DE2755607C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Überwachungsschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Sie findet Anwendung bei der Umwandlung elektrischer Leistung von einer höheren auf eine Niedervoltspannung, wie sie insbesondere zur Versorgung von Digitalrechnern erforderlich ist. Die meisten elektronischen Einrichtungen werden entweder aus einer Wechselspannungsquelle mit 110 V und 60 Hz oder aus einer Wechselspannungsquelle von 220 V und 50 Hz betrieben. Zur Versorgung der Schaltungen ist es erforderlich, daß aus der genannten Netzwechselspannung eine stabilisierte Niedervoltspannung gewonnen wird. Dies geschieht meistens durch eine Stromversorgungseinrichtung, welche zunächst die Netzwechselspannung hochtransformiert, gleichrichtet und anschließend in eine Niedervolt- Gleichspannung umwandelt. Hierzu wird die Hochvolt-Gleichspannung mit hoher Frequenz einem Abwärtstransformator zugeführt, um Raumbedarf und Gewicht dieses Transformators zu verringern. Eine solche Hochfrequenzerregung eines relativ kleinen Transformatorkerns kann jedoch zu magnetischen Sättigungserscheinungen führen, sofern die magnetische Energie im Kern nicht durch einen entgegengerichteten Magnetfluß abgeführt wird. Man regelt deshalb die Hochfrequenzzufuhr der Gleichspannung höheren Pegels in engen Grenzen, ehe sich eine Sättigung bilden kann.

Bei bekannten Stromversorgungseinrichtungen geht im Falle eines Überstroms der Hauptleistungstransformator in Sättigung, wodurch sich in den Schalttransistoren Kollektorstromspitzen ergeben. Diese verringern die Lebensdauer der Schalttransistoren.

Bei bekannten Überwachungsschaltungen für Netzleitungen wird im Falle eines Spannungsausfalls ein Einzelimpulsgeber ausgelöst. Der Netzspannungsausfall wird dabei am Wechselstromeingang überwacht. Damit können jedoch kleinere Änderungen der Netzwechselspannung zu Abschaltungen führen. Man hat dies dadurch zu umgehen versucht, daß man Einzelimpulsgeber verwendet, welche eine Stillsetzung nur dann bewirken, wenn die Netzwechselspannung am Ende des Einzelimpulszyklus immer noch fehlt. Trotzdem führen solche Einrichtungen zu Abschaltungen, welche an bestimmten kritischen Stellen der Last noch nicht erforderlich wären, weil dort noch ausreichend Strom zugeführt wird.

Aus US-PS 39 18 043 ist eine Überwachungsschaltung gemäß Gattungsbegriff des Anspruchs 1 bekannt. Im Falle eines bevorstehenden Abfalls oder Zusammenbruchs der Versorgungsspannung liefert sie ein Steuer- oder Alarmsignal für eine angeschlossene Last, insbesondere an einen Rechner, damit dieser sofort in den Unterbrechungszustand übergeht und die gerade ablaufenden Programme und Daten sicherstellt, ehe die Versorgungsspannung den kritischen Minimalwert erreicht. Auch bei Wiederkehr der Versorgungsspannung wird der Rechner oder eine Last erst verzögert wieder eingeschaltet, nachdem sichergestellt ist, daß die Versorgungsspannung sich stabilisiert hat. Ein wesentlicher Gesichtspunkt der US-PS 39 18 043 ist die Sicherstellung der Betriebsspannung für die Überwachungsschaltung während der Überbrückungszeit, d. h. während der Zeit zwischen der Feststellung einer bevorstehenden Störung in der Versorgungsspannung und dem tatsächlichen Absinken der Versorgungsspannung unter den kritischen Minimalwert, d. h. bis zur Sicherstellung der Daten und Programme des Rechners.

Weiterhin ist aus DE-OS 25 04 511 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung und Aufrechterhaltung eines prellfreien Alarmsignals bekannt, bei der die Kollektor-Emitterstrecke eines Transistors sowie ein Relaiskontakt eines Halterelais in einem Kreis zwischen einem Versorgungspotential und Masse parallelgeschaltet sind. Zur Identifizierung des Alarmzustands ist eine Detektorschaltung vorgesehen, und bei Beendigung des Alarmzustands spricht ein Schaltelement an, wobei die Detektorschaltung und das Schaltelement beim Auftreten bzw. bei der Beendigung des Alarmzustandes jeweils den Transistor leitend steuern und somit die Prellungen des das Alarmsignal aufrechterhaltenden Relaiskontaktes unwirksam machen.

Ausgehend von genannten Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Stromversorgungseinrichtung vorzuschlagen, welche auf kurzzeitige Schwankungen der Eingangsspannung nicht gleich mit einer Abschaltung antwortet. Die Überwachungsschaltung soll also eine gewisse Hysterese haben. Die Erfindung strebt generell eine in ihrer Wirkungsweise und Zuverlässigkeit verbesserte Stromversorgungseinrichtung an.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die ankommende Netzwechselspannung zunächst gleichgerichtet und anschließend in eine Niedervolt-Gleichspannung umgewandelt. Hierzu dient ein Abwärtstransformator, dem die gleichgerichtete Netzwechselspannung über einen Hochfrequenzschalter zugeführt wird. Die Sekundärwicklungen des Transformators bilden Teile eines oder mehrerer Schaltkreise, welche die an der Sekundärwicklung entstehende Spannung filtern und hieraus einen Mittelwert ableiten, um auf diese Weise eine stabilisierte Niedervolt-Gleichspannung zu erzeugen. Der Hochfrequenzschalter steuert die Zufuhr der Gleichspannung an die Primärwicklung des Abwärtstransformators in Abhängigkeit von der Höhe der Niedervoltgleichspannung. Eine magnetische Sättigung des Transformatorkerns wird dadurch vermieden, daß man das Fließen eines resultierenden Gleichstroms durch die Primärwicklung verhindert.

Rechenanlagen müssen heutzutage oftmals bei höheren Temperaturen arbeiten als früher. Dies macht es erforderlich, daß die minimale Sperrzeit der Schalttransistoren bei höheren Temperaturen vergrößert wird, d. h. die Zeit, über die beide Transistoren stromundurchlässig gesteuert sind. Ohne Temperaturkompensationsschaltungen müßte für diesen Zweck die minimale Sperrzeit wesentlich höher gesetzt werden, wodurch die Überbrückungsfähigkeit der Stromversorgungseinrichtung verringert würde. Hierunter ist die Fähigkeit der Stromversorgungseinrichtung zu verstehen, ihre Ausgangsspannung auch über solche Zeitspannen unter Kontrolle zu halten, in denen die Eingangswechselspannung vorübergehend ausfällt. Dabei soll kein Stromausfallsignal gegeben werden. Die Temperaturkompensationsschaltung gemäß der Erfindung verringert beträchtlich die Wahrscheinlichkeit für einen Ausfall von Komponenten während der Anlaufzeit bei höheren Umgebungstemperaturen. Zugleich ergibt sich eine Verringerung der Überbrückungsfähigkeit bei sehr hohen Umgebungstemperaturen, weil die Temperaturkompensationsschaltkreise die Sperrzeit der Schalttransistoren verdoppeln. Hierdurch werden besonders starke Ausfälle der Schalttransistoren bei Übertemperaturen vermieden. Außerdem verhindert die Erfindung, daß der Ausgangstransformator durch eine langsam anwachsende magnetische Induktion B (in V µs) infolge wachsender Pulsbreite in Sättigung geht, wenn nach einem Überstromzustand die Einrichtung erneut eingeschaltet wird. Die Schaltungsanordnung überwacht die gleichgerichtete Sekundärspannung des Ausgangstransformators und führt zu einer genaueren Steuerung der Überbrückungsfähigkeit, weil der genaue Augenblick, an dem die Lastspannung außer Kontrolle gerät, voraussehbar ist und somit ein Signal an die Last, beispielsweise einen Digitalrechner, gibt und diesen rechtzeitig aber nicht vorzeitig stillsetzt. Außerdem gibt die neue Stromversorgungseinrichtung der Anlage mehr Überbrückungsfähigkeit; sie kann also Netzausfälle auch bei sich ändernder Last besser und länger überbrücken.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in den Zeichnungen wiedergegebenen Ausführungsbeispieles erläutert. Hierin zeigt:

Fig. 1 den Gesamtaufbau der Stromversorgungseinrichtung;

Fig. 2 die Spannungsverdoppler- und 20-kHz-Wechselrichterschaltkreise sowie den Hauptleistungstransformator;

Fig. 3 den Steuerkreis, die Treiberschaltung sowie den 20-kHz-Rechteckgenerator aus Fig. 1;

Fig. 4 den Zeitverlauf der Ströme und Spannungen in der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 5 die Überbrückungsfähigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur im Vergleich zum Stand der Technik;

Fig. 6 die Überstromschaltkreise aus Fig. 1;

Fig. 7 die Stromausfallstromkreise aus Fig. 1;

Fig. 8 den dazugehörigen Verstärker;

Fig. 9 das Zeitverhalten der Schaltkreise gemäß Fig. 6.

