JPS60207291A - 点灯装置 - Google Patents
点灯装置Info
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- JPS60207291A JPS60207291A JP6354384A JP6354384A JPS60207291A JP S60207291 A JPS60207291 A JP S60207291A JP 6354384 A JP6354384 A JP 6354384A JP 6354384 A JP6354384 A JP 6354384A JP S60207291 A JPS60207291 A JP S60207291A
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- circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は半導体スイッチング素子を有するインバータ
回路を使用した点灯装置に関する。
回路を使用した点灯装置に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
従来、半導体スイッチング素子を使用したインバータ回
路によって放電灯あるいは電球等のランプを点灯制御す
る点灯回路としては、負荷特性が定電圧あるいは定電流
特性を示すものがほとんどである。例えば、第１図及び
第２因に示すものは定電流特性を示す一例で、直流化さ
れた電源１に半導体スイッチング素子であるＮＰＮ形の
スイッチングトランジスタ２及び電流量検出用の抵抗３
を直列に介してダイオード４を図示極性に接続するとと
もに、さらに限流コイル５を介してコンデンサ６、始動
回路７並びにランプ８を接続して（する。前記スイッチ
ングトランジスタ２は前記抵抗３０両端藺電圧に応動し
て例えばそのスイッチングデユーティ比を制御する制御
回路９によってスイッチング動作されるようになってい
る。前記制開回路９は前記抵抗３の両端間電圧を積分し
て平均化する平均値回路１０と、基準電源１１と、この
基準電源１１の出力電圧を反転入力端子（−）に入力す
るとともに前記平均°値回路１１の出力を非反転入力端
子（＋）に入力し、かつ上記反転入力端子（−）と出力
端子との間に帰還抵抗１２を接続した誤差増幅器１３と
、この誤差増幅器１３の出力電圧レベルに応じて前記ス
イッチングトランジスタ２のスイッチングデユーティ比
を制御するＰＷＭ （パルス幅変調）制御回路１４とで
構成されている。前記ＰＷＭ制御回路としては例えばＴ
Ｌ４９４ （テキサスインスツルメント社製）のスイッ
チングレギュレータ用ＩＣを用いている。
路によって放電灯あるいは電球等のランプを点灯制御す
る点灯回路としては、負荷特性が定電圧あるいは定電流
特性を示すものがほとんどである。例えば、第１図及び
第２因に示すものは定電流特性を示す一例で、直流化さ
れた電源１に半導体スイッチング素子であるＮＰＮ形の
スイッチングトランジスタ２及び電流量検出用の抵抗３
を直列に介してダイオード４を図示極性に接続するとと
もに、さらに限流コイル５を介してコンデンサ６、始動
回路７並びにランプ８を接続して（する。前記スイッチ
ングトランジスタ２は前記抵抗３０両端藺電圧に応動し
て例えばそのスイッチングデユーティ比を制御する制御
回路９によってスイッチング動作されるようになってい
る。前記制開回路９は前記抵抗３の両端間電圧を積分し
て平均化する平均値回路１０と、基準電源１１と、この
基準電源１１の出力電圧を反転入力端子（−）に入力す
るとともに前記平均°値回路１１の出力を非反転入力端
子（＋）に入力し、かつ上記反転入力端子（−）と出力
端子との間に帰還抵抗１２を接続した誤差増幅器１３と
、この誤差増幅器１３の出力電圧レベルに応じて前記ス
イッチングトランジスタ２のスイッチングデユーティ比
を制御するＰＷＭ （パルス幅変調）制御回路１４とで
構成されている。前記ＰＷＭ制御回路としては例えばＴ
Ｌ４９４ （テキサスインスツルメント社製）のスイッ
チングレギュレータ用ＩＣを用いている。
この回路は例えばスイッチング１−ランジスタ２に通常
よりも大きな電流が流れると抵抗３の両端間に大きな電
圧が発生し、この電圧により誤差増幅器１３の非反転入
力端子（＋）に通常より大きな電圧が入力する。これに
