JPH0817114B2 - Ｅｌ点灯回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は液晶ディスプレイのバックライト等に用いる
有機分離型ELなどの点灯回路のうち、特に、一定駆動周
波数，高効率,ELの長寿命を実現できるEL点灯回路に関
する。

従来の技術 有機分散型ELは、フレキシブル，軽量，安価，薄型等
の理由により広く賞用されており、特に各種計測器等の
文字，図形を表示する液晶ディスプレイ（以下LCDと称
する）のバックライトとして利用されている。

上記ELを点灯させるためには、容量性負荷としてのEL
に例えば120V,600Hzなどの交流電圧を印加し、ELに交流
電流を流すことによっておこなう。

一方、パーソナルコンピュータなどのLCDのバックラ
イトに用いる場合、パーソナルコンピュータ本体は通常
12V程度の直流電圧しか持っておらず、ELの点灯にはこ
の12V程度の直流電圧から120Vの交流電圧に変換するDC
−ACインバータ回路が必要である。

このインバータ回路として、従来EL用の専用インバー
タが使われており、代表的なものとして特公昭62−1503
2で提案されているインバータ回路がある。このインバ
ータ回路の構成，動作原理を第15図を参照して詳述す
る。

第15図のインバータ回路はELに接続したトランスT1
と、トランスT1の二次側にELと並列接続したコンデンサ
C3と、入力電圧端子VinとトランスT1との間に設けられ
たスイッチング回路S1とからなる。そして、前記スイッ
チング回路S1は、トランスT1と入力端子Vin間にエミッ
タ及びコレクタを接続したトランジスタQ1と、トランジ
スタQ1のベースとコレクタ間に接続した抵抗R1,R2及び
コンデンサC1と、トランジスタQ1のベースとトランスT1
間に前記抵抗R2を介して接続した結合用のコンデンサC2
とからなる。

上記構成において直流電圧VinをトランジスタQ1のON
−OFF動作によって交流電圧に変換してトランスT1の一
次側に印加し、この一次側電圧にトランスT1の一次巻線
と二次巻線の比N2/N1をかけて得られる二次側の出力電
圧をELに印加するものである。この動作を以下に説明す
る。

まず、Vin−抵抗R1−抵抗R2−トランジスタQ1ベース
−同エミッタ−トランスT1のコイルN1−GNDと電流が流
れることによりトランジスタQ1がONになりトランスT1の
コイルN1へVinが印加される。したがってトランスT1の
コイルN1に流れる電流は時間と共に増大するので、トラ
ンスT1に接続されたコンデンサC2への電圧も上昇する。
これがトランジスタQ1のベース電流となってトランジス
タQ1はON状態を維持できる。

一方、トランスT1のコアを通る磁束も時間と共に増大
するが、やがて飽和磁束密度に達し、磁束の増加が停止
する。するとコンデンサC2への電圧が低下し、これがト
ランジスタQ1のベースバイアスを逆にするように働くの
でトランジスタQ1は急速にOFFになり、トランスT1のコ
イルN1に流れる電流が遮断されこの状態が加速される。

トランジスタQ1がONのときに充電されたコンデンサC2
の電荷はトランジスタQ1のOFFの期間に、Vin−抵抗R1−
コンデンサC2−トランスT1−GNDの経路で放電を続け、
やがてトランジスタQ1のベース電圧は、同エミッタより
も高くなり、再びトランジスタQ1はONになる。

ここで、コンデンサC1はトランジスタQ1のON−OFF動
作時の応答性を低く抑え、トランスT1の出力電圧波形を
方形波からサイン波に近づけると共に回路の異常発振防
止も兼ねている。コンデンサC3も同様の目的及びELの動
作安定のための使用されるものであり、このコンデンサ
C1,及びC3は無くても本来の動作は可能である。

以上のように上記トランジスタQ1のON−OFFの繰り返
しによってELに交流電圧が印加されて点灯するが、この
インバータはELに印加される交流電圧の電圧値と周波数
がVin,R1,C2,C3,T1,及びELのインピーダンスなどによっ
て決定される自励式のインバータで、トランジスタQ1が
ON−OFFを繰り返すので、通常ブロッキング発振インバ
ータと呼ばれている。