Im Blockschaltbild gemäß Fig. 1 wird die Netzwechselspannung von beispielsweise 120 V mit 12 A bei 60 Hz einerseits einer Schaltungsanordnung 100 zugeführt, welche eine Spannungsverdopplerschaltung sowie die Schaltkreise mit den Schalttransistoren umfaßt, und andererseits an eine Vorspannungsschaltung 500 gelegt. Das Wechselrichterausgangssignal der Schaltung 100 gelangt zu den Primärwicklungen des Hauptleistungstransformators 101 sowie des Überstromtransformators 102. Die Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 speist die Spannungsquelle 103 für ± 18 V, welche ihrerseits eine Spannungsquelle 104 für ± 12 V versorgt. Die Spannungsquellen 103 und 104 haben einen herkömmlichen Aufbau und werden deshalb nicht im einzelnen beschrieben. Die Spannung an der Sekundärwicklung 107 des Leistungstransformators 101 wird in einer Spannungsquelle 105 gleichgerichtet und gesiebt und liefert eine Spannung von +5 V an die Last 127.

Die Sekundärwicklung des Überstromtransformators 102 ist mit einem Überstrom-Überwachungsschaltkreis 300 verbunden, welcher der Regelschaltung 200 das Auftreten von Überstromzuständen mitteilt. Der Überspannungs-Überwachungsstromkreis 600 überwacht die Ausgänge von +5 V und +12 V der Spannungsquellen 105 bzw. 104 und gibt im Falle von Überspannungen ein Meldesignal an die Regelschaltung 200. Auch der Überspannungs-Überwachungsschaltkreis 600 ist von herkömmlichem Aufbau. Der Leistungsmeldekreis 400 signalisiert, daß die Spannungsausgänge ordnungsgemäß geregelt werden. Arbeitet der Spannungsverdoppler- und Schalttransistorstromkreis 100 außerhalb der zulässigen Toleranz, so meldet der Ausfallstromkreis 400, daß die Spannungen von +5 V, ±12 V und +18 V innerhalb von 2 ms abgeschaltet werden. Dieses Meldesignal erscheint auf der Leitung 406.

Die Temperaturkompensationsschaltung 203 mißt die Umgebungstemperatur und gibt ein Meldesignal an die Regelschaltung 200. Die Vorspannungsschaltung 500 nimmt die 120-V-Eingangsspannung, transformiert sie herab, richtet sie gleich und siebt sie und erzeugt eine +12,1 V Versorgungsspannung für die Regelschaltung 200, die Basistreiberschaltung 201, den 20-kHz-Rechteckgenerator 202, die Überstromschaltung 300 sowie die Temperaturkompensationsschaltung 203. Darüber hinaus liefert sie eine Bezugsspannung von +5 V an die Regelschaltung 200. Der Rechteckgenerator 202 gibt drei Signale an die Regelschaltung 200 ab. Diese Signale 202-1, 202-2 und 202-3 sind in Fig. 4 dargestellt.

Die Treiberschaltung 201 steuert den Takt für die Schalttransistoren 115 und 116 im Spannungsverdoppler- und Schalttransistorkreis 100. Die Kurvenformen 115-1 und 116-1 in Fig. 4 zeigen den Kollektorstrom durch die Transistoren 115 und 116. Die Regelschaltung 200 steuert die Treiberschaltung 201, wie dies im einzelnen anhand der Fig. 3 beschrieben wird.

Die Regelschaltung 200 erhält Eingangssignale von der Temperaturkompensationsschaltung 203, der Überspannungsschaltung 600 sowie dem Überstromschaltkreis 300, der das Zeitverhalten der Regelschaltung bestimmt. Diese Änderungen des zeitlichen Ablaufs werden an die Treiberschaltung 201, den Schaltkreis 100 und schließlich an die +5-V-Spannungsquelle 105 weiterzugeben.

Fig. 2 zeigt den Schaltkreis 100 mit den Bauelementen zur Spannungsverdopplung sowie den Schalttransistoren. Die Eingangsspannung von 120 V bei 60 Hz kommt über die Leitungen 110 und 111 an. Liegt an der Leitung 110 eine positive Halbwelle, so verläuft der Strom über die Diode 112 und den Kondensator 113 zur Leitung 111. Die negative Halbwelle an der Leitung 110 bewirkt einen Stromfluß über den Kondensator 114 und die Diode 112′ zur Leitung 110. Auf diese Weise wird, je nach Polarität der Netzwechselspannungen an den Leitungen 110 und 111 entweder der Kondensator 113 oder der Kondensator 114 aufgeladen. An der Reihenschaltung der beiden Kondensatoren stellt sich somit eine Gleichspannung von etwa 300 V, d. h. etwa dem doppelten Spitzenwert der Spannung an den Leitungen 110 und 111 ein und bildet die Energiequelle für die Versorgung mit Schaltleistung sowie die Überbrückungsenergie zum ordnungsgemäßen Abschalten nach einem Netzausfall.

Die Schaltungsanordnung, welche über die Transistoren 115 und 116 die Energiezufuhr zur Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 steuert, wird nachstehend beschrieben. Die Kondensatoren 120 und 121 liegen in Reihe an der Gleichspannungsleitung von +300 V. Auch die Dioden 131 und 132 sind in Reihe an diese Leitungen angeschlossen. Eine Klemme der Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 steht mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren 120 und 121 in Verbindung. Die andere Klemme liegt an der einen Klemme der Primärwicklung des Überstromtransformators 102. Die andere Klemme seiner Primärwicklung steht mit dem Verbindungspunkt der Dioden 131 und 132 in Verbindung. Ein Widerstand 133 sowie ein Kondensator 134 sind in der Reihenschaltung der Primärwicklungen 119 und des Leistungstransformators 101 und des Überstromtransformators 102 parallel geschaltet. Der Kollektor des Schalttransistors 115 liegt an der Gleichspannungsleitung von +300 V. Die Basis ist mit der Klemme 3 der Wicklung 136 des Basistreibertransformators 117 verbunden. Der Emitter liegt an Klemme 1 am Verbindungspunkt der Wicklungen 118 und 136 des Basistreibertransformators 117. Die Klemme 2 der Wicklung 118 steht mit dem Verbindungspunkt der Dioden 131 und 132 in Verbindung, ebenso wie der Kollektor des Schalttransistors 116. Seine Basis liegt an der Klemme 3 der Wicklung 137 des Treibertransformators 122. Sein Emitter ist mit dem gemeinsamen Schaltungspunkt der Wicklungen 137 und 123 des Basistreibertransformators 122 verbunden. Die Klemme 2 der Wicklung 123 liegt an der Rückleitung der +300-V- Gleichstromleitung.

Ist in Fig. 2 der Schalttransistor 115 durchgeschaltet, so besteht ein Stromkreis von der Gleichstromleitung über den Transistor 115, die Wicklung 118 des Treibertransformators 117, die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101, sowie die Primärwicklung des Überstromtransformators 102 zum Verbindungspunkt der Kondensatoren 120 und 121, der auf einer Spannung von +150 V liegt. Ist der Transistor 116 durchgeschaltet, so ergibt sich ein Stromkreis vom Verbindungspunkt der beiden genannten Kondensatoren über die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101, die Primärwicklung des Überstromtransformators 102, den Schalttransistor 116, die Wicklung 123 des Basistreibertransformators 122 zurück zur Gleichspannungsleitung von +300 V. Die Kondensatoren 120 und 121 sind in Reihe geschaltet und teilen die Spannung von 300 V auf je +150 V an jedem Kondensator auf. Sie isolieren ferner die Schaltung von Gleichstromkomponenten und verhindern damit eine Sättigung des Hauptleistungstransformators 101. Die Dioden 131 und 132 bilden die Energierückleitungen für den Leistungstransformator 101 bei verringerter Ausgangslast. Der Widerstand 133 und der Kondensator 134 bilden einen Rückweg für die Energie in der Streuinduktivität und verhindern somit, daß die Transistoren 115 und 116 ihre Betriebsweise umkehren.

Die Spannungsquelle 105 liefert eine Spannung von +5 V an die Last 127. Fig. 2 zeigt die mit einer Mittelanzapfung versehene Sekundärwicklung 107 des Leistungstransformators 101. Die Klemmen 3 und 5 der Sekundärwicklung 107 sind mit den Anoden der Dioden 124 bzw. 126 verbunden. Ihre Kathoden liegen gemeinsam an einer Induktivität 125, deren anderer Anschluß mit der Last 127 in Verbindung steht. Die Klemme 4 der Sekundärwicklung 107 liegt am anderen Ende der Last. Ein Widerstand 130 und ein Kondensator 129 sind der Last 127 parallel geschaltet.

