KR100845663B1 - 방전 램프의 구동을 위한 ｄｃ/ａｃ 전력 변환을 위한 방법및 장치 - Google Patents

방전 램프의 구동을 위한 ｄｃ/ａｃ 전력 변환을 위한 방법및 장치 Download PDF

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Abstract

냉음극 형광 램프(CCFL)와 같은 방전 램프들을 구동하기 위하여 DC/AC 전력 변환을 위한 방법 및 회로가 개시된다. 많은 이점들 가운데 특히, 간단한 제어 방법에 의하여 램프 전류 및 개방 램프 전압이 조절될 수 있다.
방전 램프, 전력 변환, 인버터 회로

Description

방전 램프의 구동을 위한 ＤＣ/ＡＣ 전력 변환을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DC TO AC POWER CONVERSION FOR DRIVING DISCHARGE LAMPS}
도 1은 제안된 단일 종단 인버터(single ended inverter) 회로의 블록도.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 관한 개략적 도면.
도 2b는 정상 램프 동작 조건 하에서의 소정의 파형들을 도시한 도면.
도 3은 정상 램프 동작 조건 하에서의 회로의 피드백 동작을 도시한 도면.
도 4는 시동을 포함한 개방 램프 조건 하에서의 회로의 피드백 동작을 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예의에 관한 개략적 도면.
도 6은 풀 브리지 토폴로지(full bridge topology)를 사용하는 또 다른 실시예에 관한 개략적 도면.
도 7은 푸시-풀 토폴로지(push-pull topology)를 사용하는 또 다른 실시예에 관한 개략적 도면.
도 8은 하프-브리지 토폴로지(half-bridge topology)를 사용하는 또 다른 실시예에 관한 개략적 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
C : 캐패시터 M : 스위치
D :다이오드 V : 전압
DRIVER : 구동기 PWM CONTROL : PWM(펄스 폭 변조) 제어
OSCILLATOR : 발진기 FEEDBACK AMPLIFIER : 피드백 증폭기
<관련 출원에 대한 상호 참조>
본 출원은, 2005년 1월 19일에 출원된 미국 가특허출원 제60/645,567호에 대해 우선권의 이익을 주장한다.
본 발명은 일반적으로 DC 전력을 AC 전력으로 변환하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 개방 램프 조건(open lamp condition) 하에서의 램프 전압의 안정된 조절과 램프 전류의 정확한 조절을 제공하는 간단한 제어 방법에 관한 것이다.
PC 모니터, TV 및 심지어 휴대용 DVD 플레이어에도 사용되는 LCD(Liquid crystal display) 패널은 백라이트 장치로서 방전 램프를 사용한다. 통상적으로 사용되는 방전 램프에는 냉음극 형광 램프(CCFL; cold cathode fluorescent lamp) 및 외부 전극 형광 램프(EEFL; external electrode fluorescent lamp)가 포함된다. 일반적으로 매우 높은 AC 전압에서 이들 램프에 전력을 공급하기 위해 DC/AC 스위칭 인버터가 사용된다. 통상적으로, DC 전압이 전력 스위치들에 의해 단시간 차단(chopped)되어 발진 전압 파형을 생성한 다음, 변압기와 필터 소자들이 이용되어 충분한 진폭을 갖는 사인파에 가까운(near sinusoidal) 파형을 생성한다. CCFL은 보통 50 내지 100 kHz 범위의 주파수를 갖는 AC 신호에 의해 구동된다.
전력 스위치는 BJT(bipolar junction transistor) 또는 MOSFET(field effect transistor)일 수 있다. 또한, 트랜지스터들은 DC/AC 변환기를 위한 제어 회로와 같은 패키지 내에 통합되거나 이와 별도로 구성될 수 있다. 저항성 소자는 전력을 소산시키고(dissipate) 회로의 전반적인 효율을 감소시키는 경향이 있기 때문에, DC/AC 변환기를 위한 일반적 고조파 필터는 전력 손실을 최소화하도록 선택된 유도성 및 용량성 소자를 사용한다. 탱크(tank)는 특정 주파수의 에너지를 저장하기 때문에, 유도성 및 용량성 소자들로 형성된 2차 공진 필터를 "탱크" 회로라고도 한다. 보다 높은 차수의 공진 필터들이 또한 사용될 수도 있다.
