JPS5978496A - ガス放電バラストランプの高調波成分を減少させる方法とガス放電バラストランプ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、整流電源から給電される放電ランプの安定器
において高調波を減少させる方法及びその装置に関する
。

従来技術と問題点 この種の安定器の場合、整流電源と安定器自体との間に
フィルタとして平鋼コンデンザが配置されているのが普
通である。イ削コンデンサにより、整流出力が平滑コン
デンサの電圧より高い期間に高調波の電流波形のひずみ
が生じ、この間、平滑コンデンサは充電される。大型の
コンデンサを使用した場合、この充電時間は非常に短く
、従って、導電角度は非常に小さい。必要とされる全て
の電荷を短時間のうちに平滑コンデンサに充電しなけれ
ばならないため、小さな導電角度の間に蟹流電源から出
力される電流は太きくなυ、整流電源に電流のスパイク
が発生する。

このような電流のスノぐイクによって電源に含捷れる高
調波の量は増加し、複数の安定器を使用する場合には、
高調波ひずみが大きくなるために、電源の力率が低下す
る。一般に、許容最小限の力率及び／又は許容最大限の
高調波ひずみを条件とする電気供給技術の分野において
は、これは好ましくないことである。

この問題を解決するための方法の１つとして、′電流の
スパイクを抑制するために整流電源と安定器の入力端子
との間に誘導性・容量性フィルタを挿入することが知ら
れている。しかしながら、この場合、きわめて大きく且
つ高価な誘２６子全使用しなければならない。

また、蓄積変換原理を利用する方法も知られている。こ
の原理によれば、広Ｖ）導電角度にわたって平滑コンデ
ンサの充’Ｋｋ可能にするために、誘導子は高い周波数
で制御される。しかしながら、このシステムにおいては
、蓄積誘導子からの電流放電’を調整するために、蓄積
変換器のための制御回路が必要である。

このような蓄積変換原理を利用する方法は、南アフリカ
特許第８１／２５０４号（シーメンス・アクティエング
ゼルシャフト）に記載さ汎ている。

制御回路はかなり複雑であり、製造コストも大きくなる
。

発明の目的 本発明の目的は、放電ランプの安定器において高調波全
減少させる方法及びその装置全提供することである。

発明の構成 本発明によれは、榮流籍；源への人力のための平滑コン
アンサ手段及び交互に発生する正のサイクルと負のサイ
クルにおいて正の入力給電線と負の入力給電線との間で
交互に出力を切換える切換え装置を含み、出力がそれぞ
れ切換えられる時点間で切換え装置がオフ状態となる限
足さｎた時間設定がされる放電ランプの簀定器に訃いて
、前記Ｗ、力と直列に接続されて５駆動さ汎るべき誘導
素子を有し、それにより駆動される放電ランプ負荷を有
する負荷回路；切換え装置と関連し、整流電源の半サイ
クル周波数よりかなり高い周波数で切換え装置を切換え
る切換え制御手段；負荷回路と給電線との間に設けられ
る整流入力のための帰路；切換え装置がオン状態である
間に、平滑コンデンサ手段からの放電により充電される
ように負荷回路と直列に接続されて、負荷回路の電圧を
降下させる制御コンデンサ手段； 帰路の給電線に沿って平滑コンデンサ手段から帰路へ放
電が生じるのを阻止するために帰路の給電線に接続され
る単方向性装置；前記限定された時間の間に平滑コンデ
ンサ手段を充電するために負荷回路の誘導素子から電荷
を導く線路を具備し；整流入力から発生する電流を帰路
及び負荷回路を介して流すように負荷を介して電圧を降
下するように単方向性装置を接続し、且つ上述した電圧
降下を行なうように帰路全適切に形成し；平滑コンデン
サ手段の放電から得られる電流を除いて、負荷を介して
流れる他の電流の流れと共に、少なくとも全ての回路損
失と予測される負荷損失とを提供するように、整流電源
から発生する前記電流の流れを十分な量とし、それによ
り、平滑コンデンサ手段の電圧を少なくとも整流電源の
電圧のピークと同じレベルに維持するために、与えられ
た負荷に対して制御コンデンサ手段の容量が調整される
ような放電ランプの安定器が提供される。

本発明の別の特徴によれは、帰路は、戻りコンデンサ手
段を含み、制御コンデンサ手段は、帰路に関連しない給
電線と負荷回路との間に接続され、整流電源から供給さ
れて戻りコンデンサ手段に蓄積される電荷から発生する
戻りコンデンサ手段の′電圧を、一方の切換え装置がオ
ン状態である間に、他方の切換え装置のオン状態で負荷
回路に発生した降下電圧を上回ることができるように設
定して戻りコンデンサ手段を負荷回路を介して放電する
と共に、整流電源から発生する前記電流の流れを提供す
るために、戻りコンデンサ手段の容量が制御コンデンサ
手段の容量に対して調整される。

本発明のさらに別の特徴によれは、整流電源から発生す
る前述の十分な量の電流の流れを、負荷回路による電圧
降下の発生中に整流電源から直接導ることができるよう
にするために、制御コンデンサ手段は、負荷回路と帰路
に関連する給電線との間に接続される。この場合、さら
に、帰路は、整流電源から発生する十分な量の電流の流
れを得るために制御コンデンサ手段に対して容量が調整
される戻りコンデンサ手段を含むことができる。

また、負荷回路と２本の給電線との間に整流入力のため
の帰路をそれぞれ戻りコンデンサ手段を介して接続して
もよい。第１の戻りコンデンサ手段は正の給電線と関連
し、第２の戻りコンデンサ手段は負の給電線と関連する
。帰路は、一方の給電線に接続される第１の制御コンデ
ンサ手段を含む。前記電流の流れの１部を負荷回路の電
圧降下期間中に整流′電源から直接導くことができるよ
うにするために、その一方の給電線と関連する戻りコン
デンサ手段の容量は制御コンデンサ手段に対して調整さ
れる。他方の給電線と関連する戻υコンデンサ手段に蓄
積される電荷から得られる戻りコンデンサ手段の電圧が
他の期間中に負荷回路の電圧全上回ることができるよう
にし、戻りコンデンサ手段から負荷回路を介して放電を
生じさせ、前述の電流の流れの一部と共に前述の十分な
量の電流の流れを提供する別の電流の流れの８区分を発
生させることができるようにするために、他方の給電線
と関連する戻りコンデンサ手段の容量は制御コンデンサ
手段に対して調整される。

本発明の重要な特徴を成しているのが安定器回路でろる
。この安定器回路においては、負荷回路と２本の給電線
との間に読流入力のための帰路がそハぞれ戻りコンデン
サ手段を介して接続さｎ１第１の戻りコンデンサ手段は
正の給゛醒線と関連し、第２の戻りコンデンサ手段は負
の給電線と関連し、第１の制御コンデンサ手段は正の給
電線に接続され、第２の制御コンデンサ手段は負の給電
線に接続され、前述の単方向性装置は双方の給電線に接
続され：第１の切換え装置がオン状態でるる間に第２の
制御コンデンサ手段の充電に伴う電圧降下により前述の
電流の流ｎの一部が整流電源から負荷回路及び第２の戻
りコンデンサ手段を直接通過することができるようにし
、第２の切換え装置がオン状態である間に第２の切換え
装置のオン期間中に整流電源による第１の戻りコンデン
サ手段に蓄積される電荷が原因となって発生する第１の
戻りコンデンサ手段の電圧が負荷回路の降下した電圧を
上回ることができるようにし、第１の戻シコンデンザ手
段を放電可能にして電流の流れの一部を正の給電線に含
まれる単方向性装置を介して負荷回路内に導くために、
第１の戻りコンデンサ手段及び第２の制御コンデンサ手
段の容量が調整され；第２の切換え装置がオン状態であ
る間に、第１の制御コンデンサ手段の充電に伴う電圧降
下により前述の電流の流れの一部が整流電源から負荷回
路及び第１の戻りコンデンサ手段を直接通過することが
できるようにし、第１の切換え装置がオン状態である間
に整流電源による第２の戻りコンデンサ手段に蓄積され
る電荷が原因となって発生する第２の戻Ｑコンデンサ手
段の電圧が、負荷回路による降下した電圧を上回ること
ができるようにし、第２の戻りコンデンサ手段を放電可
能にして電流の流れの一部を負の給電線に含まれる単方
向性装置を介して負荷回路内に導くために、第２の戻り
コンデンサ手段及び第１の制御コンデンサ手段の容量が
調並キれ；電流の流れの全ての部分を金側することによ
シ、前述の十分な量の７（Ｌ流の流れが提供込れる。