Die mit einer Mittelanzapfung versehene Sekundärwicklung 107 des Leistungstransformators 101 liefert eine gegenüber der Spannung an der Primärwicklung 119 heruntertransformierte Sekundärspannung. Ist die Klemme 3 der Sekundärwicklung 107 positiv, so verläuft der Stromkreis über die Diode 124, die Induktivität 125, über die Last 127 zur Klemme 4. Ist hingegen die Klemme 5 der Sekundärwicklung 107 positiv, so schließt sich der Stromkreis über die Diode 126, die Induktivität 125 über die Last 127 zurück zur Klemme 4.

In Fig. 4 zeigt die Kurve 128 die Spannung am Punkt A, d. h. am Verbindungspunkt der beiden Dioden 124 und 126. Die Kurve 129 zeigt die Spannung an der Last 127, welche durch die Induktivität 125 und den Kondensator 129 geglättet wird. Der Widerstand 130 dient bei fehlender Last als Entladewiderstand für den Kondensator 129.

Die Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 liefert die Eingangsenergie für die Spannungsquelle 103, welche mit ihrer Ausgangsspannung von ±18 V die Spannungsquelle 104 für ±12 V speist.

Fig. 3 zeigt die Regelschaltung 200, Rechteckschaltung 202 sowie die Basistreiberschaltung 201. Die Stromversorgungseinrichtung erreicht die Regelung der Ausgangsschaltung von +5 V an die Last 127 durch Steuerung der Durchschaltzeit der Hochspannungsschalttransistoren 115 und 116 in Fig. 2, und zwar mit Hilfe der Regelschaltung 200 und der Basistreiberschaltung 201.

Fig. 4 zeigt den Zeitverlauf der elektrischen Größen an verschiedenen Schaltungspunkten. Der Rechteckgenerator 202 gemäß Fig. 3 erzeugt 3 Ausgangssignale, nämlich ein 20-kHz-Rechtecksignal 202-1, ein invertiertes Rechtecksignal 202-2 gleicher Frequenz, welches gegenüber dem Signal 202-1 um 200 ns verzögert ist, sowie ein 40-kHz-Schaltsignal 202-3. Das Signal 202-1 liegt an der Klemme 1 eines Dual-NAND-Gatters 204. Es handelt sich vorzugsweise um ein NAND-Gatter mit offenem Kollektorkreis vom Typ 75 452, wie er im Integrated Circuits Catalog for Design Engineers der Firma Texas Instruments Inc. auf Seite 3-250 beschrieben ist. Der P5V-Bezugsspannungsverstärker 205 ist ein an sich bekannter Spannungsregler vom Typ L723-1, wie er in "The Voltage Regulator Applications Handbook", 1974 der Firma Fairchild Semiconductor beschrieben ist. Er weist einen interen Differenzverstärker auf, der die der Last 127 zugeführte Spannung von +5 V am Stift 4 über einen Widerstand 209 mit einer intern erzeugten Bezugsspannung vergleicht und je nach Ergebnis die Ausgangsspannung an seiner Klemme 10 erhöht oder erniedrigt. Nimmt die +5-V-Spannung an der Last 127 ab, so wächst die Spannung an der Klemme 10 an und umgekehrt.

Beim Bezugsverstärker 205 bilden die Anschlüsse 4 und 5 die Eingänge für den internen Differenzverstärker. Am Anschluß 6 liegt eine intern erzeugte Bezugsspannung von 7,2 V, während der Anschluß 7 an Masse liegt. Die Spannung am Anschluß 6 wird durch einen Widerstand 206, ein Potentiometer 207 sowie einen Widerstand 208 nach Masse geführt, so daß sich ein Spannungsteiler ergibt. Das Potentiometer 207 ist derart eingestellt, daß der Anschluß 5, d. h. der eine Anschluß des Differenzverstärkers auf +5 V liegt. Die Spannung an der Last 127 wird am Anschluß 4 über den Vorspannungswiderstand 209 überwacht. Das Verhältnis der Widerstände 235 und 209 begrenzt die Verstärkung des Differenzverstärkers. Die Ausgangsspannung am Anschluß 10 ist über einen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 210 und 211, nach Masse geschaltet. Der Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände liegt auf einer Spannung zwischen 2,3 V und 7,5 V, wenn sich die +5-V-Last 127 ändert und tritt am Anschluß 5 eines Einzelimpulsgebers 212 auf. Dieser wird als 555-2-Zeitgeber der Firma Signetics Corporation angeboten und ist in der Veröffentlichung "Signetics Digital Linear MOS Applications" 1974 beschrieben. Die Gleichspannung am Anschluß 5 des Einzelimpulsgebers 212 wird in dieser Stromversorgungseinrichtung dazu benutzt, um das Tastverhältnis der Schalttransistoren 115 und 116 in Fig. 2 zu ändern. Dies erfolgt durch das Ausgangssignal am Anschluß 7 des Einzelimpulsgebers 212, welches ebenso wie das 20-kHz-Signal 202-1 sowie das 20-kHz-Signal 202-2 dem Dual-NAND-Gatter 204 zugeführt wird. Das Ausgangssignal dieses NAND-Gatters an den Klemmen 3 und 5 steuert das Tastverhältnis der Transistoren 213 und 214.

Wie bereits erwähnt, erscheint die heruntergeteilte Spannung des Anschlusses 10 des Bezugsverstärkers 205 am Anschluß 5 ein Einzelimpulsgebers 212 und ändert sich umgekehrt zu Änderungen der Spannung an der Last 127. Das 40-kHz-Schaltsignal 202-3 tritt am Anschluß 2 des Einzelimpulsgebers 212 auf. Dieses negativ gerichtete Signal, welches auch in Fig. 4 wiedergegeben ist, schaltet den Anschluß 3 des Einzelimpulsgebers 212 auf hohes Potential und den Anschluß 7 offen. Die Steuerung des Einzelimpulsgebers 212 erfolgt über einen Widerstand 236, der an die eine Seite eines Potentiometers 137 sowie an dessen Schleifer angeschlossen ist. Die andere Seite des Potentiometers 137 steht mit dem Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 sowie mit einem Widerstand 238 in Verbindung, dessen andere Klemme am Verbindungspunkt eines Kondensators 215 mit der Anode einer Diode 216 liegt. Ihre Kathode ist mit dem Anschluß 3 des Einzelimpulsgebers 212 verbunden. Der Kondensator 215 liegt andererseits an Masse. Der Kondensator 215 wird aus einem Netzwerk auf +12,1 V aufgeladen, welches aus dem Widerstand 236, dem Potentiometer 237 und dem Widerstand 238 besteht. Und zwar erfolgt diese Aufladung so lange, bis die Spannung am Anschluß 6 größer wird als die Steuerspannung am Anschluß 5 des Einzelimpulsgebers 212. In Fig. 4 zeigt die Kurve 212-1 die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212. Sobald die Spannung von +5 V an der Last 127 absinkt entsprechend dem Anschluß 4 des Bezugsverstärkers 205, steigt die Ausgangsspannung an dessen Anschluß 10 an. Dies bewirkt, daß der Anschluß 5 des Einzelimpulsgebers 212 ein höheres Potential annimmt und somit der Kondensator 215 über eine längere Zeitspanne aufgeladen wird und damit den Einzelimpulsgeber 212 für eine längere Zeitspanne durchschaltet, wie dies in der Kurve 212-2 angedeutet ist. Hierdurch wird die Einschaltzeit der Schalttransistoren 115 und 116 verlängert und damit die Spannung von +5 V an der Last 127 erhöht.

Die Kurve 212-3 zeigt die Folge einer zu hohen Spannung an der Last 127. Dann wird der Kondensator 215 während einer kürzeren Zeitspanne aufgeladen, so daß auch die Einschaltzeit der Schalttransistoren 115 und 116 in Fig. 2 verkürzt wird und damit die der Last 127 zugeführte Spannung von +5 V abgesenkt wird.

Beim Kondensator 215 handelt es sich um einen Temperaturkompensationskondensator, vorzugsweise vom Typ 5016-N2200-43-1-J der Firma AVX Ceramics. Er hat einen negativen Temperaturkoeffizienten von 0,22% pro °C. Bei Anschaltung mit hoher Umgebungstemperatur wird die Kapazität des Kondensators 215 verringert, wodurch die Ladezeitkonstante abnimmt. Dies hat zur Folge, daß die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 die Spannung am Stift 5 eher erreicht, wodurch die Durchschaltzeit der Transistoren 115 und 116 verkürzt wird, wie dies auf der Kurve 212-4 in Fig. 4 dargestellt ist. Wäre die Umgebungstemperatur niedrig, so würde die Kapazität des Kondensators 215 anwachsen, wodurch die Zeitkonstante entsprechend der Kurve 212-5 ansteigen und damit die Einschaltzeit der Schalttransistoren 115 und 116 verlängert würde.