CCFL의 평균 수명은 동작 환경의 여러 양상에 의존한다. 예를 들어, 정격보다 높은 전력 레벨에서 CCFL을 구동하는 것은 램프의 가용 수명을 단축시킨다. 또한, 높은 파고율(crest factor)을 갖는 AC 신호로 CCFL을 구동하는 것은 램프의 조기 장애를 유발할 수 있다. 파고율은 CCFL을 통하여 흐르는 평균 전류에 대한 피크 전류의 비율이다.
한편, 비교적 높은 주파수의 정방형 AC 신호로 CCFL을 구동하는 것은 램프의 가용 수명을 극대화시키는 것으로 알려져 있다. 그러나, 정방형의 AC 신호는 구동회로 부근에 배치된 다른 회로들과의 심각한 간섭을 야기할 수 있기 때문에, 램프는 일반적으로 사인형(sine-shaped) AC 신호와 같은 최적은 아닌 형태를 갖는 AC 신호로 구동된다.
이중 종단(double-ended) (풀-브리지(full-bridge) 및 푸시-풀(push-pull)) 인버터 토폴로지는, 포지티브 사이클(positive cycle) 및 네거티브 사이클(negative cycle) 양자 모두에서 대칭형 전압 및 전류 구동을 제공하기 때문에, 오늘날 방전 램프 구동용으로 보편적이다. 그에 따른 결과적 램프 전류는 사인곡선이며 낮은 파고율을 갖는다. 이들 토폴로지는 넓은 범위의 DC 입력 전류를 갖는 응용들에 매우 적합하다.
저전력이면서 비용에 민감한 응용들을 위하여 단일 종단 인버터가 고려되고 있다. 미국 출원 제10/850,351호에서 제안되는 새로운 단일 종단 인버터들은 낮은 파고율로 방전 램프들을 효과적으로 구동할 수 있고 종래의 단일 종단 인버터에 비해 훨씬 낮은 전압 스트레스를 제공하므로, 따라서 저전력이고 비용에 민감한 응용들에 대해서는 매우 매력적이다.
램프 전류 및 개방 램프 전압 양자에 대하여 양호한 조절을 달성하기 위하여, 전술한 인버터 토폴로지들에서 스위칭 장치들로부터 생성되는 스위칭 AC 파형의 스위칭 주파수 및 듀티 사이클을 제어하기 위한 다수의 복잡한 조절 루프가 필요로 된다. 본 발명은 비길 바 없는 간단한 제어 방법을 제안한다. 다음 설명은 새로운 단일 종단 토폴로지에 기초한다. 그러나, 이와 동일한 제어 방법은 풀 브리지, 하프 브리지 및 푸시-풀을 비롯한 기타 토폴로지에도 적용될 수 있다.
본 발명에 관하여 전술한 양상들 및 많은 부수적 장점들은 첨부 도면과 함께, 이하의 발명의 상세한 설명을 참조함으로써 쉽게 인식되고 더욱 명백하게 이해 될 것이다.
본 발명의 실시예들은 DC 전력을 AC 전력으로 변환하는 방법 및 인버터 회로에 관한 것이고, 특히 CCFL과 같은 방전 램프를 구동하기 위한 단일 종단 인버터 회로에 관한 것이다. 제안되는 회로들은, 많은 이점들 가운데 특히, 인버터 회로로부터 생성된 스위칭 파형의 듀티 사이클 또는 스위칭 주파수 중 하나를 구동하는 간단한 제어 방법을 제공한다.