この場合、制御コンデンサ手段について−ｇらに２通り
の接続が考えられる。貰ず第１に、第１の制御コンデン
サ手段が正の給Ｎ＆Ｉに含捷れる単方向性装置と並列に
接続され、ムτ２の制御コンデンサ手段は負の給電線に
含−！れる単方向性装置と並列ＶＣ接続される。制御コ
ンデンサ手段の第２の接続構成によれば、第１の制御コ
ンデンサ手段は正の給電線から負荷回路に接続さ扛、第
２の制御コンデンサ手段は負の給電線から負荷回路に接
続される。

一部だ、いずれの単方向性装置の整流入方何にも、負荷
回路と直列に、電源の電流波形Ｖこおける奇数倍の調波
を減少させるために調整さ八る入カ綿尋子が接続される
。さらに、整流出力端子と並列に高周波バイパスコンデ
ンサを接続するのが好ましいＯ コンデンサ手段の相対容量の調整は、コンデンサ手段の
電圧をほぼ安定させるため、又は平滑コンデンサの電圧
金徐々に上昇させるために行なうことができる。後者の
場合、電圧が所定の最大値を越えないようにするために
、クランプ手段を設けなければならない。

クランプ手段は、動作状態にある給電線の単方向性装置
の少なくとも一方を短絡するように接続される保護切換
え回路と電圧が所定の最大値を越えたこと全感知したと
きに保護切換え回路を動作させるセンサ手段とを含む。

保護切換え回Ｍｉｄ、センサ手段によりゲートされるよ
うに接続されるサイリスクであるのが好ましい。

動作電圧の高い放電ランプを駆動するために負荷回路の
電圧が必要とされる場合、電圧降下によυ、駆動電圧が
放電ランプの動作電圧より低くなることがある。この場
合、負荷回路に直列共振回路を挿入し、直列共振回路の
容量性素子は、その容量性素子と平行して駆動されるべ
き放電ラングの負荷を受入れるように接続される。

本発明の別の面によれば、整流電源への入力のための平
滑コンデンサ手段及び交互に発生する正のサイクルと負
のサイクルにおいて正の入力ｉｔ線と負の入力給電線と
の間で交互に出力を切換える切換え装置を含み、出力が
そ扛ぞれ切換えられる時点間で切換え装置がオフ状態と
なる限定された時間設定がされる放電ランプの安定器に
おいて１、駆動されるべき誘導素子を有する負荷回路を
前記出力と直列に接続し、放電ランプの負荷全負荷回路
により駆動されるように接続する過程；負荷回路と給電
線との間に整流入力のための帰路を提供する過程；整流
電源の半サイクル周波数よりかなフ高い周波数で切換え
装置を切換える過程；負荷回路と直列に接続される制御
コンデンサ手段を充電し、さらに負荷回路の電圧−＋降
下させるために、切換え装置がオン状態である間に平滑
コンデンサ手段を放電する過程；帰路と関連する給電線
に単方向性装置を挿入することにより、平滑コンデンサ
からその給電線を介して帰路に至る放電を阻止する過程
； 整流入力から発生する電流の流れが帰路及び負荷回路を
通過することができるようにするために、放電ランプの
負荷の電圧降下を利用する過程；前記限定された時間の
間に平滑コンデンサ手段を充電するために、負荷回路の
誘導素子から電荷を供給する過程；平滑コンデンサ手段
の放電に伴う電流の流れを除いて負荷を通過する他の電
流の流れと共に、整流電源から発生する前述の十分に大
きな電流として、少なくとも全ての回路損失と予測され
る負荷損失全提供し、それによｐ平滑コンデンサ手段の
電圧を、少なくとも整流電源の電圧のピークと同じレベ
ルに維持するために、与えられた負荷に対して制御コン
デンサ手段の容量を調整する過程から成る調波を減少さ
せる方法が提供される。

この方法は、負荷回路からの帰路に戻りコンデンサ手段
を設ける過程、及び一方の切換え装置がオン状態である
間に充電に伴って発生する戻りコンデンサ手段の電圧が
、他方の切換え装置がオン状態である間に負荷回路によ
り降下した電圧を上回ることができるようにし、さらに
戻りコンデンサ手段を放電可能として、前記電流の流れ
が給電。

線及び負荷回路を通過するようにするために、戻りコン
デンサ手段の容量を調整する過程を含むことを特徴とす
る。

また、本発明の方法は、負荷回路による電圧降下の発生
と同時に、整流電源から発生する電流が帰路及び負荷回
路を介して直接流れることができるようにするために、
負荷回路の電圧降下を利用する過程を含む。

この方法の重要な特徴は、負荷回路と２本の給電線との
間に、正の給電線と関連する整流入力のための第１の戻
りコンデンサ手段及び負の給電線と関連する整流入力の
ための第２の戻りコンデンサ手段をそれぞ扛介する帰路
を提供する過程；正の給電線に接続される第１の制御コ
ンデンサ手段と負の給電線に接続される第２の制御コン
デンサ手段とを設ける過程；２本の給電線にそれぞれ単
方向性装ｆｔ’（ｒ接続することにより、平滑コンデン
サ手段から２本の給電線に沿っていずれかの帰路に至る
放電全阻止する過程；第１の切換え装置がオン状態であ
る間に、第２の制御コンデンサ手段の充電に伴う前述の
電圧降下により、前記電流の流れの一部が整流電源から
負荷回路及び第２の戻りコンデンザ手段全直接通過する
ことができるようにし、さらに第２の切換え装置がオン
状態である間に、整流電源による第１の戻りコンデンサ
手段に蓄積される電荷が原因となって発生する第１の戻
りコンデンサ手段の電圧が、負荷回路の降下した電圧を
上回ることができるようにし、第１の戻りコンデンサ手
段を放電可能にして電流の流れの一部を正の給電線に含
まれる単方向装置を介して負荷回路内に導くために、第
１の戻りコンデンサ手段及び第２の制御コンデンサ手段
の容量を調整する手段；第２の切換え装置がオン状態で
ある間に、第１の制御コンデンサの充電に伴う電圧降下
により゛電流の流れの一部が整流電源から負荷回路及び
第１の戻りコンデンサ手段を直接通過することができる
ようにし、第１の切換え装置がオン状態である間に、整
流電源による第２の戻９コンアンサ手段に蓄積される電
荷が原因となって発生する第２の戻りコンデンサ手段の
電圧が、負荷回路による降下した電圧を上回ることがで
きるようにし、第２の戻りコンデンサ手段を放電可能に
して電流の流れの一部を負の給電線に含まれる単方向性
装置を介して負荷回路内に導くために、８２の戻りコン
デンサ手段及び第１の制御コンデンサ手段の容量を調整
する過程；前記′電流の流れの全ての部分を合δ１する
ことにより、前述の十分に大きい電流を提供する過程を
含むことである。