Sobald die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 derjenigen am Anschluß 5 entspricht, gehen die Potentiale an den Anschlüssen 3 und 7 auf Masse und bleiben solange geerdet, bis der nächste 40-kHz-Schaltimpuls 202-3 auftritt. Liegt der Anschluß 3 auf Massepotential, so entlädt sich der Kondensator 215 über die Diode 216. Der Temperatureinfluß auf die Impulsbreite des Einzelimpulsgebers 212 ist nur bei maximaler Impulsbreite wirksam oder wenn der Anschluß 10 des Bezugsverstärkers 205 auf hohem Potential in Sättigung liegt. Zu allen anderen Zeiten unterliegt die Stromversorgungseinrichtung der Regelung und die vom Einzelimpulsgeber 212 gelieferte Impulsbreite ist jeweils derart bemessen, daß die Spannung an der Last 127 gerade 5,0 V beträgt.

Der Anschluß 7 des Einzelimpulsgebers 212 ist mit den Anschlüssen 2 und 6 beider NAND-Gatter des Dual-NAND-Gatters 204 verbunden, wo dieses Signal mit dem 20-kHz-Signal 202-1 am Anschluß 1 sowie dem 20-kHz-Signal 202-2 am Anschluß 7 einer NAND-Verknüpfung unterworfen wird. Die Spannung am Ausgang 3 des Dual-NAND-Gatters 204 steuert den Transistor 214 und die Spannung am Ausgang 5 den Transistor 213. Fig. 4 zeigt die Kurven 204-1, 204-2 und 204-3 an den Anschlüssen 6 und 2 bzw. 3 und 5. Die den Transistor 213 steuernde Schaltung besteht aus einem Widerstand 217, der über die Parallelschaltung eines Kondensators 219 und eines Widerstandes 218 an die Basis des Transistors 213 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 219 und Widerstand 217 liegt am Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204. Der Kollektor des Transistors 213 wird aus dem Stromkreis zwischen den Klemmen 7 und 8 der Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 gesteuert, welche über einen Widerstand 221, eine Diode 222 sowie die Sekundärwicklung 135 des Basistreibertransformators 122 angeschlossen ist. Dabei ist die Kathode der Diode 222 der Sekundärwicklung 135 zugewandt und gleichzeitig an die Kathoden einer Zenerdiode 224 sowie einer Diode 225 angeschlossen, die zusammen mit einem Kondensator 223 eine Parallelschaltung bilden.

Der andere Anschluß dieser Parallelschaltung liegt an Masse. Die andere Klemme der Sekundärwicklung 135, d. h. die Klemme 5, ist mit dem Kollektor des Transistors 213 verbunden. Sein Emitter liegt an Masse.

Der Transistor 213 wird von der 12,1-V-Versorgungsspannung im Leitzustand vorgespannt, und zwar über Widerstände 217, 218, Basis und Emitter des Transistors 213 nach Masse. Der Kondensator 219 wird über diesen Stromkreis geladen. Schaltet der Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Masse, so verläuft der Stromkreis durch den Widerstand 217 nunmehr von der Spannungsquelle von 12,1 V über den Widerstand 217, den Anschluß 5 des Dual- NAND-Gatters 204 und seinen Anschluß 4 nach Masse, wodurch der Transistor 213 gesperrt wird. Der Kondensator 219 entlädt sich zu dieser Zeit, wodurch die Sperrzeit des Transistors 213 verkürzt wird. In Fig. 4 zeigt die Kurve 213-1 die Spannung am Kollektor des Transistors 213. Kurz bevor dieser sperrt, fließt Strom über die Diode 225, die Wicklung 135, die Anschlüsse 6 und 5 sowie durch den Kollektor des Transistors 213 nach Masse. Sobald der Transistor sperrt, wird die Spannung am Anschluß 5 der Wicklung 135 wegen der magnetischen Energie in der Wicklung 135 positiv gegenüber der Spannung am Anschluß 6. Hierdurch wird die Spannung an der Klemme 3 der Wicklung 137 in Fig. 2 positiv gegenüber der Spannung an der Klemme 1. Damit wird die in der Wicklung 135 gespeicherte Energie in die Wicklung 137 übertragen, wodurch der Schalttransistor 116 durchgeschaltet wird. Sobald dies geschieht, verstärkt der Strompfad durch die Wicklung 123 den Kollektorstrom und liefert einen Basistreiberstrom an die Wicklung 137, welche den Transistor 116 im Sättigungszustand hält. Der Schalttransistor 116 bleibt solange durchgeschaltet, wie die Spannung am Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massepotential liegt. In Fig. 4 zeigt die Kurve 116-1 den Kollektorstrom des Schalttransistors 116.

Wie bereits erwähnt, liefert der durchgeschaltete Schalttransistor 116 in Fig. 2 über den Leistungstransformator 101 und dessen Sekundärwicklung 107 Energie an die Last 127. Während der Einschaltzeit des Schalttransistors 116 fließt Strom von der Klemme 6 der Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 über den Widerstand 221 und die Diode 222 und lädt den Kondensator 223 auf etwa 12-17 V auf (siehe Fig. 3). Die Zener-Diode 224 begrenzt die Spannung am Kondensator 223 auf maximal 17 V. Die Diode 225 hält den Kondensator 223 während seiner Entladung auf Massepotential.

Ist der Kondensator 215 soweit aufgeladen, daß die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 derjenigen am Anschluß 5 gleicht, so nimmt der Anschluß 7 Massepotential an. Dies bringt auch den Anschluß 6 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massepotential, wodurch sein Transistor 226′ sperrt. Der Stromkreis verläuft dann vom Anschluß mit +12,1 V über den Widerstand 218 mit Parallelkondensator 219 zur Basis des Transistors 213, so daß dieser durchschaltet. Vorher ist der Kondensator 223 über den Widerstand 221 und die Diode 222 auf 12 bis 17,0 V Gleichspannung aufgeladen worden. Sobald der Transistor 213 durchschaltet, wird die im Kondensator 223 gespeicherte Energie von der Transformatorwicklung 135 des Transformators 122 in die Wicklung 137 umgeladen, wodurch der Transistor 116 in Sperrichtung vorgespannt wird und sperrt. Die Klemme 3 der Wicklung 135 hat zu dieser Zeit niedriges Potential und setzt damit auch den Anschluß 3 der Klemme 137 auf niedriges Potential. Während der Entladung des Kondensators 223 trennt die Diode 222 den Kondensator vom Leistungstransformator 101.

Die Steuerschaltung für den Transistor 214 umfaßt einen Widerstand 227, der mit dem einen Anschluß der Parallelschaltung eines Widerstandes 228 und eines Kondensators 229 sowie mit dem Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204 in Verbindung steht. Die andere Seite der genannten Parallelschaltung liegt an der Basis des Transistors 214. Sein Kollektor wird durch den Stromkreis vom Anschluß 7 zum Anschluß 6 der Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 gesteuert, wobei ein Widerstand 239 an der Anode einer Diode 240 liegt, deren Kathode mit dem Verbindungspunkt der Klemme 6 der Sekundärwicklung 138 des Basistreibertransformators 117, den Kathoden einer Zener-Diode 243 und einer Diode 241 sowie der einen Belegung eines Kondensators 242 in Verbindung steht. Die andere Seite der Parallelschaltung aus Zenerdiode 243, Diode 241 und Kondensator 242 liegt an Masse. Der andere Anschluß 5 der Sekundärwicklung 135 steht mit dem Kollektor des Transistors 214 in Verbindung, dessen Emitter an Masse liegt. Der Transistor 214 wird von der 12,1-V-Spannungsquelle über die Widerstände 227 und 228, die Basis und den Emitter des Transistors 214 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Der Kondensator 229 wird über diesen Stromkreis aufgeladen.

Sobald der Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massenpotential geht, verläuft der Stromkreis durch den Widerstand 227 nunmehr von der Leitung mit +12,1 V über den genannten Widerstand zum Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204, seinen Anschluß 4 nach Masse, wodurch der Transistor 214 gesperrt wird. Der Kondensator 229 entlädt sich jetzt und verringert die Sperrzeit des Transistors 214. Kurz vor der Sperrung fließt der Strom über die Diode 241, die Wicklung 138 und durch den Kollektor des Transistors 214 nach Masse. Sobald dieser sperrt, wird die Spannung an der Klemme 5 der Wicklung 138 positiv gegenüber derjenigen an der Klemme 6. Dies ist durch die magnetische Energie in der Wicklung 138 bedingt. Hierdurch wird die Klemme 3 der Wicklung 136 in Fig. 2 positiv gegenüber der Klemme 1, und die in der Wicklung 138 gespeicherte Energie wird in die Wicklung 136 übertragen, so daß der Schalttransistor 115 durchschaltet. Sobald dies geschehen ist, verstärkt der Strom in der Wicklung 118 den Basistreiberstrom durch die Wicklung 136 und hält den Schalttransistor 115 bei Sättigungsstrom durchgeschaltet. Der Schalttransistor 115 bleibt solange durchgeschaltet, wie sich der Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massepotential befindet. Der durchgeschaltete Transistor 115 liefert über den Leistungstransformator 101 und dessen Sekundärwicklung 107 Energie an die Last 127. Seine Abschaltung erfolgt in ähnlicher Weise wie zuvor in bezug auf den Schalttransistor 126 beschrieben wurde. Liegt die Ausgangsspannung des Dual-NAND-Gatters 204 am Anschluß 5 auf Masse, so wird hierdurch der Transistor 213 gesperrt gehalten, und liegt der Stift 3 auf Masse, so erfolgt die Sperrung des Transistors 214.