また、自励式ではなく外部信号によってスイッチをON
−OFFして交流電圧の周波数を決める他励式のインバー
タについて第16図を参照して詳述する。

第16図の回路は、トランスT2とトランスT2の二次側に
インダクタ（便宜上、以下チョークコイルと称する。）
L1とELとを直列に接続し、トランスT2の一次側にスイッ
チング用のトランジスタQ1とQ2を接続した構成からな
り、外部から与えられたEL点灯周波数に相当する駆動信
号によりON−OFFを繰り返すがトランジスタQ1とトラン
ジスタQ2が同時にONすることがないように外部駆動信号
は設計されている。また、抵抗R1,R2はトランジスタQ1,
Q2へ外部駆動信号を印加するためのものであり、コンデ
ンサC1,C2はトランジスタQ1,Q2のスイッチ特性を改善す
る目的で使用されている。

この構成において、トランジスタQ1,Q2をON−OFF動作
によって交流電圧に変換してトランスT1の一次側に印加
し、この一次側電圧にトランスT1の一次巻線と二次巻線
の比N2/N1をかけて得られる二次側の出力電圧をELに印
加するものであるが、ELの力率が通常0.25程度の容量性
であるので直列にチョークコイルL1を挿入して力率の改
善がなされる一方、そのリアクタンス分によりELの輝度
低下の補償もなされている。

発明が解決しようとする課題 上記による自励式ブロッキング発振回路では、ELに印
加される交流電圧の周波数が回路定数とELのインピーダ
ンスによって決定されるが、ELの静電容量が点灯時間と
共に変化する傾向があるため、駆動周波数が変動してい
た。これは、例えばLCDのバックライトとして用いた場
合、LCDの駆動周波数と同期する可能性が高く、ちらつ
きの原因になっていた。さらに、動作原理上トランスを
磁気飽和点まで使うため磁気ひずみによるうなりが発生
したり、一つのトランスで発振と昇圧を兼ねているため
ロスが大きく効率は一般的に60％以下であった。

一方、上記による他励式インバータでは、ELのインピ
ーダンスの経時変化によるEL点灯周波数の変動はさける
ことができるが、トランスT2とチョークコイルL1が必要
であるため小型化が困難である他、変換時の損失が多く
なり変換効率も高くできないなどの欠点があった。

課題を解決するための手段 本発明のEL点灯回路は、（１）直流電源に直列接続さ
れた第１および第２のスイッチと、両スイッチの接続点
と前記直流電源との間に負荷として接続されたELとイン
ダクタからなる直列回路と、前記スイッチの各々を制御
する信号を出力する制御回路とを具備し、該制御回路で
前記第１および第２のスイッチを切り換え、切り換え時
に両スイッチを共に開とする期間を設けてELを充放電し
て交流駆動するEL点灯回路において、前記直列回路の共
振周波数が前記ELの駆動周波数よりも高くなるようにイ
ンダクタのインダクタンスを設定し、かつ、前記制御回
路によって前記ELの駆動周波数を一定にすることを特徴
とするEL点灯回路。

（２）直流電源に直列接続された第１および第２のスイ
ッチと、前記直流電源に直列接続された第３および第４
のスイッチと、前記第１および第２のスイッチの接続点
と前記第３および第４のスイッチの接続点との間に負荷
として接続されたELとインダクタからなる直列回路と、
前記スイッチの各々を制御する信号を出力する制御回路
とを具備し、該制御回路で前記第1,第2,第３および第４
のスイッチを切り換え、切り換え時にスイッチを共に開
とする期間を設けてELを充放電して交流駆動するEL点灯
回路において、前記直列回路の共振周波数が前記ELの駆
動周波数よりも高くなるようにインダクタのインダクタ
ンスを設定し、かつ、前記制御回路によって、前記ELの
駆動周波数を一定にすることを特徴とするEL点灯回路。

（３）ELとインダクタの直列回路の片側または両側を少
なくとも２個のスイッチを介して直流電源の一方の極お
よび他方の極に接続し、前記スイッチの各々を切り換え
てELを充放電して交流駆動するEL点灯回路であって、前
記直流電源がチョークコイルまたはトランスと、該チョ
ークコイルまたはトランスの一次コイルに流れる電流を
開閉するスイッチ素子と、該スイッチ素子が閉状態から
開状態へ変化したときに前記チョークコイルまたはトラ
ンスの２次コイルに発生する電圧を整流するダイオード
とを具備するリンギングチョーク型DC−DCコンバータで
あるEL点灯回路において、 前記DC−DCコンバータが、前記１次コイルに流れる１
次電流を検出し、該１次電流のピーク電流を一定にする
手段を具備して一定電力を出力する定電力出力型DC−DC
コンバータであることを特徴とするEL点灯回路。

