2 저항기의 저항을 R이라고 가정하면, 스위칭 트랜지스터 (7, 8) 에 인가되는 전압 Vg (Vg1, Vg2) 은
식 Vg = (VDD- Vi) ×r/(R+r) + Vi 으로부터 구해집니다.
여기서, r >> R 이라면, Vg ≒ VDD가 됩니다. 일반적으로 VDD는 스위칭 트랜지스터 (7,8) 의 문턱 전압보다 높으므로, 스위칭 트랜지스터 (7, 8) 는 온/오프 되지 않고 항상 온 상태에 있게 되는 문제가 발생합니다.
한편, r << R 이라면, Vg ≒ Vi 가 되어 전압 Vi 의 크기를 조절함으로써, 스위칭 트랜지스터 (7, 8)를 온/오프시킬 수 있게 됩니다.
따라서, 풀-업 저항기의 저항값이 충분히 크다는 것의 기술적 의미는 풀-업저항기의 저항이 분주기 (9) 의 내부 저항에 비하여 상당히 커서 분주기 (9) 의 내부 저항을 무시할 수 있는 정도인 것을 의미합니다.
분주기 (9) 및 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 중의 어느 한 게이트가 전기적으로 분리된 비정상 상태에서는, 풀-업 저항기 (24 또는 25) 가 스위칭 트랜지스터를 바이어스함으로써, 퓨즈 (12) 로 대전류를 흘려 보내는 전기경로가 형성되게 되므로, 퓨즈가 단락되게 되어, 회로가 정지되도록 동작한다.
따라서, 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 1 실시형태에 따르면, 분주기 (9) 와 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 사이의 전기접속이 분리된 경우에도, 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 로부터의 스모크의 발생이 방지되게 된다.
이하, 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 2 실시형태에 대해 설명한다.
도 10 은 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 2 실시형태의 구성을 나타낸다. 도 10에서, 도 9 에 나타낸 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 1 실시형태와 동일한 구성요소에 대해 동일 참조부호를 사용하며, 제 1 실시형태와 동일하게 동작하므로 그에 대한 설명은 생략한다.
본 발명의 압전 변환 인버터 (51) 의 제 1 실시형태와 본 발명의 압전 변환 인버터 (52) 의 제 2 실시형태 사이의 차이점은, 제 2 실시형태는 DC 전압 (VDD) 이 변동하는 경우에도 일정 DC 전압을 출력하는 정전압 회로 (61) 를 더 구비하며, 그 출력에 풀-업 저항기 (24 및 25) 가 접속된다는 점이다.
도 9 에 나타낸 본 발명의 제 1 실시형태에서, DC 전압 (VDD) 의 전압 범위가 넓은 경우, 스위칭 트랜지스터의 게이트를 바이어스 하는 전압이 변화하게 된다. 그러나, 이 바이어스 전압이 스위칭 트랜지스터의 게이트와 소오스 사이의 정격 전압의 범위 이내이되, 너무 높은 전압이 인가되는 경우에는, 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 의 온-저항값이 매우 낮게 된다.
분주기 (9) 와 스위칭 트랜지스터의 게이트 사이의 전기접속이 상실되는 비정상 상태에서는, 과도 드레인 전류가 흐르게 되어, 퓨즈 (12) 가 단락되기 전에 스모크의 발생을 야기할 수도 있다. 따라서, 광범위의 DC 전압 (VDD) 에서 동작하는 압전변환기 구동회로에서는, DC 전압 (VDD) 에 풀-업하는 것은 바람직하지 않으며, 이 스위칭 트랜지스터의 게이트 전압을 적당한 바이어스 값으로 설정하는 것이 중요하다.
예를들어, 퓨즈 (12) 가 정격전류 1.25 A 의 속단형 (instant blow type) 이며, 코일 (5 및 6) 이 58 μH 이며, 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 로 2SK2111 트랜지스터를 사용하며, 분주기 (9) 와 스위칭 트랜지스터 (7 및 8) 중의 어느 한 게이트 사이의 전기접속이 분리된 비정상 상태의 경우에, DC 전원 (VDD) 이 12 V 이며, 풀-업 저항값이 1 ㏁ 인 경우, 온-저항값이 낮아지며, 과도 드레인 전류가 흐르게 되어, 퓨즈 (12) 가 단락되기 전에, 스위칭 트랜지스터가 스모크를 발생하게 된다. 그러나, DC 전원 (VDD) 이 12 V 이며, 정전압 회로 (61) 의 출력전압은 5 V 이며, 풀-업 저항값이 100 ㏀ 인 경우, 온-저항값이 그렇게 작아지지 않게 되어, 과도 드레인 전류가 흐르지 않게 되므로, 스위칭 트랜지스터가 스모크를 발생시키기 전에 퓨즈 (12) 가 단락되어, 회로의 동작이 안전하게 정지될 수 있게 된다.