よりＰＷＭ制却回路１４にはトランジスタ２のオン幅を
狭くするような信号が入力され、Ｐ Ｗ Ｍ ＩＩＩ
ｔｉ１１回路１４によりトランジスタ２のスイッチング
デユーティ比が制御される。逆にスイッチングトランジ
スタ２に通常よりも小さな電流が流れると誤差増幅器１
３の非反転入力端子（＋）に通常より小さな電圧が入力
し、これによりＰ Ｗ Ｍ ａｌｌ ｍ回路１４にはト
ランジスタ２のオン幅を広くするような信号が入力され
、ＰＷＭ制御回路１４によりＩ・ランジスタ２のスイッ
チングデユーティ比が制御される。しかして、このよう
な回路ではスイッチングトランジスタ２に流れる電流が
一定となるように制御が働き、定電流な負荷特性が得ら
れるようになる。
よりも大きな電流が流れると抵抗３の両端間に大きな電
圧が発生し、この電圧により誤差増幅器１３の非反転入
力端子（＋）に通常より大きな電圧が入力する。これに
よりＰＷＭ制却回路１４にはトランジスタ２のオン幅を
狭くするような信号が入力され、Ｐ Ｗ Ｍ ＩＩＩ
ｔｉ１１回路１４によりトランジスタ２のスイッチング
デユーティ比が制御される。逆にスイッチングトランジ
スタ２に通常よりも小さな電流が流れると誤差増幅器１
３の非反転入力端子（＋）に通常より小さな電圧が入力
し、これによりＰ Ｗ Ｍ ａｌｌ ｍ回路１４にはト
ランジスタ２のオン幅を広くするような信号が入力され
、ＰＷＭ制御回路１４によりＩ・ランジスタ２のスイッ
チングデユーティ比が制御される。しかして、このよう
な回路ではスイッチングトランジスタ２に流れる電流が
一定となるように制御が働き、定電流な負荷特性が得ら
れるようになる。
ところで、放電灯あるいは電球において、光束は電力に
より決り、定格電力に対する変動は明るさの変動となる
。また、個々のランプのインピーダンスのバラツキに対
して明るさの変動を吸収するには点灯装置は定電力特性
を有するものがよい。
より決り、定格電力に対する変動は明るさの変動となる
。また、個々のランプのインピーダンスのバラツキに対
して明るさの変動を吸収するには点灯装置は定電力特性
を有するものがよい。
また特に＾圧絞電灯においては始動時の光束の立上がり
時間の短縮のためにランプ電圧ＶＬの低い始動時に定電
流特性で動作させるより、ランプ電流■Ｌを増加させ、
ランプ電力Ｗｔ、を一定にして点灯することでランプに
無理な管壁負荷を加えることなく、光束立上がり時間の
短縮ができる。このことから点灯装置においては負荷特
性を定電力特性にすることが望ましい。このため、定電
力特性を実現するために従来は、例えばＴＬ４９７（テ
キサスインスツルメント社製）などのスイッチングレギ
ュレータ用ＩＣを用いたり、ログアンプを誤差増幅器に
用いて構成する例が知られている。しかしながら、ＴＬ
４９７を用いた回路では対温度特性が悪り（温度変化に
より出力電力の変化が大きい。）、またログアンプを用
いたものでは使用部品点数が多くなるという不都合があ
った。
時間の短縮のためにランプ電圧ＶＬの低い始動時に定電
流特性で動作させるより、ランプ電流■Ｌを増加させ、
ランプ電力Ｗｔ、を一定にして点灯することでランプに
無理な管壁負荷を加えることなく、光束立上がり時間の
短縮ができる。このことから点灯装置においては負荷特
性を定電力特性にすることが望ましい。このため、定電
力特性を実現するために従来は、例えばＴＬ４９７（テ
キサスインスツルメント社製）などのスイッチングレギ
ュレータ用ＩＣを用いたり、ログアンプを誤差増幅器に
用いて構成する例が知られている。しかしながら、ＴＬ
４９７を用いた回路では対温度特性が悪り（温度変化に
より出力電力の変化が大きい。）、またログアンプを用
いたものでは使用部品点数が多くなるという不都合があ
った。
［発明の目的］
この発明はこのような事情に鑑みて為されたもので、簡
単な構成で安定した定電力特性が得られ、しかも電源電
圧の変動、に対しても負荷特性を安定化できる点灯装置
を提供することを目的とする。
単な構成で安定した定電力特性が得られ、しかも電源電
圧の変動、に対しても負荷特性を安定化できる点灯装置
を提供することを目的とする。
［発明の概要］
この発明は、半導体スイッチング素子を有するインバー
タ回路と、このインバータ回路に接続されるランプと、
インバータ回路からランプ側に供給される電流量を検出