이제 본 발명의 다양한 실시예들을 기술한다. 이하의 설명은 이들 실시예들을 완전하게 이해하고 기술하도록 하는 구체적인 세부사항들을 제공한다. 그러나, 당해 기술 분야의 당업자라면 이들 세부사항 중 많은 부분이 없이도 본 발명이 실시될 수 있음을 알 것이다. 또한, 이러한 다양한 실시예들에 관한 기술을 불필요하게 모호하게 하지 않도록 일부 주지의 구조들 및 기능들은 상세하게 도시하지 않거나 기술하지 않을 수 있다.
이하에서 제시되는 설명에서 사용된 용어는, 본 발명에 관한 소정의 구체적인 실시예들의 상세한 설명과 함께 사용되고 있더라도, 최광의의 합당한 방식으로 해석되는 것으로 의도된다. 이하에서는 소정의 용어들이 강조될 수도 있다. 그러나, 제한적인 방식으로 해석되고자 의도된 모든 용어는 본 상세한 설명 부분에서 그와 같다고 명백하고 구체적으로 정의될 것이다.
본 명세서에 기술된 본 발명의 실시예들과 그 응용예들에 대한 설명은 예시적인 것이며, 본 발명의 범위를 제한하고자 의도된 것이 아니다. 이들 실시예의 변형 및 수정이 가능하며, 본 명세서에서 기술된 실시예들의 다양한 구성요소에 대한 실질적 대체물 또는 그 등가물은 당해 기술 분야의 당업자에게 잘 알려져 있다. 개시된 실시예들의 이러한 변형 및 수정은 본 발명의 범위 및 사상을 벗어나지 않는 범위에서 이루어질 수 있다.
도 1, 2a 및 5-8에서, VIN과 접지 사이에 연결된 것으로 도시된 4 내지 6개의 소자들의 조합은 1차 스테이지 서브회로(primary stage sub-circuit)라고 불릴 수 있고, 탱크 회로 루프 내의 하나 또는 두 개의 캐패시터 및 2개의 인덕터의 조합은 2차 스테이지 서브회로(secondary stage sub-circuit)라고 불릴 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 단일 종단 DC/AC 인버터의 블록도이다. 이 실시예에서, L1, L2 및 L3는 3-권선 변압기를 형성한다. 주 스위치(M1)가 턴 온(on) 되는 때, 1차 사이드 캐패시터(C1) 내에 저장된 에너지 및 입력 소스 에너지가 2차 사이드에 전달된다. 주 스위치(M1)를 통과하는 전류는 L4에서의 반사 공진 인덕터 전류 및 변압기의 자화 인덕턴스 전류의 합이다. 이러한 상황에서는 1차 사이드 다이오드(D1)가 턴 오프(off)된다.
주 스위치(M1)가 턴 오프되는 경우, 반사 L4 전류는 다이오드(D1)를 통하여 흘러서 그 공진을 계속한다. 이 후, 주 스위치(M1)의 드레인 전압은 Vin+VC로 상승되는데, 여기서 VC는 캐패시터(C1)에 걸리는 전압이다. 보통 C1은, VC가 거의 일정 하고 Vin과 동일하게 되도록 충분히 크게 설계된다. 따라서, 주 스위치 상의 최대 전압 스트레스는 대략 2Vin이다. 다이오드(D1)를 통과하는 전류는 자화 전류 및 반사 공진 인덕터(L4) 전류의 합이다. L4 전류는 극성이 변화하기 때문에 다이오드(D1)를 통과하는 순수 전류는 때때로 0으로 감소될 것이다. 주 스위치(M1)의 드레인 전압 또한 Vin으로 감소되고 이 레벨 근처에서 발진할 수 있다. 발진은 1차 사이드 상의 기생 캐패시턴스 및 두 개의 프라이머리 권선 간 누설 인덕턴스에 의해 야기될 수 있다.