さらに銹導素子をいずれの単方向装置の整流側にも負荷
回路と直列に接続して、インダクタンスを調整すること
により、整流電源の電流波形における奇数倍の調波を減
少させる過程が含捷れる。

どの過程は、高周波電流が高周波数パイＡスコンデンサ
を介して整流側ｆ　／＜イパスする過程も含んでいるこ
とが好ましい。

実施例 第１図において、１で示される安定回路は交流電源入力
５を有する全波ブリッジ整流器４のプラスライン（陽極
線、以下同じ）２およびマイナスライン（陰極線、以下
同じ）３からの全波整流電源を有する。

プラスライン２は平滑コンデンサ７へのダイオード６を
経てブリッジのアノードからカソードへ通り、マイナス
ライン３は該平滑コンデンサ７の他端へのダイオード８
を紅でカソードからアノードへ通る。２つの直列のスイ
ッチング装置９および１０は平滑コンデンサ７の両端に
接続され、そしてスイッチングの間、限定された間隔で
交互にオンおよびオフに切り替えられるように調整され
ている。このスイッチング周波数は好適には主入力５の
５０もしくは６０　Ｈｚに対しておよそ２０ｋＨｚであ
る。出力ライン１１は、スイッチング装置９を経てプラ
スラインへ、またスイッチング装置１０を経てマイナス
ラインへ切り替えられるように、平滑装置の間に接続さ
れている。

出力ライン１１は、インダクタ１２およびコンデンサ１
３を含む直列共振回路をドライブし、該コンデンサはそ
れと並列に放電管負荷１４を有する。この直列共振回路
およびラングは負荷回路を意味する。

直列共振回路は、ダイオード６および８の平滑コンデン
サ側で制御コンデンサ１５（ｉｌ−経てプラスラインに
、また制御コンデンサ１６を経てマイナスラインに接続
されており、プラスラインへのリターンコンデンサ１７
およびマイナスラインへのリターンコンデンサ１８を針
でダイオード６および８のブリッジ側でプラスラインに
戻る。

リンギングダイオード１９および２０はスイッチング装
置９および１０の両端に接続され、ダイオード１９はそ
のアノード・カソード方向をマイナスラインから出力ラ
イン１１へ向けてスイッチング装置１０の両端に接続さ
れており、ダイオード２０はそのアノード・カソード方
向を出力ライン１１からグラスラインに向けてスイッチ
ング装置９の両端に接続されている。

第２図において、時間に対しての、回路のスイッチング
装置の両端電圧および電流のグラフが示されている。こ
の回路は誘導性で作動するように調整されているので、
時刻２１で電流は電圧に遅れる。

初めに、ダイオードブリラグ４からの電流はダイオード
６および８を経てコンデンサ７を充電し、そして同時に
、コンデンサ１５，１６．１７および１８を充電する。

コンデンサ７は他のものよりもはるかに大きく、そして
電源のピーク値と等しい電圧まで充電し、ダイオード６
および８の両端で電圧はほとんど降下し彦い。

コンデンサ７の充電中のある段階では、スイッチング装
置９および１０は電源よりもはるかに高い周波数で交互
に導通を始める。制御回路（図示されていない）がスイ
ッチング装置を開閉するために提供される。この機能の
ために使用可能な非常に多種の回路がすでに知られてい
る。スイッチング装置９のオンおよびオフの開閉は正の
方形波／ｆルス２２（第２図）をもたらし、スイッチン
グ装置１０の開閉は負の方形波パルス２３（第２図）を
もたらす。

さらに第１図において、スイッチング装置９が「オン」
のとき、４つの電流路がつくられる。電流路２４はコン
デンサ７のプラス側からスイッチング装置９、負荷およ
びコンデンサ１６を経てコンデンサ７に戻るものである
。電流路２５はコンデンサ１７のプラス側からスイッチ
ング装置９、および負荷を経てコンデンサ１７に戻り、
電流路２６はコンデンサ１５のプラス側からスイッチン
グ装置９および負荷を経てコンデンサ１５に戻り、そし
て電流路２７は電源のプラス側からダイオード６を経て
、負荷を経て、そしてコンデンサ１８を経て戻る。

コンデンサの大きさは次のように比例してＶするｃ、　
　Ｃ１７およびＣ１ｇのおのおの　Ｃ１５およびＣ１６
のおのおの、 下記の記号を用いる。

コンデンサ１５の両端電圧　：ｖＣ１５コンデンサ１６
の両端電圧　：　　ＶＣ１６コンデンサ７の両端電圧　
：Ｖｃ７ ここで、 ｖｓ７　””’ＶＣｌ５　＋ＶＣ１６ である。

電流路２４かられかるように、コンデンサ１６は、平滑
コンデンサ７からの放電によって負荷と直列に充電され
、そしてコンデンサ７は非常に大きいので、電圧ＶＣ７
はほとんど一定である。これはコンデンサ１６を充電し
て電圧Ｖｃ１６を増加させ・そしてＶＣｌ５をＶｃ１６
が増加すると同じ大きさで減少させる。かようにして、
コンデンサ１５は電流路２６に沿って負荷回路に放電さ
れる。もしコンデンサ１５および１６が正確に釣り合っ
ているのならば、スイッチング装置９の「オン」の期間
中、ＶＣｌ５は０■に向かって減少し、Ｖｃ　１６　Ｂ
　Ｖｃ７に向かって増加する。

整流電源は、導通が起きるようにするため、負荷Ｄｏ　
ｉ％　ｔＤ　ｔ　圧プラスｖＣ１８、もＬ　＜　’ｄ　
Ｖｓ　Ｖｔ、ｃ＋’Ｖｃ１ａよりも大きくなければなら
ない。

Ｖｃ１５はまた負荷回路両端の電圧であると考えられ、
そのためＶｃ１６が増加しているとき負荷回路電圧は減
少し、そして整流電源は、負荷回路電圧が瞬時電源電圧
以下に降下する期間中、導通できる。

’ＶＣｌ５が減少するようなある開開にはＶＣｌ７はＶ
Ｃｌ５およびダイオード６の必要な電圧降下よりも太き
い。これは、電流路２５を経て負荷に与えるように、コ
ンデン？１７からの放電電流を引き起こす。

このように、′電源期間のある段階の間は、ＶＣｌ７が
ＶＣｌ５よりもずっと低くても、負荷回路電圧の低減の
結果として、コンデンサ１７ばなお電流路２５に沿って
負荷回路へ放電す条ことが可能とされる。

次の記号を用いる。

コンデンサ１７の両端電圧　：　　ＶＣ１７コンデンサ
１８の両端電圧　：Ｖｃ１８瞬時電源電圧　　　　：ｖ
ｓ 当然に、 ＶＢ　　：ＶＣｌ７　　＋Ｖｃ１ｓ である。

したがって、コンデンサ１８は、ＶＣｌ７が減少すると
同じ量でＶＣｌＢが増加するように、電源によって充電
される。

サイリスタ２７はダイオード８０両端に示されておυ、
該サイリスタ２７のダートはセンサ２８によって制御さ
れており、該センサ２８は平滑コンデンサ７の両端電圧
を感知する。ＶＯ７が高くなりすぎたときには、サイリ
スタはダイオード８を短絡するようにダートされ、それ
によりＶＯ２がさらに上昇することを防ぐ０ スイッチング装置９がオフに切り替ったとき、スイッチ
ング装置１０は直ちにオンに切り替わらず、そして装置
１０がオンに切り替わる前に限定されｆｃ時間が経過す
る。この時間は第２図においてスイッチング装置９のス
イッチオンと時間軸の原点の正側から負側への遅延電流
波形の遷移との間の時間として示されている。電流帰還
手段によって制御されている装置のスイッチングの場合
には、この時間は上記のパラメータによってＶ）つでも
定義できるように取り決められることができ、以後、負
に向う電流波形は装置１０のターンオンを起こす。