する１個又は２個の電流量検出回路と、この電流」検出
回路からの検出信号の波高値を検出する波高値検出回路
と、基準電圧を発生する基準電源と、電流量検出回路か
らの検出信号の平均価を一端に入力するとともに基準電
圧に波高値検出回路の出力を重畳した信号を他端に入力
し、他端入力レベルに対する一端入力レベルの大きさに
応じて電圧信号を出力する誤差増幅器と、この誤差増幅
器からの電圧信号のレベルに応じて半導体スイッチング
素子のスイッチングデユーティ比又はスイッチング周期
を可変制御する手段とを設け、略定電力な負荷特性を得
るものである。
タ回路と、このインバータ回路に接続されるランプと、
インバータ回路からランプ側に供給される電流量を検出
する１個又は２個の電流量検出回路と、この電流」検出
回路からの検出信号の波高値を検出する波高値検出回路
と、基準電圧を発生する基準電源と、電流量検出回路か
らの検出信号の平均価を一端に入力するとともに基準電
圧に波高値検出回路の出力を重畳した信号を他端に入力
し、他端入力レベルに対する一端入力レベルの大きさに
応じて電圧信号を出力する誤差増幅器と、この誤差増幅
器からの電圧信号のレベルに応じて半導体スイッチング
素子のスイッチングデユーティ比又はスイッチング周期
を可変制御する手段とを設け、略定電力な負荷特性を得
るものである。
［発明の実施例］
以下、この発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第３図に示すように直流化された電源２１に半導体スイ
ッチング素子であるＮＰＮ形のスイッチングトランジス
タ２２及び電流量検出回路を形成する抵抗２３を直列に
介してダイオード２４を図示極性に接続するとともに、
さらに限流コイル２５を介してコンデンサ２６、始動回
路２７並びにランプ２８を接続している。前記スイッチ
ングトランジスタ２２は前記抵抗２３の両端間電圧に応
動して例えばそのスイッチングデユーティ比を制御する
制御回路２９によってスイッチング動作されるようにな
っている。前記制御回路２９は第４図に示すように抵抗
３０とコンデンサ３１とがらなり、前記抵抗２３の両端
間電圧を積分して平均化する平均値回路３２と、前記抵
抗２３の両端間電圧をダイオード３３で整流し、かつコ
ンデンサ３４により平滑して前記抵抗２３に生じる電圧
の波高値を得、その波高値電圧を抵抗３５．３６で分圧
して基準電１ｌｉ３８の基準電圧Ｖ ｒｅｆに重畳出力
する波高値検出回路３７と、この基準電源３８の基準電
圧Ｖ ｒｅｆに前記波高値検出回路３７からの出力電圧
が重畳されて得られる電圧を反転入力端子（−）に入力
するとともに前記平均値回路３２の出力を非反転入力端
子（＋）に入力し、かつ上記反転入力端子（−）と出力
端子との間に帰還抵抗３９を接続した誤差増幅器４０と
、この誤差増幅器４０の出力電圧レベルに応じて前記ス
イッチングトランジスタ２２のスイッチングデユーティ
比を制御するＰＷＭ （パルス幅変調）制御回路４１と
で構成されている。すなわち、前記基準電源３８の負極
端子を前記波高値検出回路３７の抵抗３５．３６の接続
点に接続し、正極端子を前記誤差増幅器４０の反転入力
端子（−）に接続している。また、前記平均値回路３２
の抵抗３０とコンデンサ３１との接続点を前記誤差増幅
器４０の非反転入力端子（十）に接続している。なお、
前記基準電１１１３８の基準電圧Ｖ ｒｅｆは従来のす
なわち第２図に示す基準電源１１の基準電圧に比べて小
さく設定しである。
ッチング素子であるＮＰＮ形のスイッチングトランジス
タ２２及び電流量検出回路を形成する抵抗２３を直列に
介してダイオード２４を図示極性に接続するとともに、
さらに限流コイル２５を介してコンデンサ２６、始動回
路２７並びにランプ２８を接続している。前記スイッチ
ングトランジスタ２２は前記抵抗２３の両端間電圧に応
動して例えばそのスイッチングデユーティ比を制御する
制御回路２９によってスイッチング動作されるようにな
っている。前記制御回路２９は第４図に示すように抵抗
３０とコンデンサ３１とがらなり、前記抵抗２３の両端
間電圧を積分して平均化する平均値回路３２と、前記抵
抗２３の両端間電圧をダイオード３３で整流し、かつコ
ンデンサ３４により平滑して前記抵抗２３に生じる電圧
の波高値を得、その波高値電圧を抵抗３５．３６で分圧
して基準電１ｌｉ３８の基準電圧Ｖ ｒｅｆに重畳出力