인덕터(L1, L2, L3 및 L4)는 하나의 변압기에 통합될 수 있다. L1 및 L2는 매우 양호한 결합 계수를 갖는 바이필러 구조(bifilar structure)를 사용하여 감길 수 있다. L3을 L1 및 L2 권선들과 멀리 떨어져 감음으로써, 2차 권선 L3과 1차 권선들(L1 및 L2) 사이의 누설 플럭스(leakage fluxe)는 L4를 형성할 것이다. 누설 플럭스는 1차 권선들 및 2차 권선을 3-레그 자기 코어 구조(3-leg magnetic core structure)의 개별 코어 레그 상에 감음으로써 제어될 수도 있다.
도 2a는 본 발명의 실시예에 관한 개략적 도면이다. 피드백 증폭기 출력(Vc)이 2개의 제어 영역(Vc<Vth1과 Vc>Vth2)에서 이용되는데, 여기서 Vth1과 Vth2는 동일할 수도 있다. 그러나, 실제 응용들에서는, 잡음 문제를 해결하기 위하여 Vth2를 Vth1보다 적어도 100mV만큼 크게 선택하는 것이 바람직하다. 하나의 제어 영역이 듀티 사이클 제어에 전용되고, 나머지 제어 영역이 주파수 제어에 전용될 수 있다. 예를 들어, 도 2a에서, Vc<Vth1영역은 듀티 사이클 제어를 위해 사용되고, Vc>Vth2 영역은 주파수 제어, 또는 주파수 및 듀티 사이클 둘 다의 제어를 위해 사용된다.
램프 전류는 보통 램프 휘도를 제어하도록 조절된다. 이 전류 신호는 감지 저항기(R1)를 통해 감지된 후, 제안된 피드백 증폭기 블록(FA)으로 공급될 수 있다. 피드백 증폭기는 제2 피드백 신호(램프 전압일 수 있음)를 수신할 수도 있다. 도 2a에서는, 탱크 캐패시터(Cr)가 두 개의 직렬 캐패시터(Cr1 및 Cr2)로 대체되어 피드백 전압이 이들 두 개의 캐패시터의 접점에서 얻어진다. 피드백 증폭기의 출력은 M1의 스위칭 주파수 및 듀티 사이클을 모두 제어하고, 이로써 램프 전류 및/또는 램프 전압을 변조한다.
도 2b의 파형들로부터 명백하듯이, 50%에 근접한 듀티 사이클에서, 공진 탱크(L4, C1 및 R1)에 대한 전압 구동 파형은 0 부근에서 상당히 대칭적이다. 따라서, R1을 통과하는 램프 전류는 실질적으로 사인곡선에 가깝다.
도 3에 도시된 바와 같이, 정상 동작 조건 하에서, 램프 전류는 저항기를 통해 감지된 후 전파 정류(full-wave rectification)된다. 이어서 이 신호는 트랜스컨덕턴스 증폭기(transconductance amplifier; A1)에 의해 기준 신호와 비교된다. A1의 출력은 일반적으로 캐패시터 또는 리드-래그(lead-lag) 보상을 제공하는 캐패 시터 및 저항기 조합에 의해 보상된다. 이 후, 증폭기 출력(Vc)은 클록 회로에 의해 생성된 고정 램프(ramp) 전압(Vramp)과 비교된다. 만약 Vc가 Vramp보다 크다면, 비교기(A2)가 R-S 래치(U1)를 리셋하여 전력 스위치(M1)를 턴 오프시킬 것이다. 전력 스위치(M1)의 턴 온 동작은 오실레이터 클록(CLK) 주파수의 절반인 클록 신호(CK1)의 상승 에지에 의해 개시된다.
최대 50%의 듀티 사이클 동작을 보증하기 위하여 추가적인 플립-플롭(U2)이 사용된다. 이 도면으로부터 용이하게 알 수 있듯이, Vc가 증가하면 듀티 사이클이 더 높아지고, 이로써 램프 전류 및 램프 전압이 더 높아질 것이다.