Der gesamte Zyklus läuft folgendermaßen ab. Das 40-kHz-Schaltsignal 202-3 setzt den Einzelimpulsgeber 212 in Gang, der die Anschlüsse 3 und 7 auf hohes Potential legt. Bei positivem Anschluß 3 beginnt die Ladung des Kondensators 215. Wird der Anschluß 7 positiv, so erhalten auch die Anschlüsse 2 und 6 des Dual-NAND-Gatters 204 positives Potential, so daß der Transistor 226 des Dual-NAND-Gatters 204 durchschaltet, sobald das 20-kHz- Signal 202-1 positiv wird. Der Transistor 226′ des Dual-NAND-Gatters 204 seinerseits wird durchgeschaltet, sobald das inverse Signal 202-2 positiv wird. Bei leitendem Transistor 226′ liegt der Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massepotential und sperrt den Transistor 213. Wenn andererseits der Transistor 226 durchgeschaltet ist, liegt der Anschluß 3 des NAND-Gatters 204 an Masse und sperrt den Transistor 214.

Sobald der Kondensator 215 so weit aufgeladen ist, daß die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 gleich der Spannung an seinem Anschluß 5 ist, nimmt der Anschluß 7 niedriges Potential an, womit auch die Anschlüsse 2 und 6 des Dual-NAND- Gatters 204 auf niedriges Potential gehen und beide Transistoren 226′ und 226 des Dual-NAND-Gatters 204 sperren. Damit steigt die Spannung am Anschluß 3 oder 5 an, so daß der entsprechende Transistor 213 bzw. 214 erneut leitend zu werden beginnt. Haben die Anschlüsse 1 und 2 des Dual-NAND-Gatters 204 positives Potential, so ist sein Transistor 226 durchgeschaltet und der Stromkreis verläuft von der 12,1-V-Spannung über den Widerstand 227, den Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204, den Transistor 226 und den Anschluß 4 nach Masse. Damit nimmt der Anschluß 3 des Dual-NAND- Gatters 204 Massenpotential an und sperrt den Transistor 214. Der interne Schaltungsaufbau des Dual-NAND-Gatters 204 ist in Fig. 3 oberhalb des entsprechenden Blocks in gestrichelter Umrandung wiedergegeben. Die einzelnen Anschlüsse haben die gleichen Bezeichnungen wie beim Block 204. Das 20-kHz-Rechtecksignal 202-1 gemäß Fig. 4 erscheint an dem mit dem Anschluß 1 verbundenen einen Eingang eines NAND-Gatters im Dual-NAND-Gatter 204. An dem mit dem Anschluß 7 verbundenen Eingang des anderen NAND- Gatters im Dual-NAND-Gatter 204 tritt das 20-kHz-Signal 202-2 auf. Die Kurve 202-3 zeigt die 40-kHz-Schaltspannung, welche den Kondensator 215 aufzuladen beginnt, sobald der Anschluß 2 des Einzelimpulsgebers 212 durch ein negativ gerichtetes Schaltsignal 202-3 mit 40 kHz impulsweise angestoßen wird. Die Kurve 212-1 zeigt den Spannungsanstieg am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212, wenn der Kondensator 215 aufgeladen wird. Die schraffierte Fläche der Kurve 212-2 zeigt die Kurvenform, wenn die +5-V-Spannung an der Last 127 niedrig ist. Die schraffierte Fläche der Kurve 212-3 zeigt die Kurvenform, wenn diese Spannung hoch ist. Die Kurve 204-1 läßt die Breite der Leistungsimpulse erkennen entsprechend angenähert der Zeit, in der die nicht gleichgerichtete Leistung an die Last 127 gelangt. Die schraffierte Fläche der Kurve 204-2 ist größer für eine niedrige +5-V-Spannung an der Last 127 und die schraffierte Fläche der Kurve 204-3 ist geringer, wenn die +5-V- Spannung an der Last 127 hoch ist. Die Kurve 204-10 zeigt das NAND-Ausgangssignal, welches aus der 20-kHz-Rechteckschwingung 202-1 und dem Ausgangssignal 7 des Einzelimpulsgebers 212 abgeleitet wird. Dementsprechend zeigt die Kurve 204-11 das NAND-Ausgangssignal, welches durch eine NAND-Verknüpfung der invertierten Rechteckschwingung von 20 kHz und dem Ausgangssignal am Stift 7 des Einzelimpulsgebers 212 abgeleitet ist. Das Ansteigen und Abfallen der Kurve 204-12 zeigt die Impulsbreite bei niedriger +5-V-Spannung an der Last 127, während die Kurve 204-13 die Impulsbreite bei hoher +5-V-Spannung an der Last 127 wiedergibt.

Die Kurve 214-1 zeigt die Spannung am Kollektor des Transistors 214 und die Kurve 213-1 diejenige am Kollektor des Transistors 213, wobei die Kurve 213-2 die Dauer der Sperrzeit bei niedriger +5-V- Spannung an der Last 127 und die Kurve 212-3 die Dauer der Sperrzeit bei hoher +5-V-Spannung an der Last 127 wiedergibt. Aus der Kurve 115-1 ist der Kollektorstrom des Schalttransistors 115 ersichtlich. Der Kollektorstrom des Schalttransistors 116 ist in der Kurve 116-1 wiedergegeben, während die Kurve 116-2 die Breite der Leistungsimpulse bei geringer Spannung an der Last 127 und die Kurve 116-3 die Breite der Leistungsimpulse bei hoher +5-V- Spannung an der Last 127 zeigt. Das Potentiometer 237 im Ladekreis des Kondensators 215 wird bei 25°C derart eingestellt, daß sich eine Zeitspanne von 5 µs ergibt, während bei normalen Betriebsbedingungen beide Schalttransistoren gesperrt sind. Nähme dieser Sperrzeitraum von 5 µs bis auf 0 ab, wobei die Schalttransistoren großer Belastung unterliegen, so nimmt die Wahrscheinlichkeit eines Transistorausfalls zu.

Die Kurve 128 zeigt die der Last zugeführten Leistungsimpulse an der Kathode der Gleichrichterdiode. Die schraffierte Fläche in der Kurve 128-2 entspricht einer niedrigen +5-V-Spannung an der Last 127 und die schraffierte Fläche der Kurve 128-3 einer hohen +5-V-Spannung an der Last 127. Die Kurve 129 zeigt die Restwelligkeit der der Last zugeführten Spannung nach der Glättung durch das Siebglied, bestehend aus Längsinduktivität 125 und Parallelkondensator 129.

Nimmt man an, daß die Spannung an der Last 127 niedrig ist, so wird der Kondensator 215 in Fig. 3 während einer längeren Zeitspanne geladen, bis die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 gleich der Spannung am Anschluß 5, also kleiner als 5 V ist. Die Kurve 212-2 zeigt einen Impuls längerer Dauer. Hierdurch ergibt sich ein breiterer Impuls 204-2 als Ausgangssignal des Einzelimpulsgebers 212 am Anschluß 7 in Fig. 3. Dies führt dazu, daß der Impuls 204-12 in Fig. 4 breiter wird und damit der Transistor 213 für die in der Kurve 213-2 wiedergegebene Zeitspanne gesperrt wird und somit der Schalttransistor 116 während der Impulsperiode 116-2 durchgeschaltet ist. Dies bewirkt die Übertragung von mehr Energie an die Last 127, weil der Impuls 128-2 breiter ist.

Änderungen der Umgebungstemperatur können anhand von Fig. 4 in ähnlicher Weise verfolgt werden, indem man die gestrichelt eingezeichneten Änderungen der Kurven 212-4 und 212-5 beachtet. Der Einfluß der Temperatur auf die Impulsbreite tritt während der Dauer der Leistungszufuhr auf, ehe die Ausgangsspannungen geregelt werden, und während der Abschaltzeit nach dem Außertrittfallen der Ausgangsspannungen und ehe die großen Leistungsspeicherkondensatoren 113 und 114 in Fig. 2 voll entladen sind.