따라서, 본 발명의 압전 변환 인버터 (52) 의 제 2 실시형태는 압전 변환기 (1) 를 효율적으로 구동시키며, 범용성이 높고 소형화 및 저비용화를 도모하여, 광범위의 DC 전압 (VDD) 에서 동작된다. 또한, 정전압 회로 (61) 가 제공되며, 이 정전압 회로 (61) 의 출력에 풀업이 구현되어, 분주기 (9) 와 스위칭 트랜지스터 사이의 전기접속이 상실되는 비정상 상태의 경우, 스위칭 트랜지스터로부터의 스모크 발생이 방지될 수 있게 된다.
이하, 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 3 실시형태에 대해 설명한다.
도 11 은 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 3 실시형태의 구성을 나타낸 블록도이다. 도 11에서, 도 9 에 나타낸 본 발명의 압전 변환 인버터의 제 1 실시형태와 동일한 구성요소에 대하여 제 1 실시형태에서와 동일한 참조부호를 사용하며, 따라서 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.
본 발명의 압전 변환 인버터 (53) 의 제 3 실시형태와 본 발명의 압전 변환 인버터 (51) 의 제 1 실시형태 사이의 차이점은, 제 3 실시형태에서는 DC 전압 (VDD) 으로서 단일전압을 사용하며, 풀-다운 저항기 (26 및 27) 가 스위칭 트랜지스터에 각기 접속되어 있는 점이다.
스위칭 트랜지스터 (7 또는 8) 를 풀-업 저항기 (24 또는 25) 및 풀-다운 저항기 (26 또는 27) 에 의해 분할된 분압치로써 바이어스 함으로써, 분주기 (9)와 스위칭 트랜지스터 (7 또는 8) 의 1 개의 게이트 사이의 전기접속이 상실되는 비정상 상태시, 퓨즈 (12) 에 대전류가 흐르게 되며, 스위칭 트랜지스터에서 스모크가 발생되는 것이 방지될 수 있게 된다. 따라서, DC 전압 (VDD) 으로서 단일 전압을 사용하는 압전 변환 인버터에서, 풀-업 저항기의 풀-업 파터너가 DC 전압 (VDD) 또는 퓨즈 (12) 에 접속될 수 있게 되어, 예를들어 도 10 의 정전압 회로 (61) 와 같은 바이어스용의 추가적인 전원이 불필요하게 된다.
DC 전압 (VDD) 이 풀-업 저항기 및 풀-다운 저항기의 분압치로써 스위칭 트랜지스터를 바이어스하는 경우에도, 전압이 너무 낮아서 퓨즈 (12) 에 대전류를 흘려보내는 전류경로를 형성하지 못하게 되는 경우, 도 9 또는 도 10 에 나타낸 제 1 또는 제 2 실시형태가 적용된다.
본 발명의 압전 변환 인버터의 제 3 실시형태에 따르면, 광범위의 DC 전압 (VDD) 에 의해 동작되는 압전변환기 구동회로에서, 압전 변환 인버터가 효율적으로 압전 변환기를 구동시키며, 매우 범용성이 있으며, 소형이며 저비용이다. 분주기 (9) 와 스위칭 트랜지스트이 1 개의 게이트 사이의 전기접속이 상실되는 비정상 상태시, 스위칭 트랜지스터로부터 스모크 등의 발생이 방지될 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 압전 변환기를 효율적으로 구동시키며 매우 범용성이 있으며 소형 및 저비용의 압전 변환 인버터를 제공할 수 있다. 본 발명의 압전 변환 인버터는 분주기 (9) 와 스위칭 트랜지스터의 어느 한 개의게이트 사이의 전기접속이 상실되는 비정상 상태시, 스위칭 트랜지스터의 게이트가 저항기에 의해 바이어스 되며, 스위칭 트랜지스터에서 스모크 등이 발생되기 전에 퓨즈가 단락되도록 하여 안정성을 향상시킬 수 있게 된다.
또한, 본 발명은, 고효율의 변환 전압을 얻을 수 있으며, 광범위의 입력전압 범위에서 압전 변환기의 구동 전압을 소정전압값으로 제어할 수 있게 된다.
또한, 본 발명은, 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 저항기의 저항값이 충분히 높으므로, 분주기에 의해 야기되는 제 1 및 제 2 스위칭 트랜지스터의 구동력에 장애를 방지 할 수 있게 된다.