第３図において、この回路は第１図に参照して述べたも
のと同じであり、参照数字は同じ回路構成要素ヲあられ
している。％、電流路以下に述べるように異なる。スイ
ッチング装＃９がターンオフしたとき、そして第２図に
示す位相シフト２１のため、インダクタ１２に関連する
減衰磁界は、コンデンサ７のプラス側からダイオード１
９および負荷回路を経て、コンデンサ１７および１５を
経る２つの電流路に分岐し、そしてコンデンサ７に戻る
電流路２９を引き起こす。この両装置のオフ期間は第２
図において３０から３１への期間として示されており、
これはコンデンサ７への充電をあられす。第２図におけ
る正弦波曲線の下の面積はチャージ全あられし、そして
３０から３１への期間の間はコンデンサ７へのチャージ
全あられし、であるのに対して装置９の「オン」時間で
ある３２から３０への期間においてはチャージはコンデ
ンサ７および電源から放電する。もし、後者の期間（３
２−３０）中の供給効果（ｔｈｅ　　５ｕｐｐｌｙｃｏ
ｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　）が十分に高ければ、前者の期
間（３０から３１へ）中のコンデンサ７へのチャージは
このコンデンサからの放電（３２から３０の期間中）よ
りも大きく、そのときＶＯ７は増加するであろう。

次のこと、すなわち、制御コンデンサのサイズは、スイ
ッチング装置のオン時間中、負荷回路の電圧が降下する
率を制御し、したがって、この供給効果がなされる間の
時間の長さを制御することがわかる。

このように、回路定数はＶＯ２が常に電源ピーク電圧よ
シも大きいことを確保するように選択され得、そのため
最初の充電後、コンデンサ７はもはや電源から直接に充
電されず、そして供給効果は回路および負荷の損失を供
給する。平衡はＶＯ７が安定にとど一１９得るように到
達され得、もしくは、例えば第１Ｍのサイリスタおよび
センサ２７および２８によりクランプされる最大値に捷
で上昇し得る。

第４図において、この図は第１図で述べたと同じ回路を
示し、参照数字は同じ回路構成要素會示す。第４図にお
いて、スイッチング装置１０はいまオンに切り替わり、
そして４つの電流路がつくられる。電流路３３はコンデ
ンサ７のプラス側からコンデンサ１５．負荷回路、スイ
ッチング装置１０を経てコンデンサ７に戻るように続き
、電流路３４はコンデンサ１８のプラス側から負荷回路
。

スイッチング装＃を経て、コンデンサ１８にダイオード
８を経て戻り、電流路３５はコンデンサ１６のプラス側
から負荷回路、スイッチング装置１０を経てコンデンサ
１６に戻るように続き、そして電流路３６は電源のプラ
ス側１からコンデンサ１７、負荷回路、スイッチング装
置１０を経て、電源にダイオード８を経て戻るように続
く。

制御コンデンサ１５は、平滑コンデンサ７からの放電に
よって負荷回路に直列に電流路３３を経て充電される。

コンデンサ１５の両端電圧ＶＣｌ５が増加すると、コン
デンサ１６の両端電圧Ｖｃ　１６１ｒｉ同じ量で減少す
る。ある瞬間、ＶＯ１６はコンデンサ１８の電圧（Ｖｃ
ｌｓ）よりも低く、そしてこのときコンデンサ１８は放
電し負イｂ１．ｌ電流に寄与する。

いつのときも Ｖｓ　＝　Ｖｃ１７　＋　Ｖｃｌａ であυ、それゆえに、コンデンサ１７は電源電流路３６
の手段により充電され、ｖｃ１７は”Ｃ１８が減少する
と同じ大きさで増加する。また、第１図で述べたと同様
に、ＶＣｌ　６はいま負荷回路両端の電圧であり、そし
て電流路３６に沿っての供給電流効果は、瞬時電源電圧
がＶＣｌ　７および減少負荷回路電圧よりも高くなるや
いなや起こる。

第５図において、第１図の回路が、装置１０のスイッチ
ングオフ直後の、両スイッチング装置がオフの状態で示
される。これは第２図において３７０闘間として示され
る。この位置で１ｒｉ、インダクタ１２と関連する減衰
磁界は、コンデンサ７からコンデンサ１８および１６．
負荷回路、ダイオード２０に向いコンデンサ７に戻る電
流路３８を引き起こす。これらの電流路は第２図におけ
る３７から３９への期間中に生ずる。点線で区別されて
示される３０および３１、および３９の間のノクルス２
２および２３の部分は、両スイッチング装置９および１
０のオフ時間中の状態をあられす。

また、前述のコンデンサ１７および１８の交互の充電お
よび放電は、電源サイクルの一層大きな周期にわたって
供給電流を生じさせるように働く。

また、上述の′電流路かられかるように、制御コンデン
サ１５および１６は平温コンデンサ７の放電によって充
電されるのに対し、ある半サイクルの間にリターンコン
デンサに蓄えられたチャージは、次の半サイクルの間に
負荷回路に放′亀されるように、整流電源から生ずる。

コンデンサ７の最初の充電の後は、このコンデンサは両
スイッチング装置の限定されたオフ時間の間にインダク
タによって充電されるのみであるので、リターンコンデ
ンサは負荷回路に放電し、そして負荷回路を経る直流整
流供給電流効果は同時に回路および負荷の損失のために
供給しなければならない。

第６図において、第１図で述べたと同様の回路が示され
、数字は同じ回路構成要素を示す。この場合には、ブリ
ッジ整流器４はコンデンサ１７および１８両端の供給位
置から移動されており、その両端に並列のコンデンサ４
０を充電し、このコンデンサ４０はダイオード６のアノ
ードとコンデンサ１７のプラス側の間の正レールにイン
′クタ４１を経て順番にドライブする。負レールはコン
デンサ１８とブリッジのマイナス側に結合される。

正し−ルカラ負レールへの、コンデンサ１７および１８
両端の電圧は、第７図のグラフに、時間に対して示され
る。主周波数は参照数字４２によって、そして変調され
たスイッチング装置周波数は参照数字４３によって示さ
れる。実際問題として、インダクタ４１およびコンデン
サ４０の付加は調波の一層の減少を促進することか知ら
れている。この結果は電流波形上におけるこれらの構成
要素の効果により得られると考えられ、これらの構成要
素においてこの位置上での近似方形波が、奇数高調波の
より少ない正弦波形に近似するように鋺見られる。これ
は、それを通る充電電流の比率全一層正弦電圧状にさせ
るインダクタの効果の結果として起きる。

第８図および第９図は本発明の他の実施例を示す。第８
図において、全波整流ブリ、ッジ４４は電源４５からの
交流電源を受容し、整流された１：流を正極側通路（プ
ラスライン）４６および負槓側通藷（マイナスライン）
４７に供給する。

プラスライン４６はダイオード４８のアノードからカン
ードを経て平滑コンデンサ４９に通じ、一方、マイナス
ライン４７はダイオード５００カソードからアノードを
経て平滑コンデンサ４９の他方の側に通じる。制御コン
デンサ５１はダイオード４８および５０の各々の両端に
並列に接続される。