（４）チョークコイルまたはトランスと、該チョークコ
イルまたはトランスの１次コイルに流れる１次電流を開
閉するスイッチ素子と、該スイッチ素子の開閉によって
２次コイルに発生する電圧を整流するダイオードとを有
するリンギングチョーク型DC−DCコンバータと、該DC−
DCコンバータの直流電圧を交流電圧に変換するDC−ACイ
ンバータと、EL素子を含む負荷とを具備したEL点灯回路
において、 前記DC−DCコンバータが、前記１次コイルに流れる１
次電流を検出し、該１次電流のピーク電流を一定にする
手段を具備して一定電力を出力する定電力出力型DC−DC
コンバータであることを特徴とするEL点灯回路。

作用 上記の構成によれば、ELが点灯する周波数はELの特性
変化に関係なく外部制御回路の周波数によって定まって
いるので安定している。

また、チョークコイルは従来の技術の項に記載のブロ
ッキング発振回路や他励式インバータに使用するトラン
スに比較して共振周波数を高く設定するので寸法を小さ
くでき、チョークコイルを磁気飽和させない領域で使う
ため磁気ひずみによるうなりも生じない。

また、ELとチョークコイルとの直列共振特性を利用
し、先行してELに充電されている電荷を放電させ、さら
に逆方向に充電させるためエネルギーロスが少なく効率
の良いインバータが実現できる。

さらに、ELとチョークコイルの直列回路の他端側に第
３、第４のスイッチを備えたのでELにかかる電圧が正負
同じとなりELの信頼性を向上する。

さらに、直流電流を定電力にすることによりELの寿命
に伴う高インピーダンス化に対してELの駆動電圧が高く
なり輝度低下を低減するため、見掛け上ELの点灯寿命を
長くする。

実施例 以下、本発明についての一実施例を第１図を参照して
説明する。

第１図はELとチョークコイルL1とを直列に接続し、こ
の直列回路のEL側をGNDに接続し、チョークコイル側を
直流電圧ＶEL或はGND端子に切り換えるスイッチング素
子Q1,Q2に接続したインバータ部分と、前記スイッチン
グ素子Q1,Q2にFETを用い、これらのFETのON−OFFのタイ
ミングを制御する回路11、ELの駆動周波数fELを発生す
る発振回路12、及び電流電圧ＶELをVinから発生するDC
−DCコンバータ13とから構成されている。

次に、この回路の動作原理を第１図と第２図のタイミ
ングチャートを参照して詳述する。

なお第２図において、ａ及びｂはFETの制御信号であ
りａはＬレベルでFETQ1がON,bはＨレベルでFETQ2がONに
なることを示している。

いま仮に第２図に示すt0のタイミングであったとする
とELにはＢ端子が負極性V2′の電圧で充電されており、
t0のタイミングでFETQ1がONになるとＶEL−Q1−D1−L1
−EL−GNDの経路でELの電荷は放電され、その後ELのＢ
端子が正極性で充電されるが、ELとチョークコイルL1の
直列共振特性によりELのＢ端子は直流電圧ＶELよりさら
に高いV1まで充電される（タイミングt1）。この時ELに
流れる電流は零になるが、これと同時に第１図のＡ端子
はV1まで上昇するためFETQ1は逆バイアスになるがダイ
オードD1によって逆電流が阻止されFETQ1の制御信号がO
N状態でも電流が流れず、見掛け上FETQ1はOFFになる。

次にt2のタイミングでFETQ2をONにするが、t1〜t2の
期間にはFETQ1,FETQ2共OFFになっているためELのＢ端子
の電圧はELの自己放電でt2のタイミングではV1′になっ
ている。そして、FETQ2をONし、EL−L1−D2−Q2−GNDの
経路でELの電荷の放電が進むにつれてELのＢ端子電圧は
下降するが、ELとチョークコイルL1の直列共振特性によ
り電荷か完全に放電した後もELのＢ端子はGNDレベルよ
りさらに低い−V2まで逆方向に充電される（タイミング
t3）。この時ELに流れる電流は零になるが、これと同時
に第１図のＡ端子は−V2まで下がるためFETQ2は逆バイ
アスになるが、ダイオードD2によって逆電流が阻止さ
れ、FETQ2の制御信号がON状態でも電流が流れず、見掛
け上FETQ2はOFFになる。