Fig. 5 zeigt die Überbrückungsdauer in ms in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur in °C. Die Überbrückungsdauer ist die Zeit, in welcher nach einem Ausfall der Eingangswechselspannung die Ausgangsgleichspannung noch erhalten bleibt. Bei normaler Betriebstemperatur ist die Überbrückungszeit bei vorhandener Temperaturkompensation gemäß der Erfindung größer als beim Stand der Technik, was sehr erwünscht ist. Oberhalb des Betriebstemperaturbereichs ist die Überbrückungszeit mit Temperaturkompensation kleiner als beim Stand der Technik, was ebenfalls erwünscht ist.

Bei höheren Temperaturen erhöhen sich die Anstiegs- und Abklingzeiten der Transistoren beträchtlich, wodurch möglicherweise Überschlag-Stromspitzen entstehen können. Beim Stand der Technik entstehen hier Überbeanspruchungen hervorrufende Stromspitzen bei hohen Temperaturen, wodurch die Ausfallrate der Bauteile, insbesondere der Schalttransistoren, erhöht wird. Durch die erfindungsgemäße Verringerung der Überbrückungszeit bei hohen Temperaturen wird die die Transistoren gefährdende Wahrscheinlichkeit von Überbeanspruchungen verringert und damit die Lebensdauer der Schaltkreise erhöht.

Fig. 6 zeigt die Überstrom-Überwachungsschaltung 300. Die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 liegt in Reihe mit der Primärwicklung des Überstromtransformators 102. Seine Sekundärwicklung ist an eine Gleichrichterbrückenschaltung, bestehend aus 4 Dioden 301, 304, 305, 306 angeschlossen. Der Verbindungspunkt der Dioden 304 und 306 liegt an Masse, während der gegenüberliegende Diagonalpunkt zwischen den Dioden 301 und 305 mit dem Anschluß 6 des Überstromverstärkers 307 verbunden sowie über einen Widerstand 302 an Masse angeschlossen ist. Die Anschlüsse 2 und 6 des Verstärkers 307 sind miteinander verbunden, und dem Widerstand 302 ist ein Kondensator 303 parallel geschaltet. Ein Kondensator 309 liegt parallel zu einer Zenerdiode 308 zwischen dem Anschluß 5 und Masse. Der Anschluß 5 ist geerdet, während die Anschlüsse 4 und 8 zusammen einerseits über einen Widerstand 310 an eine Spannung von +18 V und andererseits über eine Diode 311 an eine Spannung von +12 V angeschlossen sind. Der Anschluß 7 steht mit dem Verbindungspunkt 242 in Fig. 3 in Verbindung, an den der Kondensator 234, die Diode 233 sowie der Widerstand 231 angeschlossen sind. Beim Überstromverstärker 307 handelt es sich vorzugsweise, wie erwähnt, um einen Verstärker vom Typ 555-2.

Die Primärwicklung des Überstromtransformators 102 erfaßt den Strom durch die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101. Dieser Strom wird auf die Sekundärwicklung des Überstromtransformators 102 übertragen. Ist die Spannung an der Klemme 1 positiv, so verläuft der Stromkreis über die Diode 301 und die Parallelschaltung aus Widerstand 302 und Kondensator 303 über die Diode 304 zur Klemme 2 des Überstromtransformators. Ist hingegen die Spannung an der Klemme 2 positiv, so fließt der Strom über die Diode 305, die Parallelschaltung von Widerstand 302 und Kondensator 301 sowie über die Diode 306 zur Klemme 1. In beiden Fällen erscheint der Spannungsabfall am Widerstand 302, dem der Widerstand 303 parallel geschaltet ist, zwischen den Anschlüssen 2 und 6 des Überstromverstärkers 307 und ist der übertragenen Leistung proportional. Durch eine Zenerdiode 308 wird der Anschluß 5 des Verstärkers 307 auf 6,2 V festgehalten. Der Kondensator 309 verringert das Rauschen der Zenerdiode. Falls die von der Last aufgenommene Leistung einen bestimmten Wert überschreitet, wird die Spannung an den Anschlüssen 2 und 6 des Überstromverstärkers 307 größer als die Spannung am Anschluß 5, so daß der Anschluß 7 den Verbindungspunkt 244 in Fig. 3 an Masse legt und damit den Kondensator 234 entlädt. Dieser ist normalerweise über den Widerstand 231 auf 12,1 V aufgeladen. Die Diode 233 ist in Rückwärtsrichtung vorgespannt. Beim Entladen des Kondensators 234 fließt Strom aus dem Anschluß 13 des Bezugsverstärkers 205 über den Widerstand 232 und die Diode 233. Der Anschluß 13 des Bezugsverstärkers 205 hat eine hohe Ausgangsimpedanz, so daß der Strom über den Anschluß 13 den Anschluß 5 des Einzelimpulsgebers 212 auf niedriges Potential setzt. Sobald die Ladung des Kondensators 215 anfängt, wenn das 40-kHz-Schaltsignal 202-3 am Anschluß 2 des Einzelimpulsgebers 212 auf einen niedrigen Wert umschaltet, nimmt der Anschluß 7 fast sofort hohes Potential an und hält die Transistoren 213 und 214 für eine kurze Zeitspanne gesperrt und schaltet die Transistoren 115 und 116 für eine sehr kurze Zeitspanne durch. In Fig. 4 zeigen die Kurven 212-6, 204-6, 204-16, 214-6, 115-6 und 128-6 die beträchtlich reduzierte Leistungsabgabe an die Last 127.

Bei Abnahme der Ausgangsleistung verringert sich der Strom durch die Primärwicklung des Überstromtransformators 102, so daß die in seiner Sekundärwicklung induzierte Spannung ebenfalls geringer wird und damit auch die Spannung an der Parallelschaltung von Widerstand 302 und Kondensator 303. Damit verringert sich die Spannung an den Anschlüssen 2 und 6 des Überstromverstärkers 307 unter den Wert von 6,2 V am Anschluß 5. Als Folge hiervon schaltet der Anschluß 7 die Masseverbindung vom Verbindungspunkt 244 ab. Damit wird der Kondensator 234 in Fig. 3 über den Widerstand 231 auf 12,1 V aufgeladen. Die Gleichspannung am Kondensator 234 steuert die maximal verfügbare Leistungsimpulsbreite, indem sie Strom aus dem Anschlag 13 des Bezugsverstärkers 205 über den Widerstand 232 und die Diode 233 entnimmt. Mit der Ladung des Kondensators 234 steigt die Spannung am Anschluß 10 des Bezugsverstärkers 205 allmählich an, wodurch die Leistungsimpulsbreite zunimmt, um die Spannung von +5 V an der Last 127 aufrechtzuerhalten. Hierdurch wird langsam die induktive Belastung des Leistungstransformators 101 erhöht, und es werden Kollektorstromspitzen in den Schalttransistoren 115 und 116 vermieden sowie damit auch eine Sättigung des Leistungstransformators 101. Die Diode 311 und der Widerstand 310 stellen sicher, daß die Spannung an den Anschlüssen 4 und 8 des Überstromverstärkers 307 verfügbar ist, falls die +12-V-Versorgung nach Masse kurzgeschlossen wird. In diesem Fall fließt Strom von der Klemme +15 V über den Widerstand 310 zu den Anschlüssen 4 und 8. Die Diode 311 ist in Sperrichtung vorgespannt und blockiert jeglichen Stromfluß zu der an Masse liegenden +12-V-Versorgungsleitung.

Fig. 7 zeigt den Leistungsüberwachungsstromkreis 400. Das Signal 406 an seinem Ausgang ist ein logisches Schaltsignal, welches im Fall einer Unterbrechung der Stromzufuhr einen angeschlossenen Digitalrechner stillsetzt. Rechner dieser Art sind im allgemeinen mit geeigneten Logikschaltungen ausgestattet, um beim Empfang eines solchen Signales die einzelnen Komponenten in geeigneter Reihenfolge ordnungsgemäß stillzusetzen. Diese Schaltungsteile des Rechners sind nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung. Sie bilden den Empfänger für das in der Schaltung gemäß Fig. 7 erzeugte Störsignal. Dieses Signal hat während der Leistungseinschaltung und während der Leistungsabschaltung den Wert 0 und hat den Wert +5 V nachdem alle Spannungen geregelt und unter Kontrolle sind. Während jedes Ausfalls der Eingangswechselspannung schaltet das Zustandssignal 406 auf Null und weist somit das System an, ordnungsgemäß abzuschalten und noch darüber hinaus, daß noch für wenigstens eine Dauer von 2 ms die Gleichstromleistung zur Verfügung steht.