スイッチング装置５２は平滑コンデンサ側のプラスライ
ン４６に接続され、プラスラインを出力ライン５３に切
替え、同様なスイッチング装置５４は平滑コンデンサの
ダイオード５０側におＶ）て出力ライン５３からマイナ
スライン５１に接続される。該スイッチング装置は制御
回路（図示せず）により交互に切換えられ、該制御回路
は一方の装置がオフに切替った後他方の装置がオンに切
替るまでの限られた時間だけ待機する。駆動ライン５３
は、インダクタ５５およびコンデンサ５６を具備する直
列共振回路に供給し、該コンデンサ５６には並列にガス
放電管負荷５７が接続さねる。

直列共振回路はダイオード４８のブリッジ側のリターン
コンデンサ５８を経てプラスライン４６に戻り、苔たダ
イオード５０のブリッジ側のリターンコンデンサ５９を
経てマイナスライン４７に戻る。

ダイオード４８および５０の平滑コンデンサ側には、リ
ンギングダイオード６０がスイッチング　。

装置５４０両端のマイナスライン４７と出力ライン５３
のアノードからカソードに接続され、さらに同様なダイ
オード６０はスイッチング装置５５０両端の出力ライン
５３からプラスライン４６に設けられる。コンデンサ５
８および５９はコンデンサ５１に比例し、その各々の容
量の大きさはコンデンサ５１の各々の容量より大きく、
勿論、コンデンサ４９はコンデンサ５８．５９およびい
ずれのコンデンサ５１よりも太きい。

コンデンサ５８および５９はリターンコンデンサ手段と
して供給され、一方、コンデンサ５１は制御コンデンサ
手段を形成する。

使用状態において、スイッチング装置５２がオンし、５
４がオフする場合に、３方の電流通路が明らかでありこ
れは第８図に示される。電流路６１はブリッジ４４の正
極側からダイオード４８゜装置５２．負荷を経て通じ、
さらにコンデンサ５９全経てブリッジに戻る。電流路６
２はコンデンサ４９の正極側からスイッチング装置５２
．負荷、コンデンサ５９．負レールの制御コンｆ’７２
５１を経て通じ、コンデンサ４９に戻る。残りの′電流
路６３はコンデンサ５８の正極側からダイオード４８．
装置５２．負荷を経て通じ、コンデンサ５８に戻る。

平滑コンデンサは通路６２に沿って電流を放電しリター
ンコンデンサ５９およびそれに直列に接続された負レー
ル制御コンデンサ５１を充電し、制御コンデンサの各々
はリターンコンデンサの各各より著しく小さいことによ
り、コンデンサ５１は平滑コンデンサ電圧へ向う高電圧
まで充電する。

これは負荷回路（ＶＬ（りの両端の電圧を降下させ通路
６１１Ｃ沿って整流された電流が導通することを可能に
するが、これは、その電圧がｖＬＣおよびコンデンサ５
９の電圧を越える場合である。

また、負荷回路の両端の降下された電圧ＶＬＣは、以前
の半サイクルの間に充電されたコンデンサ５１および正
レールコンデンサ５１が通路６３に沿って放電するよう
にさせる。

実施例から明らかなように、動作は第１図ないし第５図
の実施例の説明と同様に行われる。

装置５２および５４を切替えるスイッチング制御回路（
図示せず）は装置５２をオフに切替え、装置５４がオン
に切替わるまでの限られた時間だけ待機する。この位置
は第９図に示される。第９図は第８図と同じ回路につい
ては同じ番号が与えられる。

縞９図において、スイッチング装置が両方ともオフの場
合、インダクタ５５の減衰磁界は連続する電流を生じ、
この電流は通路６４に沿って流れ、インダクタを通り直
列共振回路の端部に戻り、さらにコンデンサ５８および
ダイオード５１を経て平滑コンデンサ４９を充電する。

負の半サイクルの間、装置５４はオンしリターンコンデ
ン−！ｌｌ−５９Ｕ　ＩＪターンコンデンザ５８の充電
と同様な作用により放電される。

上述した動作は第１図ないし第５図に述べたものとほぼ
同様であることが理解される。また、実施例において、
平滑コンデンサ４９の放電の正確な割合は、スイッチン
グ装置がオンの間、両方の装置がオフの間に生ずるコン
デンサ４９の充′亀が少なくとも放電に等しいオーダに
おいて得られる。

スイッチング装置５２がオンする時間の電流路および回
路の動作については、両方のスイッチング装置がオンの
間の周期が第８図および第９図で述べられた通路の鏡１
′＃になることが理解される。

＄１０図にお蒐ハて、この回路は第８図および第９図の
回路と同じ番号のものは同じ構Ｊ或要素を有する。全波
整流ブリッジ６４は分割手法が用いられ、コンデンサ５
８および５９と連列に一則のダイオード６５、および平
滑コンデンサ４９と並列に一対のダイオード６６が設け
られる。交流人力６７は対をなす２組のダイオードの各
々の共通接点に接続される。これにより、回路はダイオ
ード対６５および６６によって整流器として良好に動作
する。

第１１図ないし第１４図は本発明のさらに他の実施例を
示す。全波整流ブリッジ６８はライン６９に沿ってプラ
ス電源を供給し、ライン７０に沿ってマイナス電源を供
給する。プラスライン６９はダイオード７１のアノード
からカソードを経て平滑コンデンサ７２の一方の側に通
じる。マイナスライン７０は平滑コンデンサ７２の他方
の側に直接接続される。

スイッチング装置７３はプラスライン６９にてダイオー
ド７１および平滑コンデンサ７２に接続され出力ライン
７４をプラスライン６９に切替える。出力ライン７４か
らはさらにスイッチング装置７４がマイナスライン７０
に接続され出力ライン７４をマイナスラインに切゛替え
る。スイッチング装置７３は、その両端に並列に出力ラ
インからプラスラインにアノードとカソードが接続され
る。

同様に、リンギングダイオード７７（Ｉｉミスイツチン
グ置７５の両端に並列にマイナスライン７０から出力ラ
イン７４にアノードとカソードが接続される。出力ライ
ン７４はインダクタ７８およびガス放電管負荷７９を経
て、ダイオード７１のアノード側のリターンコンデンサ
８０を経て、プラスライン６９に通じる。制御コンデン
サ手段はダイオード７１のカソード側のプラスライン６
９に接続され、インダクタ７８およびガス放電管７９を
具備する負荷回路の端部に戻る。

第１１図において、この回路はスイッチング装置７５が
オンしている場合には２本の電流路が明らかになる。第
１の通路は電流路８２であって、電流路８２は平滑コン
デンサ７２の放電によって制御コンデンサ８１．負荷回
路、スイッチング装置７５を経て平滑コンデンサに到る
う・インであり、第２の通路８３はブリッジ整流器６８
のプラス側からコンデンサ８０．負荷回路、スイッチン
グ装置を経てブリッジに戻るラインである。

負荷回路と直列な制御回路８１の充電は、いずれもが平
滑コンデンサ７２０両端において直列に作用するので負
荷電圧の降下を生ずる。制御コンデンサはリターンコン
デンサ８０と同様に平滑コンデンサより著しく小さいの
で、負荷回路の両端の電圧は急速に降下し、負荷回路の
電圧が整流電圧より小さくなるや否や、電流路８３は通
流を開始し、整流電流は負荷に直接流れだす。平滑コン
デンサの放電およびブリッジからの電流は以下の述べる
ように、制御コンデンサ８１の相対的大きさに比例する
。

第１２図において、この回路は、第１１図のスイッチン
グ通路におけるスイッチング装置７３および７５０両方
がオフの場合について示す。再び、２本の電流路が明ら
かであり、これは、インダクタ７８にはじまり、インダ
クタの周囲の減衰磁界の結果としてリンギングダイオー
ド７６を経て平滑コンデンサに到りさらにマイナスライ
ン７０からブリッジ６８を経てリターンコンデンサ８０
を経てインダクタ７８に戻る通路である。従って電流路
８４は平滑コンデンサ７２の充電を行う。