次にt4のタイミングでFETQ1をONにしEL駆動電圧の１
周期が完了するが、t3〜t4の期間には前述と同様FETQ1,
FETQ2共OFFになっているためELのＢ端子電圧は自己放電
によってt4のタイミングではV2′になっている。以上t0
〜t4を繰り返すことによってELは点灯を続ける。

一方、前記直流電圧ＶELはVinから定電力出力のDC−D
Cコンバータ13によって発生させるが、この回路はリン
ギングチョーク型のDC−DCコンバータで一次側のスイッ
チングのON期間をVinの電圧によって制御する回路であ
る。また、発振回路12は例えばCR定数を用いたμPC1555
等のタイマIC等で構成でき、タイミング制御回路はフリ
ップ・フロップやANDゲートなどのロジックICで構成で
きる。なお、コンデンサC1は直流電圧ＶEL安定化のため
のバイパスコンデンサである。

次に、別の実施例としては第１図でスイッチング素子
Q1,Q2にFETを用いたが、このFETの代わりにバイポーラ
トランジスタやサイリスタを使用した回路がある。

特にサイリスタの場合にはサイリスタにトリガパルス
を与えるとONになり、電流が零になる点で自動的にOFF
になる特徴があるが、これは前述のFETを使用した場合
に電流が零になるとFETとダイオードによってFETの制御
信号がONになっていても見掛け上OFFになることからサ
イリスタの使用は制御信号の上で都合が良い。この回路
図とタイミングチャート図を第３図，第４図に示す。

第３図は、第１図のFETQ1に代えてサイリスタ構成に
した２個のトランジスタQ11,Q12と、第１図のFETQ2に代
えてトランジスタQ2にした構成の回路である。なお、第
３図はインバータ部分の回路のみを示し、上記で説明し
たタイミング制御回路,DC−DCコンバータ，発振回路は
省略してある。

このサイリスタ構成のトランジスタQ11,Q12の制御信
号ａは第４図に示すように前述のFETのONと同じタイミ
ングでトリガパルスを与えるだけで良く、OFFのタイミ
ングは流れる電流が零になった時点でおこなわれるた
め、外部制御は必要ない。一方トランジスタQ2の制御信
号ｂは第１図と全く同じであり、これらのスイッチング
素子の制御によってELに印加される交流電圧の駆動波
形，動作原理も前述の第１図，第２図で説明したものと
全く同じである。

ところで上記の実施例はいずれもELの片面はいずれも
GNDに接続したが、VEL側に接続しても同様に動作する。

しかしながら、いずれもELに印加される電圧は正負ア
ンバランスとなる。

ELの耐圧設計の問題、イオンマイグレーションの問題
等により、ELには正負バランスのとれた電圧を印加する
事が好ましい場合が多い。

そこで、正負の電圧を同じにした実施例について説明
する。

第５図は直流電圧ＶELをスイッチング素子であるFETQ
1〜Q4でON−OFFし、これをチョークコイルL1とFLとを直
列接続した回路に印加するインバータ部分とFETQ1〜Q4
のタイミングを制御する回路111、駆動周波数fELを発生
する回路12、及び直流電圧Vinから発生させるDC−DCコ
ンバータ13とから構成されている。

次に、この回路の動作原理を第５図から第６図のタイ
ミングチャートを参照して詳述する。

なお、第６図において、ａ及びｃはFETQ1及びQ3を制
御する信号であり、上はON、下はOFFすることを示す。

今、仮に第６図に示すT0のタイミングであったとする
と、第５図においてFETQ2とFETQ3がON状態であり、直流
電圧ＶEL−FETQ3−ダイオードD3−EL−チョークコイルL
1−FETQ2−GNDの回路が構成され、ELの電圧はＢ端子を
基準したＡ端子の電圧で第６図に示すようにＡ端子が負
の極性V3′の電圧まで充電されている。