Fig. 2 zeigt die Schaltungsanordnung, welche die Spannung an der Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 überwacht und mittels der Dioden 407 und 408 gleichrichtet. Die gleichgerichtete Spannung gelangt, wie die Fig. 2 und 7 erkennen lassen, an Eingänge der Überwachungsschaltung 400; und zwar zeigt Fig. 7, daß die Mittelanzapfung 7 der Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 an Masse liegt, während die Wicklungsenden 6 und 8 über je eine Diode 407 bzw. 408 an einen Widerstand 409 angeschlossen sind, der mit der Kathode einer Zenerdiode 410 in Verbindung steht. Ihre Anode ist mit der Anode einer Diode 411 verbunden, deren Kathode am Verbindungspunkt eines Widerstandes 412, eines Kondensators 413 und der Anode einer weiteren Diode 414 liegt. Deren Kathode steht einerseits über einen Kondensator 415 mit Masse in Verbindung und ist andererseits an die Anode einer Diode 418 angeschlossen. Die nicht mit der Diode 411 verbundenen Anschlüsse von Widerstand 412 und Kondensator 413 liegen ebenfalls an Masse. Der Kathode der Diode 418 wird von der Leitung 420 her eine Spannung von +12 V zugeführt und diese gelangt außerdem an die Eingänge 4 und 8 des Netzüberwachungsverstärkers 401. Bei diesem handelt es sich um einen Verstärker vom Typ 555-2. Sein Anschluß 1 liegt an Masse, während die Anschlüsse 2 und 6 am Verbindungspunkt der Diode 411 und 414 liegen. Der Anschluß 3 steht über einen Widerstand 419 mit der Basis eines Transistors 402 in Verbindung. Der Anschluß 5 ist an die eine Seite der Erregerwicklung 416 eines Relais 404 angeschlossen, deren andere Seite ebenfalls von der Leitung 420 eine Spannung von +12 V erhält. Der Relaiswicklung ist eine Diode in Sperrichtung parallel geschaltet. Vom Anschluß 5 ist ferner eine Zenerdiode 417 nach Masse geschaltet. Gleichfalls geerdet ist der Emitter des Transistors 402, dessen Kollektor einerseits an den Relaiskontakt 405 und andererseits über einen Widerstand 403 an eine Leitung 421 mit einer Gleichspannung von +5 V geführt ist. Der Relaiskontakt 405 liegt somit zwischen Kollektor und Emitter des Transistors 402 bzw. zwischen Kollektor und Masse. Am Widerstand 403 wird das Leistungsausfallsignal 406 abgegriffen.

Fig. 8 zeigt den Aufbau des Netzüberwachungsverstärkers bzw. Vergleichers 401, während Fig. 9 die zeitliche Lage der einzelnen Signale wiedergibt. Sobald die Stromversorgungseinrichtung eingeschaltet wird, hält der Ruhekontakt 405 des Relais 404 das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential. Dann steigt die Spannung auf der Leitung 420, welche aus der Spannungsquelle 104 gewonnen wird, an und sobald die Spannung am Anschluß 8 des Netzüberwachungsverstärkers 401 einen Wert von +4 V erreicht, entsprechend der minimalen Betriebsspannung des Netzüberwachungsverstärkers 401, fließt Strom vom Anschluß 3 des Verstärkers 401 über den Widerstand 419 in die Basis des Transistors 402, so daß dieser anspricht und das Netzüberwachungssignal 406 auch über die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 402 an Masse legt.

Der Anschluß 3 des Verstärkers 401 hat immer dann positives Potential, wenn der Anschluß 5 eine höhere Spannung aufweist als der Anschluß 6. In diesem Fall ist die Zenerdiode 410 in Sperrichtung vorgespannt und verhindert Stromfluß durch den Widerstand 412, so daß die Anschlüsse 2 und 6 nahe Massepotential gehalten werden. Der Stromkreis zum Anschluß 5 führt von der +12-V- Leitung 420, welche zu dieser Zeit eine Spannung von +4 V hat, über die Relaiswicklung 416 zum Anschluß 5 und, gemäß Fig. 8, über die Widerstände 426 und 427 nach Masse am Anschluß 1. Somit wird der Anschluß 5 praktisch auf eine Spannung von 4 V gebracht, da die Widerstände 426 und 427 im Vergleich zur Erregerwicklung 416 des Relais 404 einen hohen Widerstand aufweisen. Wenn die Spannung am Anschluß 5 höher ist als am Anschluß 6, so setzt das Ausgangssignal des Vergleichers 429 das Flip-Flop 423, was dazu führt, daß die Ausgangsstufe 424 am Anschluß 3 ein Ausgangssignal hohen Pegels liefert.

Fig. 9 zeigt, daß die Spannung am Anschluß 3 zur Zeit T₁ anwächst, wenn die Spannung am Anschluß 5 etwa 4 V beträgt. Die Schaltungsanordnung, welche das Netzüberwachungssignal auf Massepotential hält, besteht aus der Versorgungsleitung 421 mit +5 V, dem Widerstand 403 und der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 402 nach Masse. Der Widerstand 419 begrenzt den Basisstrom des Transistors 402.

Erreicht die Spannung auf der Leitung 420 etwa 10 V, so spricht das Relais 404 an, indem Strom von der Leitung 420 über die Erregerwicklung 416 und die Zenerdiode 417 nach Masse fließt. Damit öffnet das Relais seinen Ruhekontakt 405. Gleichwohl bleibt das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential, weil der Transistor 402 durchgeschaltet ist. Diese Schaltung hält mit der Zenerdiode 417 die Spannung am Anschluß 5 auf 6,2 V fest.

Liegt die positive Spannung an der Klemme 6 der Sekundärwicklung oberhalb der Durchbruchsspannung der Zenerdiode 410, so ist der Stromkreis über die Diode 407, den Widerstand 409, die Zenerdiode 410, die Diode 411 und den Parallelkreis aus Widerstand 412 und Kondensator 413 zur Klemme 7 der Sekundärwicklung 106 geschlossen. Der Kondensator 415 wird über die Diode 414 aufgeladen. Sobald die Spannung an den Kondensatoren 413 und 415 einen Wert von 6,2 V erreicht, die an den Anschlüssen 2 und 6 des Netzüberwachungsverstärkers 401 stehen, schaltet der Ausgangsanschluß 3 des Verstärkers auf Massepotential um und sperrt den Transistor 402. Damit wird das Netzüberwachungssignal 406 auf +5 V gebracht, weil die Leitung 406 nunmehr nur noch über den Widerstand 403 mit der Leitung 421 in Verbindung steht. In Fig. 8 hat der Anschluß 5 nunmehr eine Spannung von 6,2 V. Wenn die Spannung am Anschluß 6 den Wert von 6,2 V überschreitet, setzt das Ausgangssignal des Vergleichers 429 das Flip-Flop 423 zurück und damit den Anschluß 3 der Ausgangsstufe 424 auf Null. Wie Fig. 9 zeigt, geschieht dies zum Zeitpunkt T₂, wenn die Anschlüsse 2 und 6 auf 6,2 V liegen und das Netzüberwachungssignal 406 auf einen hohen Pegel umschaltet.

Im bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Zeitkonstanten der Schaltkreise derart gewählt, daß die +5-V-Spannungsquelle 105 in Fig. 1 für wenigstens 4 ms in geregeltem Zustand läuft, ehe das Netzüberwachungssignal 406 auf +5 V umschaltet. Die Diode 414 und der Kondensator 415 erhöhen die Zeitkonstante des Netzwerks, bestehend aus Widerstand 412 und Kondensator 413 während der Einschaltdauer. Die Diode 414 verhindert die Entladung des Kondensators 415. Die Diode 411 blockiert eine Entladung des Kondensators 413 während der Halbwellen, in denen die Sekundärwicklung 106 an Masse liegt. Die Zenerdiode 410 hatte im Ausführungsbeispiel eine Spannung von 22 V, um sicherzustellen, daß das Netzüberwachungssignal 406 mit den Widerständen 409 und 412 sowie der Diode 411 während der Einschaltzeit auftritt, wenn die Eingangswechselspannung erst 100 V beträgt. Bei Ausfall der Eingangswechselspannung ist die Stromversorgungseinrichtung solange in Betrieb, wie die Eingangswechselspannung größer als 90 V ist. Während des Abschaltens, sei es gewollt durch die Bedienungsperson, oder infolge eines Netzausfalls, geht das Überwachungssignal 406 wenigstens 2 ms früher auf Massepotential über, ehe die Regelung der Gleichspannungen ausfällt.

Beim Ausfall der Netzwechselspannung beginnt sich der Kondensator 413 zu entladen, weil die Spannung an der Sekundärwicklung 106 abnimmt. Wenn die Spannung am Kondensator 413 einen niedrigeren Wert von beispielsweise 3,1 V erreicht, schaltet der Anschluß 3 des Netzüberwachungsverstärkers 401 auf ein hohes Potential um, schaltet damit den Transistor 402 durch und zieht somit das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential. In Fig. 8 wird die Spannung am Anschluß 2 niedriger, und sobald sie den Wert von 3,1 V erreicht, gleicht sie der durch die Widerstände 426 und 427 auf 3,1 V herabgeteilten Spannung von 6,2 V am Anschluß 5, so daß der Vergleicher 422 mit seinem Ausgangssignal das Flip-Flop 423 setzt und damit die Ausgangsstufe 424 am Anschluß 3 ein Signal hohen Pegels liefert. Fig. 9 zeigt, daß dies zur Zeit T₃ geschieht, wenn die Anschlüsse 2 und 6 auf einer Spannung von 3,1 V liegen und das Netzüberwachungssignal 406 auf Null abfällt. Die Diode 418 läßt die Ladung vom Kondensator 415 abfließen, sobald die Spannung von +12 V auf der Leitung 420 verschwunden ist. Die Bauteile sind derart ausgewählt, daß die Ausgangsgleichspannungen noch wenigstens 2 ms geregelt zur Verfügung stehen, nachdem das Überwachungssignal 406 auf Massepotential abgefallen ist.