第１３図において、この回路は、第１２図のスイッチン
グ状態におけるスイッチング装置がオンの場合について
示すものである。一方の電流路８６はリターンコンデン
サ８０の放電により生ずるもので、ダイオード７１．ス
イッチング装置７３、負荷回路を経てコンデンサ８０に
戻り、第２の電流路８７は制御コンデンサ８１の放電に
より生じ、スイッチング装置７３．負荷回路を経て制御
コンデンサに戻る。

第１４図において、この回路は、第１３図のスイッチン
グ状態におけるスイッチング装置７３および７５の両方
がオフの場合について示すものである。２本の電流路が
明らかであり、第１の通路８８は、インダクタ７８の周
囲の減衰磁界の結果としてインダクタ７８からリターン
コンデンサを経てプラスラインに到り、ダイオード７１
全経て平滑コンデンサ７２を経てさらにリンギングダイ
オード７７を経てインダクタに戻る。第２の通路８９は
インダクタ７８から制御コンデンサ８１を経て分岐し電
流路８８に加わる。両方のスイッチング装置のオフ時間
の間、インダクタの減衰磁界は平滑コンデンサ７２の充
電を生ずる。

一般に、制御コンデンサ８１（第１１図）の充電は負荷
の両端の電圧の降下を生じ整流電源からの直接的効果を
許容する。仮９に通路８３（第１１図）の供給の効果は
平滑コンデンサ放電の効果に関して比例し回路および負
荷損失を与えるように配置され、それにより、インダク
タ７８におけるエネルギの蓄積に十分な供給効果が可能
であり、平滑コンデンサ７２の放電状態の間のいかなる
損失に対しても、限定された時間にインダクタにおける
供給エネルギと共に平滑コンデンサの充電により補償さ
れる。

この方法によってコンデンサ７２の両端の電圧は整流電
源のピーク電圧以上の適切な値に増大される。

リターンコンデンサ８０は第１１図ないし第１４図に述
べた基本的メカニズムによる実質的影響なしに短絡回路
により置換えられる。また、第１１図ないし第１４図の
実施例の「負」レールの説明は、平滑コンデンサと整流
器の間のアノードからカンードの負レールに設けられた
ダイオード７１、およびこのダイオードの他方の側の負
レールに設けられたコンデンサ８０および８１と共に可
能である。電流路は第１１図ないし第１４図に述べられ
たものとまさに類似する。さらに、仮υに実施例におけ
る「負レール」の説明は第１図の実施例で設けられたよ
うに、第１１図ないし第１４図の「正レール」の説明に
結びつけら扛る。

本実施例のリターンコンデンサ８０は短絡回路により置
換えられ結果的に得られる具体例は負レール制御コンデ
ンサ５１と共に第８図および第９図の実施例の一方の側
の説明と等価であり、リターンコンデンサ５９はいずれ
も除去されコンデンサ５８は短絡回路により置換えられ
る。

さらに本発明の他の実施例が第１５図ないし第１８図に
説明される。これらの図の回路構成において第１１図な
いし第１４図に述べられたものと同じ要素については同
じ番号が与えられるが、第１１図ないし第１４図の制御
コンデンサ８１は除去され第１５図ないし第１８図の制
御コンデンサ９０に置換えられ、この場合制御コンデン
サ９０は負荷回路の帰路から負レールに接続される。

第１５図において、装置７５はオンし、単一の電流路９
１が整流電源の正側からリターンコンデンサ８０．負荷
回路、装置７５を経て整流器に戻る通路として存在する
。この時間においてリターンコンデンサ８０は整流電源
により充電される。

第１６図において、装置７３および７５の両方は第１５
図の回路のスイッチング状態に引続きオフでアリ、イン
ダクタ７８の周囲の減衰磁界はインダクタ７８からリン
ギングダイオード７６を経て平滑コンデンサ７２に到り
負レールに沿って戻り制御コンデンサ９０を経てインダ
クタ７８に戻るように通路９２に沿って電流を流し続け
る。

第１７図においてスイッチング装置７３は第１６図のス
イッチング状態に引続きオンである。

この場合２本の電流路が示される。第１の電流路は放電
路９３であって、平滑コンデンサ７２からスイッチング
装置７３を経てさらに負荷回路を経て制御コンデンサ９
０に到り、さらに負レールに沿って平滑コンデンサに戻
る通路である。この時間において、負荷回路に直列な制
御コンデンサ９０の充電は負荷回路電圧の降下を生じ、
負荷回路電圧がリターンコンデンサ８０の電圧およびダ
イオード７１のダイオードによる必要な降下よりも低い
電圧に降下し、リターンコンデンサは第２の通路９４に
沿ってダイオード７１．スイッチング装置７３を経て放
電し、負荷回路は複面する。

リターンコンデンサ８０および制御回路９０の大きさは
電流通路が生ずるように設けられる。

第１８図の回路は装置７３および７５の一方が第１７図
の回路のスイッチング状態に引続きオフである場合を示
す。インダクタ７８に：減衰磁界の結果として通路９５
に沿って電流を流し、さらに電流はインダクタ７８から
ガス放電管７９．リターンコンデンサ８０．ダイオード
７１を軽で平滑コンデンサ７２を充電するように流れ、
さらに平滑コンデンサ７２から負レール、リンギングダ
イオード７７を経てインダクタ７８に戻る。

両方のスイッチング装置がオフである間、平滑コンデン
サはインダクタの減衰により生ずる充電により充電され
る。

本実施例において、リターンコンデンサ８０の放電ヲ介
して負荷への間接的供給効果は、負荷を経て回路および
負荷損失およびインダクタに蓄えらｎるエネルギに対し
て十分な電流を提供するようにかつ必要なレベルにて平
滑コンデンサの電圧を維持するように直接的整流電流路
９１と結合する。

第１１図ないし第１４図および第１５図ないし第１８図
の実施例は低電圧ガス放電管の駆動にとって適切である
が、負荷回路の両端の電圧降下はランプの最小動作電圧
以下の電圧には降下しないことを確保すべきである。仮
９により高いランプ電圧が必要ならば直列共振負荷回路
がランプの反作用的要素についてランプに設けられる。

本発明はガス放電管安定器における高調波を減するため
に有効な回路および方法全提供することにある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の回路図であって正のスイッ
チングサイクルに対する′電流路を示すもの、 第２図は第１図回路用のスイッチング装置での、時間に
対しての電圧および′電流のグラフ図、第３図は正のサ
イクルに続いてスイッチング無しでの、第１図の回路に
おける電流路を示している回路図、 第４図は負のスイッチングサイクルに対する電流路を示
している第１図の回路の図、 第５図は負のサイクルに続いてスイッチング無しでの電
流路を示している第１図の回路図、第６図は誘導性入力
フィルタを有する第１図の実施例の回路図、 第７図は第６図の回路のための、時間に対するリターン
コンデンサの両端電圧のグラフ図、第８図は本発明の他
の実施例の回路図であって正のスイッチングサイクルに
対する電流路を示すもの、 第９図は正のサイクルに続いてスイッチング無しでの電
流路を示している第８図の回路図、第１０図は第８図お
よび第９図の回路の変形の回路図、 第１１図ないし第１４図は種々のスイッチング段階にお
ける本発明のさらに他の実施例の回路図、第１５図ない
し第１８図は種々のスイッチング段階における本発明の
またさらに他の実施例の回路図、である。 （符号の説明） １・・・安定回路、２・・・プラスライン、３・・・マ
イナスライン、４・・・全波ブリッジ整流器、６，８゜
１９．２０・・・ダイオード、９．１０・・・スイッチ
ング装置、１１・・・出力ライン、１２・・・インダク
タ、１４・・・放電管負荷、１５．１６・・・制御コン
デンサ、７・・・平滑コンデン？、１７，１８・・・リ
ターンコンデンサ。 以下余白 第１２図 第１４図 第１５図 ｑ 第１７１用 第１８図 第１頁の続き 優先権主張　＠１９８２年１１月２６日■南アフリカ（
ＺＡ）■８２／８７０９ 手続補正書（方式） 昭和５８年１０月ｚｏ日 特許庁長官　若杉和夫　殿 １、事件の表示 昭和５８年　特許願　　第９７７８１号方法とガス放電
バラストランプ ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 名称コントロール　ロジック （プロブライニトリ−）　リミティド ４、代理人 ６　補正の対象 （１）明細書 （２）図　面 ７、　補正の内容 （１）明細書の浄書（内容に変更なし）（２）図面の浄
書　（内容に変更なし）８　添付書類の目録 （１）浄書明細書　　　　　　１　通 （２）浄書図面　　　　１通