램프 전압이 원하는 전압 레벨(VREF1)보다 크다면, 증폭기(A3)는 싱크 전류(sink-current)를 생성하여 Vc 핀을 방전시킬 것이다. 평균 싱크 전류는 램프 전압과 함께 증가한다. 이는 시동시 또는 비정상 조건 하에서의 램프 전압 조절을 보증한다. Vc가 Vramp의 피크치를 초과하여 Vth2를 넘어 계속적으로 증가한다면, 이것은 공진 탱크가 원하는 램프 전력 또는 전압을 생성하기에 충분한 전력 변환 이득을 생성할 수 없음을 나타낸다. 원하는 조절을 달성하기 위해서는 스위칭 주파수가 변조되어야 한다. 도 2a의 실시예에서는, 주파수가 이러한 조건 하에서 Vc와 함께 증가할 것이다. 따라서, 공진 탱크가 더 높은 스위칭 주파수에서 더 높은 전력 변환 이득을 생성하도록 설계된다면, 주파수가 증가되어 결과적으로 램프 전력 또 는 전압에 대한 조절 요건을 만족시키게 될 것이다.
도 2a의 방법을 채택한 실제 설계에 있어서, 램프 점화 이후 스위칭 주파수는 공진 주파수보다 약간 높아지도록 설계하는 것이 바람직하다. Vth2는 램프 점화 이후 최대 Vc보다 더 높아져야만 하고, 이는 결국 듀티 사이클이 최대 한계에 도달하는 경우에도 주파수 증가를 방지할 것이다. 그러므로, 램프 점화 이후 Vth2 레벨은 최대 Vc를 넘어야 하고, 램프 점화 이전 Vth2는 듀티 사이클이 최대 한계에 도달할 때의 레벨로 설정된다.
도 4는 기동을 포함한 개방 램프 조건 하에서 회로의 피드백 동작을 도시한다. 개방 램프 조건 하에서, 두 가지 가능성이 존재한다. A1은 보다 높은 Vc를 생성하여 듀티 사이클을 증가시키고 그로 인한 램프 전압을 증가시킨다. Vc가 Vth2를 초과하기 전에 램프 전압이 VREF1 및 피드백 역 분할기 이득(feedback back divider gain)에 의해 정해지는, 원하는 전압에 도달하게 되면, A3는 Vc 핀 상에 풀-다운 전류를 생성하여 Vc가 더 증가하는 것을 방지한다. 이러한 조건 하에서, 스위칭 주파수는 동일하게 유지되고, 듀티 사이클이 변조되어 개방 램프 전압을 조절할 것이다. Vc가 Vth2를 초과했는데도 램프 전압이 원하는 조절점(regulation point)에 도달하지 않은 경우, 듀티 사이클은 이미 최대 50%에 도달하게 된다. A4는 램프 전류가 존재하지 않는 경우에 스위칭 주파수를 증가시키기 위한 전류를 생성할 것이다. 그 후, 보다 높은 주파수에서의 증가된 변환 이득으로 인해 램프 전압이 증가한다. 결국, 램프 전압은 조절점에 도달할 것이고, A1은 풀-다운 전류를 생성하여 Vc를 조절하고 따라서 주파수를 정상 상태점(steady state point)으로 조절할 것이다.
도 5는 다이오드 D1이 낮은 온-저항 MOSFET(low RDSon MOSFET; M2)으로 대체된 회로를 도시한다. M2의 게이트 제어는 여러 가지 방법으로 구현할 수 있다. 한 가지 방법은, 전류가 소스로부터 드레인으로 흐르는 경우에만 M2를 턴 온시키는 것이다. 그에 따른 결과 회로는 전력 손실이 감소한다는 점을 제외하고는 위에서 설명한 기본 회로와 유사하게 될 것이다. 또 다른 방법은 메인 스위치 M1과 동일한 ON 시간 동안 M2를 턴 온시키는 것이다. 또한 M1 및 M2의 펄스를 푸시-풀 인버터에서와 같이 인터리브(interleave)할 수 있다. 그에 따른 결과 회로는 푸시-풀 회로와 같은 공진 탱크(resonant tank)에 대해 동일한 대칭 전압 및 전류 드라이브를 달성할 것이다. 또한, M1 및 M2 스위치의 전압 스트레스는 결코 2Vin을 초과하지 않을 것이며, 스너버(snobber)는 필요하지 않다.