次に、T1のタイミングでFETQ3をOFF、FETQ4をONし、E
L−FETQ4−GND−ダイオードD4ーチョークコイルL1の回
路によりT0で充電されていたELの電荷の放電を開始す
る。この放電電流はチョークコイルL1のインダクタンス
とELのキャパシタンスの効果により時間と共に増大し、
やがて減少して零に達しFETQ2の逆方向に流れようとす
るが、FETQ2がOFFなので電流は流れない。この時点でEL
端子電圧はチョークコイルL1のインダクタンクスとELの
キャパシタンスの直列接続回路の効果により、T1時の極
性とは逆にＡ端子が正の極性でV1の電圧になる。

次に、T3のタイミングでは、FETQ4に加えてFETQ1もON
になり、直流電圧ＶEL−FETQ1ーダイオードD1ーチョー
クコイルL1−EL−FETQ4−GEDの回路が構成され、直流電
圧ＶELからELへ充電電流が流れるが、T2のタイミングで
ELへ同極性の電荷が充電されているのでT3のタイミング
における充電電荷はELの発光により消費した電力に回路
損失分を加えた分の電荷となる。

次に、T4のタイミングではFETQ1とFETQ4とがOFF、FET
Q2がONになるので、ELの電荷はT1のタイミングとは逆方
向に放電し、T5のタイミングではT1〜T2のタイミングで
詳述した理由よりELはT2と逆の極性の電圧V1′で充電さ
れる。

そして、最後のT6のタイミングではFETQ2に加えてFET
Q3もONし、T3のタイミングとは逆極性であるがT3のタイ
ミングで詳述した理由によりELは充電される。以下T0〜
T6を繰り返すことによりELは一定の周波数て駆動される
ことになり、T1−T2及びT4〜T5タイミング間に強い発光
を示す。

ここで、D1,D3は直列共振の性質によりELの充電完了
電圧V3及びV3′がＶELより高くなるためにＶEL側に流れ
込まないようにするためのダイオードで、D4,D5のダイ
オードはFETQ2,Q4に寄生的に入るもので外付けする必要
はない。

また、前記直流電圧ＶELはVinから定電力出力のDC−D
Cコンバータ13によって発生させる。

次に別の実施例としては第５図でスイッチング素子Q1
〜Q4にFETを用いたが、このFETの代わりにバイポーラト
ランジスタやサイリスタも使用できる。

特にサイリスタの場合には、サイリスタをONするタイ
ミングだけを外部からコントロールし、OFFの制御は電
流が零になる点で自動的にOFFになる特徴がある。この
回路図とタイミングチャート図を第７図，第８図に示
す。

第７図において、スイッチング素子Q1,Q2をサイリス
タに変えると共に、Q1とQ3の制御にパルストランスPT1,
PT2を使い、タイミング制御回路でコントロールする。
このサイリスタのONのタイミングは、前述のFETと時と
全く同じで、OFFのタイミングは流れる電流が零でOFFに
なるため外部制御は必要ない。尚、第７図では第５図の
DC−DCコンバータ、発振回路は省略してあるが、第５図
のものと同じもので構成される。

次に、別の実施例としてELとチョークコイルとの直列
回路のEL側をＶEL/2の電圧にし、ELに充電される正極性
の電圧と負極性の電圧が同じになるようにした回路につ
いて第９図，第10図を参照して説明する。

第９図は、ELとチョークコイルL1とを直列に接続し、
この直列回路のチョークコイル側のスイッチング素子を
前述のサイリスタ構成のトランジスタQ11,Q12とトラン
ジスタQ2で構成し、EL側を直流電圧ＶELとGNDの間に挿
入されたコンデンサC1,C2及び抵抗R1,R2の中点に接続す
る。ただしコンデンサC1とコンデンサC2の静電容量値，
及び抵抗R1と抵抗R2の抵抗値は同じ値にする。このイン
バータ部分に加えて前述と同様、前記トランジスタのON
−OFFのタイミングを制御する回路311,ELの駆動周波数f
ELから配設する発振回路12,及び直流電圧ＶELをVinから
発生させるDC−DCコンバータ13とで構成する。

この構成によっELに印加される交流電圧の動作原理
は、前述の動作原理と同じであるが、ELの片側は前述の
ようにGNDレベルでなく、静電容量の同じコンデンサC1,
C2を直列に並べたその中点に接続しているため、ELの片
側の電圧はこの中点のレベルであるＶEL/2になり、ELに
印加される電圧は正負対象になっている。