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、供給入力を整流する平滑キャパシタ手段、及び交流
   供給入力ラインの正、負サイクルにおいて正、負の間で
   出力を交互に切換えるスイッチングデバイスを包含する
   ガス放電バラストランプであって、前記スイッチングデ
   バイスがオンの期間前記出力のスイッチングの各個の時
   間が限定されているガス放電バラストランプが、 前記出力と直列に接続されて駆動されるべき誘導要素を
   有し、駆動されるガス放電ランプ負荷を有すのに適した
   負荷回路、 整流電源の周波数の半サイクルより相当高速にスイッチ
   ング装置をスイッチングするためスイッチングデバイス
   と協働するスイッチング制御手段、負荷回路と供給ライ
   ンとの間に設けられた整流入力用復帰パス、 負荷回路と直列に設けられスイッチングデバイスが作動
   中キャパシタ平滑手段からの放電により充電されるよう
   に接続され、負荷回路の電圧を低下させるキャパシタ制
   御手段、 復帰・ぐスの供給ラインに接続され、平滑キャノｆシタ
   手段から復帰パスに供給ラインに沿って放電を防止する
   単方向デバイス、 負荷回路における誘電要素から、前記限定された時間内
   に平滑キャパシタ手段に充電するため電荷を導びくパス
   、 を具備し、 前記単方向デバイスはまた電流が整流入力から復帰パス
   及び負荷回路に流入し得るように負荷の電圧を低下させ
   得るように接続され、復帰ノクスも電流が整流入力から
   復帰ｉ４ス及び負荷回路に流入し得るように負荷以下に
   電圧全低下させ得るように適し、 制御キャパシタ手段の大きさが所定の負荷に対して約９
   合い、整流電源から十充な電流が流れ、平滑キャパシタ
   手段、少くとも全ての回路損失及び予測された負荷損失
   の放電による電流を除き負荷回路を流れる他の電流を提
   供し、電圧を平滑キャパシタ手段以下にし、整流給電電
   圧のピークをできるだけ高く維持する、ガス放電バラス
   トランプ。 ２、前記復帰パスが復帰キャパシタ手段を包含し、前記
   制御キャパシタ手段が負荷回路と供給ラインとの間に接
   続され、供給ラインに対向して復帰パスが得られ、復帰
   キャパシタ手段の大きさが制御キャパシタ手段の大きさ
   に比例し、一方のスイッチングデバイスがオンの期間整
   流電圧が復帰キャパシタ手段に蓄積され復帰キャパシタ
   手段の電圧を上昇可能とし、他方のスイッチングデバイ
   スがオンの期間負荷回路以下に電圧を下降させ、負荷回
   路を通して復帰キャパシタからの放電を生じさせ、整流
   電源から電流を流しさせる、特許請求の範囲第１項に記
   載のバラストランプ。 ３　前記制御キャパシタ手段が負荷回路と給電ラインと
   の間に接続され、復帰パスが給電ラインに対して設けら
   れ、前記負荷回路の電圧を低下させる期間の間整流電圧
   から直接士光な電流が流れ得る、特許請求の範囲第１項
   に記載のパラストランプ。 ４８　　復帰パスが復帰キャパシタ手段を包含し、該復
   帰キヤ／Ｊシタ手段の大きさが制御キャパシタ手段に釣
   り合い、整流電源から十分な篭ｊｌｃ　ｋ流出させ得る
   、＋ｌｋ許請求の範囲第１項に記載のパラストランプ。 ５、負荷回路と両者の給電ラインとの間に整流入力用の
   復帰パスが設けられ、後締キャ・やシタ手段を通した各
   個が正給電ラインとしての第１の手段及び負給電ライン
   としての第２の手段であり、また幽該バラストランプは
   １つの給′亀ラインに接続された第１の制御キャパシタ
   手段を包含し・一方の給電ラインから給電される復帰キ
   ャパシタ手段の大きさは制御キャパシタ手段に釣り合い
   負荷の電圧が低下する期間整流電源から直接電流が流れ
   るようにし、他方の給電ラインから給電される復帰キャ
   パシタ手段の大きさは制御キャパシタ手段の大きさに釣
   り合い負荷回路の電圧を超過する他の期間その電圧をこ
   えて復帰キヤ／？シタ手段に充電されることを可能とし
   負荷回路を通して放電させ、さらに電流が流れることを
   可能にし、前記２つの電流が十分な電流を特徴する特許
   請求の範囲第１項に記載のパラストランプ。 ６、負荷回路と両者の給電ラインとの間に整流入力用の
   復帰パスが設けられ、復帰キャパシタ手段を通した各個
   が正給電ラインとしての第１の手段及び負給電ラインと
   しての第２の手段であり、第１の制御キャノぐシタ手段
   が正給電ラインに接続され、第２の制御キヤ・ぞシタ手
   段が負給電ラインに接続され、両給電ラインに接続され
   た単方向デ゛バイスが設けられ、 第１の復帰及び第２の制御キャパシタ手段の大きさが釣
   り合い、第１のスイッチングデバイスがオンの期間第２
   の制御キャパシタ手段の充電による電圧低下を可能とし
   、負荷回路及び第２の復帰キャパシタ手段を通して整流
   電源から直接電流を流出させ、１だ、第１のスイッチン
   グデバイスがオンの期間第１の復帰キャパシタ手段の電
   圧上昇を可能とし、その結果として第２のスイッチング
   デバイスがオンの期間整流′電源からの充電が生じ、負
   荷回路の電圧が低下し、第１の復帰キャパシタの放電を
   可能とし、正給電ラインにおける単方向デバイスを通し
   て負荷回路へ電流全流入させ、第２の復帰及び第１の制
   御キャパシタ手段の大きさが比例し第２のスイッチング
   デバイスがオンの期間第１の復帰キャパシタ手段及び負
   荷回路を通して整流電源から直接電流を流れさせるよう
   に第１の復帰キャパシタ手段の放電により電圧を低下可
   能とし、また第１のスイッチングデバイスがオンの期間
   整流電源からの光電により第２のキャパシタ手段の電圧
   を上昇可能とし、負荷回路の′電圧を低下烙せ、負極給
   電ラインにおける単方向デバイス全通して負荷回路に電
   流が流入するように第２の復帰キャパシタ手段の放’＜
   ｋ可能にし、十配電δＩＬの総和が充分な電流を特徴す
   る特許請求の範囲第１項に記載のパラストランプ。 ７　第１の制御キャパシタ手段が正給電ラインにおける
   単方向デバイスと並列に接続され、第２の制御キャパシ
   タ手段が負給電ラインにおける岸方向デバイスと並列に
   接続された、特許請求の範囲第６項に記載のバラストラ
   ンフ。 ８、第１の制御キャパシタ手段が正給電ラインから負荷
   回路に接続され、第２の制御キャパシタ手段が負給電ラ
   インから負荷回路に接続された、特許請求の範囲第６項
   に記載のバラストランフ０゜９、入力インダクタが任意
   の単方向デバイスの整流器の入力側かつ負荷と直列に接
   続され、篭側の電流波形の奇数高調波を減少させるよう
   に形成されている、特許請求の範囲第１項〜第８項に記
   載のバラストランプ。 １０　　高周波バイパスキャパシタが整流出力と並列に