する波高値検出回路３７と、この基準電源３８の基準電
圧Ｖ ｒｅｆに前記波高値検出回路３７からの出力電圧
が重畳されて得られる電圧を反転入力端子（−）に入力
するとともに前記平均値回路３２の出力を非反転入力端
子（＋）に入力し、かつ上記反転入力端子（−）と出力
端子との間に帰還抵抗３９を接続した誤差増幅器４０と
、この誤差増幅器４０の出力電圧レベルに応じて前記ス
イッチングトランジスタ２２のスイッチングデユーティ
比を制御するＰＷＭ （パルス幅変調）制御回路４１と
で構成されている。すなわち、前記基準電源３８の負極
端子を前記波高値検出回路３７の抵抗３５．３６の接続
点に接続し、正極端子を前記誤差増幅器４０の反転入力
端子（−）に接続している。また、前記平均値回路３２
の抵抗３０とコンデンサ３１との接続点を前記誤差増幅
器４０の非反転入力端子（十）に接続している。なお、
前記基準電１１１３８の基準電圧Ｖ ｒｅｆは従来のす
なわち第２図に示す基準電源１１の基準電圧に比べて小
さく設定しである。
このような構成の本発明実施例装置においてはランプ２
８に流れる電流が小さく、すなわち高い電圧がランプ２
８に印加されるときは抵抗２３の両端間に生じる電圧が
小さいので、波高値検出回路３７から基準電源３８に重
畳される電圧が小さく、誤差増幅器４０の反転入力端子
（−）に入力される電圧は略基準電源３８の基準電圧Ｖ
ｒｅｆに近い電圧となる。従って、ＰＷＭ制御回路４
１によるＰ Ｗ Ｍ ｉｌｌ Ｉｌｌは抵抗２３に流れ
る電流値の小さいところでかかり、比較的小さい電流値
で制御が行われる。
８に流れる電流が小さく、すなわち高い電圧がランプ２
８に印加されるときは抵抗２３の両端間に生じる電圧が
小さいので、波高値検出回路３７から基準電源３８に重
畳される電圧が小さく、誤差増幅器４０の反転入力端子
（−）に入力される電圧は略基準電源３８の基準電圧Ｖ
ｒｅｆに近い電圧となる。従って、ＰＷＭ制御回路４
１によるＰ Ｗ Ｍ ｉｌｌ Ｉｌｌは抵抗２３に流れ
る電流値の小さいところでかかり、比較的小さい電流値
で制御が行われる。
また、ランプ２８の抵抗値が小さくなり、そのランプ２
８の両端間に印加される電圧が低くなると、大きな電流
が流れるが、このときは抵抗２３の両端間に発生する電
圧は大きくなる。このとき前述した従来装置では誤差増
幅器４０の反転入力端子（−）に入力される電圧が基準
電圧で一定になっているため電流の増大に比例して誤差
増幅器４０の出力も増大し、これによってＰ Ｗ Ｍ
ＩＩ Ｉｌｌがより大きくかかりトランジスタのＯＮ幅
がより狭くなって安定点でＯＮ幅は決まるようになる。
８の両端間に印加される電圧が低くなると、大きな電流
が流れるが、このときは抵抗２３の両端間に発生する電
圧は大きくなる。このとき前述した従来装置では誤差増
幅器４０の反転入力端子（−）に入力される電圧が基準
電圧で一定になっているため電流の増大に比例して誤差
増幅器４０の出力も増大し、これによってＰ Ｗ Ｍ
ＩＩ Ｉｌｌがより大きくかかりトランジスタのＯＮ幅
がより狭くなって安定点でＯＮ幅は決まるようになる。
すなわち定電流制御が行われることになる。これに対し
てこの実施例では、抵抗２３の両端間に「生する電圧は
大きくなるとそれに応じて波高値検出回路３７から基準
電源３８の基準電圧に重畳される電圧も大きくなる。し
かして誤差増幅器４０の反転入力端子（−）に入力され
る電圧が大きくなる。従って、誤差増幅器４０はその非
反転入力端子（＋）に入力される電圧が今までよりもよ
り大きくならなければ今までと同様の出力を発生しなく
なる。このことはランプ２８により大きな電流が流れな
ければＰＷＭ制御がかからなくなり、ランプ２８には定
電流制御時に比べてより大きな電流が流れることになる
。この電流値は波高値検出回路３７の抵抗３５．３６の
値を任意に選定することにより可変できる。このように
することによってランプ２８の抵抗が低下するとランプ
電流がより大きくなり略定電力特性が得られることにな
る。このようにダイオード３３、コンデンサ３４、抵抗
３５．３６からなる構成が簡単な波高値検出回路３７を
付加するのみで光束の立上がり特性のよい、しかも光束
の安定した略定電力特性が得られる。
てこの実施例では、抵抗２３の両端間に「生する電圧は
大きくなるとそれに応じて波高値検出回路３７から基準