その為ELの信頼性を損なう事がないばかりか、万一EL
がショートしてもコンデンサC1,C2が電流が制限するの
で、DC−DCコンバータやDC−ACコンバータがこわれるこ
とがない。

次にDC−DCコンバータについて説明する。

ELは劣化に伴いインピーダンスが大きいので、従来の
DC−ACコンバータである第15図のような回路では、ELの
劣化とともに出力電圧や発振周波数が高くなり、みかけ
上輝度の時間的低下を防いでいるが、上記のごときDC−
ACコンバータではその機能がないためDC−DCコンバータ
を定電力出力としてELが劣化し、インピーダンスが高く
なっても定電力（すなわち電圧が高くなる）出力として
輝度の時間的低下を防ぐものである。

そこで、DC−DCコンバータの実施例を第11図乃至第14
図を参照して次に示す。まず第11図に示すDC−DCコンバ
ータDC1はトランスとスイッチを用いたリンギングチョ
ーク型で図においてVinは入力端子、ＶELは出力端子、T
3はトランス、Q12はスイッチング用電界効果トランジス
タ、Rpはピーク電流検出用抵抗、D11は整流用ダイオー
ド、C4は平滑コンデンサ、S1はスイッチングパルス発生
回路、S2はピーク電流検出回路である。上記トランスT3
は一次側コイルに入力端子VinとトランジスタQ2のソー
ス、ドレインと抵抗Rpとを直列に接続すると共に、二次
側コイルを出力端子ＶELとGNDより出力する。そして、
上記二次側のコイルにダイオードD11を直列に接続する
と共に、ダイオードD11を介して平滑コンテインサC4を
並列に接続する。スィッチングパルス発生回路S1は入力
端子Vinより入力電圧が印加され、第12図に示す方形ス
イッチングパルスA1をトランジスタQ12のゲートに送出
する。ピーク電流検出回路S2はスイッチングパルス発生
回路S1の入力、及びトランジスタQ12と抵抗Rpの接続点
に接続される。

上記構成に基づき本発明の動作を次に示す。まず入力
端子Vinより直流入力電圧Vi、例えば12Vの電圧を印加す
ると、トランスT3の一次側コイルとスイッチングパルス
発生回路S1に入力電圧Viが印加される。そして、スイッ
チングパルスA1の立ち上がりt11のタイミングでトラン
ジスタQ12のゲートがONしてトランジスタQ12が導通し、
第12図に示すように、電流I1が立ち上がる。そこで、予
めピーク電流検出回路S2においてピーク電流Ipを設定し
ておき、電流I1がピーク電流Ipに達した時点t21を電圧
（Ip・Rp）より検出し、その時点t21でスイッチングパ
ルスA1をOFFしてトランジスタQ12を遮断する。そうする
と、トランスT3の一次側コイルに電流I1が流れている
時、二次側コイルに電流I21が流れようとするが、ダイ
オードD11によって遮断され出力されずエネルギーとし
て蓄えられる。そして、一次側コイルの電流I1の遮断と
共に、一次側コイルに電流I1の逆向きの過渡電流が流れ
ると、同時に二次側コイルに蓄えられたエネルギーがダ
イオードD11を通して流れる。

そこで、同様にスイッチングパルスA1の次の立ち上が
りt12のタイミングで再びトランジスタQ12が導通し、一
次側コイルに電流I1が立ち上がり、ピーク電流Ipに達し
た時点t22でトランジスタQ12が遮断する。上記動作を繰
返すことによりトランスT3の二次側コイルにダイオード
D11を介して一方向に電流I31が流れ、出力端子ＶELに直
流電圧がトランスT3により昇圧されて出力される。

この時、出力電力をPaとすると、Pa＝1/2・Ｌ・Ip²・
ｆ・η（但し、L:トランスの１次側のインダクタンス、
Ip:一次側ピーク電流、f:スイッチング周波数、η：コ
ンバータ変換効率）で与えられる。従って、上式によれ
ば、Ｌとｆは一定であり、ηもほぼ一定となるため、ピ
ーク電流Ipをピーク電流検出回路S2により検出して常に
一定に設定することによりコンバータDC1の出力電力Pa
を一定に保持できる。更に、入力端子Vinに印加される
入力電圧Viが変動した場合、トランスT3の一次側コイル
に流れる電流I1の立ち上がる傾きが変動（入力電圧大で
傾が大きくなる）する。ところが、ピーク電流Ipはピー
ク電流検出回路S2によって一定に設定されているため、
トランジスタQ12の遮断の時点が変わるだけで入力電圧V
iが変動しても出力電力Paは一定になる。