Sobald die +12-V-Spannung auf der Leitung 420 unter einen Wert von 7 V absinkt, fällt das Relais 404 ab und schließt damit seinen Ruhekontakt 405. Damit wird das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential festgehalten. Die Vorder- und Rückflanken des Netzüberwachungssignals 406 treten mit Sicherheit stoßfrei auf, weil der Transistor 402, gesteuert durch den Verstärker 401, wenigstens 3 V Hysterese hat und den gesamten Schaltvorgang bewerkstelligt.

Während des Einschaltens tritt das Netzüberwachungssignal 406 auf, sobald die Rechteckspannung an der Sekundärwicklung 106 größer ist als

Während des Abschaltens schaltet das Netzüberwachungssignal 406 auf Masse um, sobald die Rechteckspannung an der Sekundärwicklung 106 kleiner ist als

Während des Einschaltens tragen die Kondensatoren 413 und 415 sowie die Parallelschaltung der Widerstände 409 und 412 zur Verzögerungszeit von 4 ms bei, welche zwischen dem Erreichen der geregelten Gleichspannungen und dem Übergang des Netzüberwachungssignals 406 auf +5 V liegen.

Während des Abschaltens sind die Entladung des Kondensators 413 und die Parallelschaltung der Widerstände 409 und 412 an der Verzögerung von 2 ms beteiligt zwischen dem Abfallen des Netzüberwachungssignals 406 auf Massepotential und dem Schwinden der geregelten Gleichspannungen. Die obengenannten Schaltkreise wirken mit den Kondensatoren 113 und 114 aus Fig. 2 zusammen, um die genannten Zeitintervalle zu erreichen.

Die Erfindung führt zu einer Stromversorgungseinrichtung, welche einerseits bei kurzzeitigen Schwankungen der Netzwechselspannung nicht sofort zu einer Abschaltung der zu versorgenden Verbraucher führt, sondern eine entsprechende Überbrückungsfähigkeit für solche Kurzstörungen aufweist und dem Verbraucher für diese Zeit noch genügend Leistung zur Verfügung stellt, damit der Verbraucher insbesondere ein Rechnersystem in geordneter Weise in einen Unterbrechungszustand übergehen kann. Andererseits werden durch geeignete Temperaturkompensationsmaßnahmen die kritischen Bauelemente, insbesondere die Schalttransistoren des Wechselrichters, gegen Überlastung geschützt, wobei ihre Leistungsfähigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur voll ausgenutzt wird. Insbesondere beim Ein- und Abschalten der Stromversorgungseinrichtung wird eine zuverlässige Regelung der Ausgangs-Niedervoltgleichspannung für den Verbraucher auch dann gewährleistet, wenn hohe Umgebungstemperaturen gegeben sind. Die an den Verbraucher abgegebene Niedervoltgleichspannung wird ständig ebenso überwacht, wie die Eingangswechselspannung. Darüber hinaus wird vermieden, daß der Leistungstransformator des Wechselrichters in Sättigung geht.

Claims (7)

1. Überwachungsschaltung für eine Stromversorgungseinrichtung mit Wechselrichter, Leistungstransformator und nachgeschaltetem Gleichrichter zur Erzeugung einer stabilisierten Niedervolt-Gleichspannung, wobei

• a) die aus der Niedervolt-Gleichspannung gespeiste Überwachungsschaltung (400) ein erstes Zustandssignal (0) liefert, wenn die Niedervolt-Gleichspannung unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegt, und ein zweites Zustandssignal (1) abgibt, wenn die Niedervolt-Gleichspannung den vorgegebenen Wert überschreitet;
• b) die Überwachungsschaltung als Speicher für eine der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung wenigstens einen über einen Spannungsteiler (409-412) an die Niedervolt-Gleichspannungsquelle (100, 407, 408) angeschlossenen Kondensator (413) aufweist;
• c) einen Vergleicher (401) zum Vergleich dieser Spannung mit einer Bezugsspannung enthält; und
• d) eine Schaltung (402-404, 421) zum Erzeugen des vom Ergebnis des Vergleichs abhängigen Zustandssignals (an 406) umfaßt,

dadurch gekennzeichnet, daß

• e) zur Erzeugung von der Niedervolt-Gleichspannung abhängiger Spannungen an den Spannungsteiler (409-412) ein erster Kondensator (413) und diesem über eine Diode (414) parallelgeschaltet ein zweiter Kondensator (415) angeschlossen sind, die parallel aus der Niedervolt-Gleichspannungsquelle (106, 407, 408) aufgeladen, aber über getrennte Stromkreise (412; 425-427) entladen werden, wenn die Niedervolt-Gleichspannung abfällt;
• f) im Vergleicher (401) eine an den ersten Kondensator (413) angeschlossene erste Vergleichsschaltung (429) anspricht, sobald diese der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung eine erste Bezugsspannung (z. B. 6,2 V) überschreitet;
• g) im Vergleicher (401) eine ebenfalls an den ersten Kondensator (413) angeschlossene zweite Vergleichsschaltung (422) anspricht, wenn diese der Niedervolt- Gleichspannung entsprechende Spannung eine zweite, niedrigere Bezugsspannung, (z. B. 3,1 V) unterschreitet;
• h) die Spannung am zweiten Kondensator (415) einen Spannungsteiler (425-427) speist, an dessen zwei Abgriffe (425/426 bzw. 426/427) die Bezugsspannungseingänge der beiden Vergleichsschaltungen (429, 422) angeschlossen sind;
• i) die Ausgänge beider Vergleichsschaltungen an die Eingänge einer bistabilen Kippschaltung (423) angeschlossen sind, welche ihren ersten Schaltzustand einnimmt, wenn die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung die erste Bezugsspannung überschreitet, und die ihren zweiten Schaltzustand einnimmt, wenn die der Niedervolt- Gleichspannung entsprechende Spannung die zweite Bezugsspannung unterschreitet;
• j) mit dem Ausgang der bistabilen Kippschaltung (423) eine Umschaltvorrichtung (402) für das Zustandssignal (406) in Verbindung steht, welche dieses durch ein Ausgangssignal der ersten Vergleichsschaltung (429) auf den zweiten Pegelwert (z. B. +5 V) und durch ein Ausgangssignal der zweiten Vergleichsschaltung (422) auf den ersten Pegelwert (z. B. 0) legt, derart, daß die Überwachungsschaltung
  • k1) bei Einschaltung der Stromversorgungseinrichtung das erste Zustandssignal (0) liefert, solange die auf der Niedervolt-Gleichspannung abgeleitete Spannung niedriger als ein vorgegebener erster Wert (z. B. 6,2 V) ist;
  • k2) das zweite Zustandssignal (1) liefert, sobald die aus der Niedervolt-Gleichspannung abgeleitete Spannung den vorgegebenen ersten Wert überschreitet, und
  • k3) wiederum das erste Zustandssignal (0) abgibt, wenn die aus der Niedervolt-Gleichspannung abgeleitete Spannung den vorgegebenen zweiten Wert (z. B. 3,1 V) unterschreitet.

2. Überwachungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Bezugsspannung wenigstens doppelt so hoch ist wie die zweite.

3. Überwachungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine aus der Niedervolt- Gleichspannung gespeiste Schaltvorrichtung (404), welche das Zustandssignal anfänglich auf dem ersten Pegelwert (0) festhält.

4. Überwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Kippschaltung (423) ihren zweiten Schaltzustand einnimmt, solange die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung der ersten Bezugsspannung noch nicht gleicht.

5. Überwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine das Zustandssignal (406) liefernde Signalquelle (421) eine über einen Widerstand (403) aus einer Niedervolt-Gleichspannungsquelle gespeiste Parallelschaltung zweier Schaltvorrichtungen (402, 404) enthält, die im durchgeschalteten Zustand das Zustandssignal auf Massepotential und im gesperrten Zustand auf das Potential der Niedervolt-Gleichspannungsquelle legen.

6. Überwachungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung während der Aufladung der Kondensatoren (413, 415) durch die Spannung an beiden Kondensatoren und während der Entladung durch die Spannung an nur einem (413) der Kondensatoren gegeben ist.