電源３８の基準電圧に重畳される電圧も大きくなる。し
かして誤差増幅器４０の反転入力端子（−）に入力され
る電圧が大きくなる。従って、誤差増幅器４０はその非
反転入力端子（＋）に入力される電圧が今までよりもよ
り大きくならなければ今までと同様の出力を発生しなく
なる。このことはランプ２８により大きな電流が流れな
ければＰＷＭ制御がかからなくなり、ランプ２８には定
電流制御時に比べてより大きな電流が流れることになる
。この電流値は波高値検出回路３７の抵抗３５．３６の
値を任意に選定することにより可変できる。このように
することによってランプ２８の抵抗が低下するとランプ
電流がより大きくなり略定電力特性が得られることにな
る。このようにダイオード３３、コンデンサ３４、抵抗
３５．３６からなる構成が簡単な波高値検出回路３７を
付加するのみで光束の立上がり特性のよい、しかも光束
の安定した略定電力特性が得られる。
なお、第２図の従来例において帰還抵抗３９の抵抗値を
小さくしてゲインを小さくすれば定電力的特性を得るこ
ともできるが、しかしこのようにした場合動作が不安定
になり電源電圧の変動に対して負荷特性が変化し易くな
る。この点この実施例装置では帰還抵抗３９の抵抗値を
大きくしてゲインを大きくできるので、安定度が増しＩ
Ｉｍ電圧の変動に対しても負荷特性を安定化できる。
小さくしてゲインを小さくすれば定電力的特性を得るこ
ともできるが、しかしこのようにした場合動作が不安定
になり電源電圧の変動に対して負荷特性が変化し易くな
る。この点この実施例装置では帰還抵抗３９の抵抗値を
大きくしてゲインを大きくできるので、安定度が増しＩ
Ｉｍ電圧の変動に対しても負荷特性を安定化できる。
次にこの発明の他の実施例を図面を参照して説明する。
なお、前記実施例と同一部分には同一符号を付して詳細
な説明は省略する。
な説明は省略する。
これは第５図に示すように電流検出回路をカレントトラ
ンス４２とこのカレントトランス４２の２次巻線に並列
に接続された抵抗４３と整流用のダイオード４４とで構
成したもので、このようにしてもダイオード４４の出力
端子にはカレントトランス４２の１次巻線に流れる電流
量に比例した電圧が発生し、前記実施例と同様の効果が
得られるものである。
ンス４２とこのカレントトランス４２の２次巻線に並列
に接続された抵抗４３と整流用のダイオード４４とで構
成したもので、このようにしてもダイオード４４の出力
端子にはカレントトランス４２の１次巻線に流れる電流
量に比例した電圧が発生し、前記実施例と同様の効果が
得られるものである。
なお、前記実施例においてはスイッチングトランジスタ
をＰＷＭ制御してそのスイッチングデユーティ比を制御
するものについて述べたが必ずしもこれに限定されるも
のではなく、スイッチングトランジスタのスイッチング
周期を制御するものであってもよい。さらに上記実施例
では電流検出回路を１つにしているが、２つにしてもよ
く、例えば一方の電流検出回路の検出信号からその平均
値をめ、他方の電流検出回路の検出信号に基づいてその
波高値をめるようにしてもよい。
をＰＷＭ制御してそのスイッチングデユーティ比を制御
するものについて述べたが必ずしもこれに限定されるも
のではなく、スイッチングトランジスタのスイッチング
周期を制御するものであってもよい。さらに上記実施例
では電流検出回路を１つにしているが、２つにしてもよ
く、例えば一方の電流検出回路の検出信号からその平均
値をめ、他方の電流検出回路の検出信号に基づいてその
波高値をめるようにしてもよい。
［発明の効果］
以上詳述したようにこの発明によれば、簡単な構成で安
定した定電力特性が得られ、しかも電源 。
定した定電力特性が得られ、しかも電源 。
電圧の変動に対しても負荷特性を安定化できる点灯装置
を提供できるものである。
を提供できるものである。
第１図及び第２図は従来例を示す回路図、第３図はこの
発明の一実施例を示す回路図、第４図は同実施例におけ
る制御回路の詳細回路図、第５図はこの発明の他の実施
例を示す部分回路図である。 ２１・・・電源、２２・・・スイッチングトランジスタ
、２３・・・抵抗、２８・・・ランプ、３２・・・平均
値回路、３７・・・波高値検出回路、３８・・・基準電
源、４０・・・誤差増幅器、４１・・・ＰＷＭ （パル