次に、上記コンバータDC1の２つの具体例を第13図及
び第14図を参照して示す。まず第13図に示すDC−DCコン
バータDC2において、S1はスイッチングパルス発生回路S
2はピーク電流検出回路である。上記スイッチングパル
ス発生回路S1はIC3524型と呼ばれるスイッチングパルス
電源制御用ICで、抵抗R3とコンデンサC6の時定数で発振
周波数ｆを決め、出力端子S10よりスイッチングパルスA
1を出力する。ピーク発生回路S2はトランジスタQ13とセ
ットリセット形フリップフロップF1と反転回路F2と抵抗
R4,R5とコンデンサC7とからなる。

上記構成において入力端子Vinより入力電圧Viを印加
すると、出力端子S10よりスイッイッチングパルスA1が
出力し、その立ち上がりのタイミングでトランジスタQ1
2が導通し、抵抗RpにトランスT3の一次側電流I1が流れ
る。

そして、電流I1がピーク電流Ipに達し、抵抗Rpの電圧
（Ip・Rp）がトランジスタQ13のベースに印加される
と、トランジスタQ13が導通してコレクタ電位が接地電
位となる。そこで、フリップフロップF1の入力F11がロ
ウレベルとなって出力F12より端子S12にハイレベルの信
号が印加され、スイッチングパルスA1はOFFとなる。次
に、端子S11においてスイッチングパルスA1の次のパル
スの立ち上がりを検出し、パルスが立ち上がると、反転
回路F2の入力がハイレベル、出力がロウレベルとなる。
そして、フリップフロップF1の出力F13がハイレベルと
なり、この時、入力F11には電圧V0が加わっていてハイ
レベルにあるため、出力F12はロウレベルとなって端子S
12に印加され、スイッチングパルスA1が出力端子S10よ
り出力される。上記動作を繰返すことによりピーク電流
Ipは一定に保持され、一定の電力Paが出力される。

次に、第14図に示すコンバータ（DC3）において第11
図及び第13図と同一参照符号は同一物を示すその説明を
省略する。第13図はコンバータ（DC2）と相違する点
は、コンバータを内蔵したスイッチング電源制御用IC
（NE5561）を用いることにより、コンバータをピーク電
流検出回路S2としてスイッチングパルス発生回路S1と一
体にICに組込んだことである。

又この定電力出力のDC−DCコンバータは本発明のDC−
ACインバータに好適するのみならず、従来のブロッキン
グ発振方式のインバータ第15図の他、例えば直列共振方
式のインバータも適用できる。

発明の効果 以上説明したように、本発明によるEL点灯回路は外部
発振回路による周波数でELを点灯するが、これはこのEL
をLCDのバックライトとして用いた場合、LCDとの駆動周
波数と同期しない周波数に設定でき、経時変化によるEL
のインピーダンスの変化にも関係なく同じ周波数で点灯
できるためLCDのちらつきは起こらない。

また、チョークコイルのインダクタンスとELの静電容
量との共振周波数はEL点灯周波数よりも高く設定するた
めチョークコイルが小型にできる他、このチョークコイ
ルを磁気飽和させない領域で使うため磁気ひずみによる
うなりも生じない。

一方、効果面では、原理的にチョークコイルとELのLC
直列共振を利用しているため、直流電圧を発生させるDC
−DCコンバータを含めても70〜80％高効率のインバータ
が実現できる。