   接続されている、特許請求の範囲第９項に記載のバラス
   トランプ。 １１、キャパシタ手段の大きさが平滑キャパシタ手段以
   上の実質的に安定電圧を生じさせるようになっている、
   特許請求の範囲第１項〜第１０項のいずれかに記載のバ
   ラストランプ。 １２、キャパシタ手段の大きさが平滑キャパシタ手段の
   電圧を連続的に上昇させるようになっており、平滑キヤ
   ／−Ｐシタ手段の電圧が所定の最大値を超えて上昇する
   ことを防止するクランプ手段が設けられた、特許請求の
   範囲第１項〜第１１項のいずれかに記載のパラストラン
   グ。 １３、クランプ手段が保護スイッチングデバイス番包含
   し、該保護スイッチングデバイスが駆動中の給電ライン
   における少くとも１つの単方向デバイス全短絡させるよ
   うに接続され、またクランプ手段にはセンサ手段が包含
   され、該センサ手段は所定の最大値以上の電圧を検出す
   る保護スイッチングデバイス″ｆｒ：駆動する、特許請
   求の範囲第１３項に記載のバラストランプ。 １４　　スイッチングデバイスがセンサ手段によりゲー
   トされるように接続されたサイリスクである、特許請求
   の範囲第１３項に記載のバラストランプ。 １５、負荷回路が直列共振回路を包含し、その静電容量
   要素の接続が静電容量要素と並列に設けられ駆動される
   べきガス放電ランプ負荷を受は入れるように適した、特
   許請求の範囲第１項〜第１４項のいずれかに記載の・ぐ
   ラストランプ。 １６、ガス放電パラストランプの高調波成分を減少させ
   る方法であって該ガス放電バラストランプが供給入力を
   整流するキヤ・ぐシタ手段、及び供給ラインの正極、負
   極の間を正、負サイクルにより交互に電圧を切換えるス
   イッチングデバイスを包含し、スイッチングデバイスが
   オフの期間スイッチング出力の各個の時間間隔が限定さ
   れている、ガス放電バラストランプの高調波成分を減少
   させる方法が、 負荷回路を接続する段階であって、該負荷回路が前記出
   力に直列に設けられ駆動されるべき誘導要素？有し、負
   荷回路により駆動されるべきガス放電ランプ負荷に接続
   されているもの、負荷回路と給電ラインとの間に設けら
   れ入力を整流する復帰パスを提供する段階、 整流電源周波数の半サイクルよυ相当高周波でスイッチ
   ングデバイス全スイッチングさせる段階、スイッチング
   デバイスがオンの期間平滑キャｉ４シタ手段を放電させ
   る段階であって負荷回路に直列に設けられた制御キャパ
   シタ手段に充電し負荷回路の電圧を低下させるもの、 平滑キャパシタ手段から給電ラインを通して後部／Ｊス
   に放電するのを防止する段階であって、給電ラインには
   復帰パスが接続され、防止は給電ラインに設けられた単
   方向デバイスにより行なわれるもの、 負荷回路及び復帰パスを通して整流入力から電流が流れ
   るように負荷の電圧を低下させる段階、限定された時間
   の間平滑キャｉＲシタ手段に充電されるように負荷回路
   に卦ける誘導Ｊｉｉ素から電荷を導ひく段階、及び、 与えらｎた負荷に制御キヤ・やシタ手段の大きさを釣り
   合わせる段階であって、平滑キャパシタ手段の放電によ
   る電流を除き整流器ｄ４４から流出する充分な′電流を
   負荷に印加し、少くとも全回路損失及び予測された負荷
   損失を提供し、整流給電電圧の尖頭値と少くとも同じ大
   きさが残るように平鋼キャ／？シク手段の電圧を上昇さ
   せるもの、を具備する、ガス放電パラストランプの高調
   波成分を減少させる方法。 １７．負荷回路からの復帰パスに復帰キャパシタ手段を
   提供する段階、及び復帰キャパシタ手段の大きさを釣り
   合わせる段階であって一方のスイッチングデバイスがオ
   ンの期間充電により生じる復帰キャパシタ手段の電圧を
   上昇させ、他方のスイッチングデバイスがオンの期間負
   荷回路の電圧を低下させ、給電ライン及び負荷回路を通
   して電流が流れるように復帰キャパシタ手段の放電を可
   能にするもの、を包含する特許請求の範囲第１６項に記
   載の方法。 １８　負荷回路の電圧が低下し復帰・ぐス及び負荷回路
   を通して整流電源から直接電流が流れるようにし、この
   ことは電圧低下が生じるのと同時間に行なわれる、特許
   請求の範囲第１６項に記載の方法０ １９、負荷回路と両者の給電ラインとの間に設けられ復
   帰キャパシタ手段を通して入力を整流するための復帰・
   やスを提供する段階で６って、両者の給電ラインは正給
   電ラインとしての第１の手段及び負給電ラインとしての
   第２の手段であるもの、正給電ラインに接続された第１
   の制御キャパシタ手段及び負給電ラインに接続された第
   ２の制御キャパシタ手段を提供する段階、 両者の７給′亀ラインに設けられた単方向デバイスによ
   り平滑キャパシタから両者の給電ラインに沿って復帰パ
   スへの放電を防止する段階、第１の復帰及び第２の制御
   キャパシタ手段の大きさを釣り合わせる段階であって、
   第１のスイッチングデバイスがオンの期間負荷回路及び
   第２の復帰キャパシタ手段を通して整流電源から直接電
   流を流出させるように第２の制御キャノｅシタ手段の充
   電により前記電圧を低下させ、また第２のスイッチング
   デバイスがオンの期間整流電源からそこに充電はれる結
   果として第１の復帰キャシタ手段の電圧を上昇をせ、負
   荷回路の電圧を低下させ、正極給電ラインの単方向デバ
   イスを通して負荷回路に電流が流れるように第１の復帰
   キャパシタ手段の放電を可能にするもの、 第２の復帰及び第１の制御キャパシタ手段の犬きさを釣
   り合わせる段階であって、第２のスイッチングデバイス
   がオンの期間第１の復帰キャパシタ手段及び負荷回路を
   通して整流電源から直接電流を流出させるように第１の
   制御キャパシタ手段の充電によシ前記電圧を低下させ、
   また第１のスイッチングデバイスがオンの期間整流電源
   からそこに充電される結果として第２の復帰キャパシタ
   手段の電圧を上昇させ、負荷回路の電圧を低下させ、負
   給電ラインの単方向デバイスを通して負荷回路に電流を
   流すように第２の復帰キャパシタ手段の放′亀を可能な
   らしめるもの、及び、前記電流の総和により充分な電流
   を提供する段階、 全包含する、特許請求の範囲第１６項に記載の方法。 ２０、釣り合わせにより整流された電流波形の奇数高調
   波成分を減少させる段階、及び任意の単方向デバイスの
   整流器側に負荷回路と直列に誘導要素を接続する段階を
   特徴する特許請求の範囲第１６項〜第１９項のいずれか
   に記載の方法。 ２１　　高周波バイパスキャパシタを通して高周波電流
   を整流器にバイパスすることを可能にする段階を特徴す
   る特許請求の範囲第２０項に記載の方法。