도 6은 풀 브리지 토폴로지(full bridge topology)를 이용하는 또 다른 실시예의 개략적 도면이다. 도 6에 있어서, 변압기의 1차 사이드 상에서는, 제1 및 제2 트랜지스터가 DC 입력 전압과 회로 접지 사이에 직렬로 연결되고, 제3 및 제4 트랜지스터가 또한 DC 입력 전압과 회로 접지 사이에 직렬로 연결되어 있다. 제1 및 제2 트랜지스터의 접점과 제3 및 제4 트랜지스터의 접점 사이에서 직렬 인덕터 및 캐패시터가 연결된다. 본 실시예의 4개의 트랜지스터는 게이트 드라이버에 의해 제어되며, 인덕터는 탱크 루프의 권선들 중 적어도 하나와 변압기를 형성한다.
도 7은 푸시-풀 토폴로지(push-pull topology)를 이용하는 또 다른 실시예의 개략적 도면이다. 도 7에 있어서, 변압기의 1차 사이드에서는, 제1 인덕터 및 제1 트랜지스터가 DC 입력 전압과 회로 접지 사이에 직렬로 연결되고, 제2 인덕터와 제2 트랜지스터가 또한 DC 입력 전압과 회로 접지 사이에 직렬로 연결된다. 본 실시예의 2개의 트랜지스터는 게이트 드라이버에 의해 제어되며, 제1 및 제2 인덕터는 탱크 루프의 권선들 중 적어도 하나와 변압기를 형성한다.
도 8은 하프-브리지 토폴로지(half-bridge topology)를 이용하는 또 다른 실시예의 개략적 도면이다. 도 8에 있어서, 변압기의 1차 사이드에서는, 제1 및 제2 캐패시터가 DC 입력 전압과 회로 접지 사이에 직렬로 연결되고, 제1 및 제2 트랜지스터가 또한 DC 입력 전압과 회로 접지 사이에 직렬로 연결된다. 제1 및 제2 캐패시터의 접점과 제1 및 제2 트랜지스터의 접점 사이에 인덕터가 연결된다. 본 실시예의 2개의 트랜지스터는 게이트 드라이버에 의해 제어되며, 인덕터는 탱크 루프의 권선들 중 적어도 하나와 변압기를 형성한다.
결론
본문에서 명시적으로 달리 기재하지 않는다면, 발명의 상세한 설명 및 청구범위에 걸쳐, "포함한다", "포함하는" 및 이와 유사한 단어들은 배타적인거나 한정적인 의미가 아니라 포괄적인 의미 즉, "포함하지만, 이에 제한되지 않는다"는 의미를 갖는 것으로 의도하고 있다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, "연결된", " 결합된" 및 이들의 변형어들은 둘 이상의 소자들 사이의 직접 또는 간접적인 임의의 연결 또는 결합을 의미하며, 소자들 간의 연결 결합은 물리적, 논리적 또는 이들의 조합의 형태가 될 수 있다.
이에 더하여, 본 출원서에서 사용된 "본 명세서에서", "이상에서", "이하에서" 및 이와 유사한 도입어들은 본 출원서의 특정 부분이 아닌 본 출원서를 전체로서 언급하는 것으로 이해해야 한다. 내용상 허용되는 경우에는, 이상의 발명의 상세한 설명 부분에서 단수 또는 복수를 사용하는 단어들은 각각 복수 또는 단수를 포함할 수 있다. 둘 이상의 항목으로 이루어진 목록과 관련하여 "또는"이라는 단어는, 그 목록 내의 항목들 중의 임의의 것, 그 목록 내의 모든 항목, 그리고 그 목록 내의 항목들 중 임의 조합의 의미를 모두 포함한다.
본 발명의 실시예에 대한 이상의 상세한 설명은 이상에서 개시하고 있는 정확한 형태로 본 발명을 제한하려는 의도가 아니다. 본 발명의 특정한 실시예들 및 예시는 예시적인 목적으로 기술되었으며, 당업자가 인식하는 바와 같이 본 발명의 범위 내에서 다양한 균등한 변경이 가능하다.