さらに、インバータの直流電圧を発生させるDC−DCコ
ンバータに定電力出力型のものを使うため、ELの点灯に
よる輝度低下の補償が可能で、ブロッキング発振インバ
ータの約1.5倍の長寿命化が実現できる他、定電力出
力、定電力入力のためラップトップ型のパーソナルコン
ピュータなどのバッテリー駆動にも理想的なインバータ
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図，第３図と第４図，第５図と第６図，第
７図と第８図，第９図と第10図はそれぞれ本発明のEL点
灯回路図とそのタイミングチャート図である。 第11図は本発明の定電力出力型DC−DCコンバータの回路
図であり、第12図はその動作を示すタイミングチャート
図であり、第13図，第14図，は本発明の定電力出力型DC
−DCコンバータの具体的回路図である。 第15図，第16図は従来のEL点灯回路図である。 11,111,211,311……タイミング制御回路、 12……発振回路、 13,DC1,DC2,DC3……定電力出力のDC−DCコンバータ、 L1……インダクタ（例えばチョークコイル）、 T3……トランス、 Q1,Q2,Q3,Q4,Q11,Q12……スイッチング素子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−2306（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−163796（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−58794（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−45798（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−78496（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−156692（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−168996（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−202888（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−86475（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−184572（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−294257（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−207292（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−207291（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−77666（ＪＰ，Ａ) 実開 昭49−97971（ＪＰ，Ｕ) 実開 平１−62700（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭59−22946（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭59−13748（ＪＰ，Ｂ２) 特表 昭62−502009（ＪＰ，Ａ)

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源に直列接続された第１および第２
   のスイッチと、両スイッチの接続点と前記直流電源との
   間に負荷として接続されたELとインダクタからなる直列
   回路と、前記スイッチの各々を制御する信号を出力する
   制御回路とを具備し、該制御回路で前記第１および第２
   のスイッチを切り換え、切り換え時に両スイッチを共に
   開とする期間を設けてELを充放電して交流駆動するEL点
   灯回路において、前記直列回路の共振周波数が前記ELの
   駆動周波数よりも高くなるようにインダクタのインダク
   タンスを設定し、かつ、前記制御回路によって前記ELの
   駆動周波数を一定にすることを特徴とするEL点灯回路。
2. 【請求項２】直流電源に直列接続された第１および第２
   のスイッチと、前記直流電源に直列接続された第３およ
   び第４のスイッチと、前記第１および第２のスイッチの
   接続点と前記第３および第４のスイッチの接続点との間
   に負荷として接続されたELとインダクタからなる直列回
   路と、前記スイッチの各々を制御する信号を出力する制
   御回路とを具備し、該制御回路で前記第1,第2,第３およ
   び第４のスイッチを切り換え、切り換え時にスイッチを
   共に開とする期間を設けてELを充放電して交流駆動する
   EL点灯回路において、前記直列回路の共振周波数が前記
   ELの駆動周波数よりも高くなるようにインダクタのイン
   ダクタンスを設定し、かつ、前記制御回路によって、前
   記ELの駆動周波数を一定にすることを特徴とするEL点灯
   回路。
3. 【請求項３】ELとインダクタの直列回路の片側または両
   側を少なくとも２個のスイッチを介して直流電源の一方
   の極および他方の極に接続し、前記スイッチの各々を切
   り換えてELを充放電して交流駆動するEL点灯回路であっ
   て、前記直流電源がチョークコイルまたはトランスと、
   該チョークコイルまたはトランスの一次コイルに流れる
   電流を開閉するスイッチ素子と、該スイッチ素子が閉状
   態から開状態へ変化したときに前記チョークコイルまた
   はトランスの２次コイルに発生する電圧を整流するダイ
   オードとを具備するリンギングチョーク型DC−DCコンバ
   ータであるEL点灯回路において、 前記DC−DCコンバータが、前記１次コイルに流れる１次
   電流を検出し、該１次電流のピーク電流を一定にする手
   段を具備して一定電力を出力する定電力出力型DC−DCコ
   ンバータであることを特徴とするEL点灯回路。
4. 【請求項４】チョークコイルまたはトランスと、該チョ
   ークコイルまたはトランスの１次コイルに流れる１次電
   流を開閉するスイッチ素子と、該スイッチ素子の開閉に
   よって２次コイルに発生する電圧を整流するダイオード
   とを有するリンギングチョーク型DC−DCコンバータと、
   該DC−DCコンバータの直流電圧を交流電圧に変換するDC
   −ACインバータと、EL素子を含む負荷とを具備したEL点
   灯回路において、 前記DC−DCコンバータが、前記１次コイルに流れる１次
   電流を検出し、該１次電流のピーク電流を一定にする手
   段を具備して一定電力を出力する定電力出力型DC−DCコ
   ンバータであることを特徴とするEL点灯回路。