ス幅変ＩＩ）ＩＩＩ御回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図
発明の一実施例を示す回路図、第４図は同実施例におけ
る制御回路の詳細回路図、第５図はこの発明の他の実施
例を示す部分回路図である。 ２１・・・電源、２２・・・スイッチングトランジスタ
、２３・・・抵抗、２８・・・ランプ、３２・・・平均
値回路、３７・・・波高値検出回路、３８・・・基準電
源、４０・・・誤差増幅器、４１・・・ＰＷＭ （パル
ス幅変ＩＩ）ＩＩＩ御回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図
Claims (1)
- 半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、こ
のインバータ回路に接続されるランプと、前記インバー
タ回路から前記ランプ側に供給される電流量を検出する
１個文は２個の電流量検出用路と、この電流量検出回路
からの検出信号の波高値を検出する波高値検出回路と、
基準電圧を発生する基準電源と、前記電流量検出回路か
らの検出信号の平均値を一端に入力するとともに前記基
準電圧に前記波高値検出回路の出力を重畳した信号を他
端に入力し、他端入力レベルに対する一端入力レベルの
大きさに応じて電圧信号を出力する誤差増幅器と、この
誤差増幅器からの電圧信号のレベルに応じて前記半導体
スイッチング素子のスイッチングデユーティ比又はスイ
ッチング周期を可変制御する手段とを設け、略定電力な
負荷特性を得ることを特徴とする点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6354384A JPS60207291A (ja) | 1984-03-31 | 1984-03-31 | 点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6354384A JPS60207291A (ja) | 1984-03-31 | 1984-03-31 | 点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60207291A true JPS60207291A (ja) | 1985-10-18 |
Family
ID=13232235
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6354384A Pending JPS60207291A (ja) | 1984-03-31 | 1984-03-31 | 点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60207291A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62254397A (ja) * | 1986-04-07 | 1987-11-06 | 増田電機株式会社 | 蛍光灯点灯回路 |
| JPH03176992A (ja) * | 1989-04-26 | 1991-07-31 | Nec Kansai Ltd | Ｅｌ点灯回路 |
| WO2009035013A1 (en) * | 2007-09-12 | 2009-03-19 | Ricoh Company, Ltd. | Constant current supply type of switching regulator |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5735559A (en) * | 1980-08-13 | 1982-02-26 | Tokai Denka Kogyo Kk | Preparation of dihydroxydiphenylsulfone |
| JPS5746499A (en) * | 1980-09-03 | 1982-03-16 | Elmo Co Ltd | Power source for ac discharge lamp |
-
1984
- 1984-03-31 JP JP6354384A patent/JPS60207291A/ja active Pending
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