본 명세서에 제공된 발명의 내용은 이상에서 설명한 시스템뿐만 아니라, 다른 시스템에도 적용될 수 있다. 이상에서 설명한 다양한 실시예의 소자들 및 동작들을 조합하여 추가적인 실시예들을 제공할 수 있다.
이상의 발명의 상세한 설명을 참고하여 발명에 수정을 가할 수 있다. 이상의 설명은 발명의 특정 실시예 및 최상의 경우를 개시하고 있지만, 본 발명은 다양한 방법으로 실시할 수 있다. 이상에서 설명한 보상 시스템의 세부사항은 구현 환 경에 따라 상당히 달라질 수 있지만, 본 명세서에 개시된 발명의 범위에 여전히 포함된다.
이상에서 지적한 바와 같이, 본 발명의 특징 또는 태양을 기술함에 있어서 사용한 특정 용어는, 해당 용어가 관련되는 본 발명의 임의의 특성, 특징 또는 태양으로 제한되는 것으로 이해해서는 안 된다. 일반적으로, 이상의 발명의 상세한 설명에서 명시적으로 정의하고 있는 것이 아니라면, 이하의 청구범위에서 사용된 용어들은 본 발명을 본 명세서에 개시된 특정 실시예로 한정하도록 해석되어서는 안된다. 따라서, 본 발명의 실질적인 범위는 개시된 실시예들뿐만 아니라, 청구범위의 발명을 실시하거나 구현하는 모든 균등한 방식을 포함하는 것이다.
본 발명의 소정 태양들을 이하의 청구범위 형태로 제시함에 있어서, 발명자들은 임의의 수의 청구항 형태로 본 발명의 다양한 태양들을 의도하고 있다. 따라서, 발명자들은 출원서를 제출한 후에도 본 발명의 또 다른 태양에 대한 추가적인 청구항 형태를 취득하기 위해 부가적인 청구항을 추가할 수 있는 권리를 유보한다.
본 발명은 개방 램프 조건 하에서의 램프 전압의 안정된 조절과 램프 전류의 정확한 조절을 제공한다. 제안되는 회로들은, 많은 이점들 가운데 특히, 인버터 회로로부터 생성된 스위칭 파형의 듀티 사이클 또는 스위칭 주파수 중 하나를 구동하는 간단한 제어 방법을 제공한다.

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  21. 램프를 구동하기 위해 DC 입력 전압을 AC 신호로 변환하는 방법으로서,
    DC 입력 전압을 ON/OFF로 제어 가능하게 스위칭하여 펄스 폭 변조(pulse width modulated; PWM) AC 신호를 생성하는 단계;
    상기 램프로부터 수신된 피드백 신호로부터 제어 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제어 신호를 제1 기준 신호 및 제2 기준 신호와 비교하여 상기 PWM AC 신호를 변조하는 단계
    를 포함하며,
    상기 제어 신호가 상기 제2 기준 신호보다 크면, 상기 PWM AC 신호의 주파수 및 듀티 사이클 둘 다를 제어하고,
    상기 제어 신호가 상기 제1 기준 신호보다 작으면, 상기 PWM AC 신호의 듀티 사이클만을 제어하는 방법.
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  23. 제21항에 있어서, 상기 제2 기준 신호는 상기 제1 기준 신호보다 크거나 같은 방법.