비록, 본 발명이 특정한 예시목적의 실시형태들을 참조하여 설명되었으나, 이들 실시형태들에 한정되는 것이 아니라 첨부된 청구항에만 한정된다. 본 기술분야의 전문가는 본 발명의 정신과 범주를 벗어나지 않고 본 발명의 실시형태들을 수정하거나 변형시킬 수 있는 것으로 이해되어야 한다.

Claims (16)

1 차 전극으로부터 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로 AC 전압을 출력하는 압전 변환기, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 스위칭 트랜지스터, 및 게이트 신호를 출력하여 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 각각 교대로 구동시키는 분주기를 갖는 승압수단,
상기 압전 변환기로부터의 출력을 입력받고, 출력 주파수를 조절하기 위하여 상기 주파수 분주기를 제어하는 주파수 제어 회로, 및
구동 전압을 소정 값이 되도록 하는 구동 전압 제어회로를 포함하는 압전 변환 인버터에 있어서,
일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며, 타단이 퓨즈 또는 DC 전원에 접속된 제 1 저항기; 및
일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며, 타단이 퓨즈 또는 DC 전원에 접속된 제 2 저항기를 구비하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 1 항에 있어서,
상기 구동 전압 제어 회로는 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 제 3 스위칭 트랜지스터,
상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 다이오드,
상기 제 1 트랜지스터의 드레인에 접속되고, 드레인 전압 분할 및 정류하는 분압 정류기,
상기 분압 정류기 및 상기 주파수 제어회로로부터의 출력을 입력으로 받는 비교기, 및
상기 제 3 스위칭 트랜지스터를 위한 온/오프 듀티 제어 신호 및 스톱 신호를 발생하는 조광기 및 상기 비교기로부터의 출력을 입력으로 받고, 상기 제 3 스위칭 트랜지스터를 온/오프하기 위하여 OR 연산을 수행하는 OR 회로를 포함하며,
상기 제 3 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어에 의하여 상기 압전 변환기의 구동전압을 소정 전압이 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 1 항에 있어서,
상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값을 상기 분주기의 내부 저항에 비하여 크게 설정함으로써, 상기 분주기가 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 주기적으로 온/오프할 수 있도록 상기 분주기의 내부 저항의 영향을 최소화하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 2 항에 있어서,
상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값을 상기 분주기의 내부 저항에 비하여 크게 설정함으로써, 상기 분주기가 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 주기적으로 온/오프할 수 있도록 상기 분주기의 내부 저항의 영향을 최소화하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
1 차 전극으로부터 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로 AC 전압을 출력하는 압전 변환기, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 스위칭 트랜지스터, 및 게이트 신호를 출력하여 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 각각 교대로 구동시키는 분주기를 갖는 승압수단,
상기 압전 변환기로부터의 출력을 입력받고, 출력 주파수를 조절하기 위하여 상기 주파수 분주기를 제어하는 주파수 제어 회로, 및
구동 전압을 소정 값이 되도록 제어하는 구동 전압 제어회로를 포함하는 압전 변환 인버터에 있어서,
일정 DC 전압을 출력시키는 정전압 회로,
일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며, 타단이 상기 정전압 회로에 접속된 제 1 저항기, 및
일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 상기 정전압 회로에 접속된 제 2 저항기를 구비하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 5 항에 있어서,
상기 구동 전압 제어 회로는 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 제 3 스위칭 트랜지스터,
상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 다이오드,
상기 제 1 트랜지스터의 드레인에 접속되고, 드레인 전압 분할 및 정류하는 분압 정류기,
상기 분압 정류기 및 상기 주파수 제어회로로부터의 출력을 입력으로 받는 비교기, 및
상기 제 3 스위칭 트랜지스터를 위한 온/오프 듀티 제어 신호 및 스톱 신호를 발생하는 조광기 및 상기 비교기로부터의 출력을 입력으로 받고, 상기 제 3 스위칭 트랜지스터를 온/오프하기 위하여 OR 연산을 수행하는 OR 회로를 포함하며,
상기 제 3 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어에 의하여 상기 압전 변환기의 구동전압을 소정 전압이 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 5 항에 있어서,
상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값을 상기 분주기의 내부 저항에 비하여 크게 설정함으로써, 상기 분주기가 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 주기적으로 온/오프할 수 있도록 상기 분주기의 내부 저항의 영향을 최소화하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 6 항에 있어서,
상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값을 상기 분주기의 내부 저항에 비하여 크게 설정함으로써, 상기 분주기가 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 주기적으로 온/오프할 수 있도록 상기 분주기의 내부 저항의 영향을 최소화하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
1 차 전극으로부터 전압을 입력받아 압전효과를 이용하여 2 차 전극으로 AC 전압을 출력하는 압전 변환기, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 일측에 접속된 제 1 스위칭 트랜지스터, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 코일, 일단이 상기 압전 변환기의 1 차 전극의 타측에 접속된 제 2 스위칭 트랜지스터, 및 게이트 신호를 출력하여 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 각각 교대로 구동시키는 분주기를 갖는 승압수단,
상기 압전 변환기로부터의 출력을 입력받고, 출력 주파수를 조절하기 위하여 상기 주파수 분주기를 제어하는 주파수 제어 회로, 및
구동 전압을 소정 값이 되도록 제어하는 구동 전압 제어회로를 포함하는 압전 변환 인버터에 있어서,
일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며, 타단이 상기 퓨즈 또는 상기 DC 전원에 접속된 제 1 저항기,
일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 상기 퓨즈 또는 상기 DC 전원에 접속된 제 2 저항기,
일단이 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며, 타단이 접지에 접속된 제 3 저항기, 및
일단이 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 접지에 접속된 제 4 저항기를 구비하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 9 항에 있어서,
상기 구동 전압 제어 회로는 상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 제 3 스위칭 트랜지스터,
상기 제 1 코일의 타단 및 상기 제 2 코일의 타단에 접속된 다이오드,
상기 제 1 트랜지스터의 드레인에 접속되고, 드레인 전압 분할 및 정류하는 분압 정류기,
상기 분압 정류기 및 상기 주파수 제어회로로부터의 출력을 입력으로 받는 비교기, 및
상기 제 3 스위칭 트랜지스터를 위한 온/오프 듀티 제어 신호 및 스톱 신호를 발생하는 조광기 및 상기 비교기로부터의 출력을 입력으로 받고, 상기 제 3 스위칭 트랜지스터를 온/오프하기 위하여 OR 연산을 수행하는 OR 회로를 포함하며,
상기 제 3 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어에 의하여 상기 압전 변환기의 구동전압을 소정 전압이 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 9 항에 있어서,
상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값을 상기 분주기의 내부 저항에 비하여 크게 설정함으로써, 상기 분주기가 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 주기적으로 온/오프할 수 있도록 상기 분주기의 내부 저항의 영향을 최소화하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 10 항에 있어서,
상기 제 1 저항기 및 상기 제 2 저항기의 저항값을 상기 분주기의 내부 저항에 비하여 크게 설정함으로써, 상기 분주기가 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터를 주기적으로 온/오프할 수 있도록 상기 분주기의 내부 저항의 영향을 최소화하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 1 항, 제 5 항 및 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 2 개의 스위칭 트랜지스터 중의 어느 하나의 스위칭 트랜지스터와 상기 분주기 사이의 전기접속이 분리되는 비정상 상태가 발생되는 경우, 압전 변환 인버터가 상기 스위칭 트랜지스터를 바이어스시켜 전류를 퓨즈로 흘려보냄으로써 퓨즈를 단락시켜 스모크의 발생을 방지하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 13 항에 있어서,
전류를 상기 퓨즈로 흘려보내기 위해, 상기 2 개의 스위칭 트랜지스터는, 일단이 스위칭 트랜지스터의 게이트에 각각 접속되며 타단이 상기 퓨즈 또는 DC 전원에 각각 접속된 저항기들을 갖는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 13 항에 있어서,
상기 퓨즈로 전류를 흘려보내기 위해, 상기 2 개의 스위칭 트랜지스터는, 일단이 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 일정 DC 전압을 공급하는 정전압 회로에 접속되며, 상기 정전압 회로는 상기 퓨즈 또는 상기 DC 전원에 접속된 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
제 13 항에 있어서,
전류를 상기 퓨즈로 흘려보내기 위해, 상기 2 개의 트랜지스터들은,
일단이 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 DC 전원 또는 상기 퓨즈에 접속된 제 1 저항기, 및
일단이 상기 스위칭 트랜지스터의 게이트에 접속되며 타단이 접지에 접속된 제 2 저항기를 구비하는 것을 특징으로 하는 압전 변환 인버터.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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TWI399027B (zh) * 2009-05-27 2013-06-11 Microjet Technology Co Ltd 電壓轉換器及其所適用之驅動系統
DE112019005537T5 (de) * 2018-11-05 2021-07-22 Sony Group Corporation Ansteuerungsschaltung, elektronische vorrichtung und verfahren zum steuern der ansteuerungsschaltung
EP3855295A1 (en) * 2020-01-24 2021-07-28 Microsoft Technology Licensing, LLC Driver circuit and method for driving a capacitive load

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0758159B1 (en) * 1995-08-07 2002-04-10 Nec Corporation Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal
JP2778554B2 (ja) * 1995-10-12 1998-07-23 日本電気株式会社 圧電トランス駆動回路
JP2842526B2 (ja) * 1996-08-01 1999-01-06 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動回路

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