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  27. 방전 램프를 구동하는 AC 신호를 생성하기 위한 DC-AC 변환 회로로서,
    DC 입력 신호를 수신하면 펄스 폭 변조(pulse width modulated; PWM) 신호를 생성하도록 동작할 수 있는 스위칭 회로;
    상기 스위칭 회로에 전기적으로 연결되는 변압기 회로; 및
    상기 방전 램프, 상기 변압기 회로, 및 상기 스위칭 회로에 전기적으로 연결되는 피드백 제어기 회로 - 상기 피드백 제어기 회로는, 상기 변압기 회로 및 상기 방전 램프로부터 피드백 신호들을 수신하면, 상기 피드백 신호들로부터 제어 신호를 생성하고 상기 제어 신호를 제1 기준 신호 및 제2 기준 신호와 비교하도록 동작할 수 있으며, 상기 제어 신호가 상기 제2 기준 신호보다 크면, 상기 피드백 제어기 회로가 상기 PWM AC 신호의 주파수 및 듀티 사이클 둘 다를 제어하며, 상기 제어 신호가 상기 제1 기준 신호보다 작으면, 상기 피드백 제어기 회로가 상기 PWM AC 신호의 듀티 사이클만을 제어함 -
    를 포함하는 DC-AC 변환 회로.
  28. 제27항에 있어서, 상기 피드백 제어기 회로는,
    상기 제어 신호를 상기 제1 기준 신호 및 상기 제2 기준 신호와 비교하기 위하여 상기 변압기 회로 및 상기 방전 램프에 전기적으로 연결되는 복수의 비교기 회로들;
    상기 복수의 비교기 회로들에 전기적으로 연결되며, 상기 제어 신호를 생성하도록 동작할 수 있는 PWM 제어 회로;
    상기 PWM 제어 회로 및 상기 복수의 비교기 회로들에 전기적으로 연결되는 발진기 회로; 및
    상기 PWM 제어 회로 및 상기 스위칭 회로에 전기적으로 연결되며, 상기 스위칭 회로를 제어하기 위해 로직(logic) 레벨 신호를 생성하도록 동작할 수 있는 드라이버 회로
    를 더 포함하는 DC-AC 변환 회로.
  29. 제27항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 제1 스위칭 장치 및 제2 스위칭 장치를 포함하는 단일 종단 토폴로지(single-ended topology)로 구성되는 DC-AC 변환 회로.
  30. 제29항에 있어서, 상기 제1 스위칭 장치는 MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)를 포함하며 상기 제2 스위칭 장치는 p-n 접합 다이오드를 포함하는 DC-AC 변환 회로.
  31. 제29항에 있어서, 상기 변압기 회로는 1차 권선 및 2차 권선을 더 포함하며, 상기 1차 권선은 상기 2차 권선, 상기 제1 스위칭 장치 및 상기 제2 스위칭 장치에 전기적으로 연결되는 DC-AC 변환 회로.
  32. 제27항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 하프-브리지 토폴로지(half-bridge topology)로 구성되는 DC-AC 변환 회로.
  33. 제32항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 제1 스위칭 장치 및 제2 스위칭 장치를 더 포함하며, 상기 제1 스위칭 장치는 상기 제2 스위칭 장치에 전기적으로 직렬 연결되는 DC-AC 변환 회로.
  34. 제27항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 푸시-풀 토폴로지(push-pull topology)로 구성되는 DC-AC 변환 회로.
  35. 제34항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 제1 스위칭 장치 및 제2 스위칭 장치를 더 포함하며, 상기 제1 스위칭 장치는 상기 제2 스위칭 장치에 전기적으로 병렬 연결되는 DC-AC 변환 회로.
  36. 제27항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 풀-브리지 토폴로지(full-bridge topology)로 구성되는 DC-AC 변환 회로.
  37. 제36항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 제1 스위칭 장치, 제2 스위칭 장치, 제3 스위칭 장치, 및 제4 스위칭 장치를 더 포함하며, 상기 제1 스위칭 장치는 상기 제2 스위칭 장치에 전기적으로 직렬 연결되며, 상기 제3 스위칭 장치는 상기 제4 스위칭 장치에 전기적으로 직렬 연결되고, 상기 제1 및 제2 스위칭 장치는 상기 제3 스위칭 장치 및 제4 스위칭 장치에 전기적으로 병렬 연결되는 DC-AC 변환 회로.
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  41. 제27항에 있어서, 상기 제어 신호가 부하 전류이면, 상기 스위칭 주파수만 변경되는 DC-AC 변환 회로.
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