DE2755607A1

DE2755607A1 - Stromversorgungseinrichtung

Info

Publication number: DE2755607A1
Application number: DE19772755607
Authority: DE
Inventors: James H Gerding; Albert M Heyman
Original assignee: Honeywell Information Systems Italia SpA
Current assignee: Bull HN Information Systems Inc
Priority date: 1976-12-29
Filing date: 1977-12-14
Publication date: 1978-07-13
Also published as: CA1108694A; GB1597728A; FR2376547A1; DE2755607C2; GB1597729A; GB1597730A; GB1597727A; FR2376547B1

Description

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Die Erfindung befaßt sich mit der Umwandlung elektrischer Leistung von einer höheren auf eine Niedervoltspannimg, wie sie insbesondere zur Versorgung von Digitalrechnern erforderlich ist. Die moisten elektronischen Einrichtungen werden entweder aus einer Wechselspannungsquelle mit 110 V und 60 Hz oder aus einer Wechselspannungscuelle mit 220 V und 50 Kz betrieben. Zur Versorgung der Schaltungen ist es erforderlich, daß aus der genannten Netzwechsc.lspannung eine stabilisierte Niedervoltcpannung gewonnen wird. Dies geschieht meistens durch eine Stromversorgungseinrichtung , welche zunächst die Netzwechselspannung hochtrais formiert, gleichrichtet und anschließend in eine Niadervolt-GIeichspannung umwandelt. Hierzu wird die Hochvolt-Gleichspannung mit hoher Frequcmz einem Abwärtstransformator zugeführt, um Raumbedarf und Gewicht dieses Transformators zu verringern. Eine solche Hochfrequsnzerregung eines relativ kleinen Transformatorkerns kann jedoch zu magnetischen Sättigungserscheinungen führen, sofern die magnetische Energie im Kern nicht durch einen entgeger.--gerächteten Magnetfluß abgeführt wird. Man regelt deshalb aif. Hochfrequenzzufuhr der Gleichspannung höheren Pegels in engen Grenzen ehe sich eine Sättigung einstellen kann.

Bei bekannten Stromversorgungseinrichtungen geht im Falle eines Überstroms der Hauptleistungstransformator in Sättigung, wodurch sich in den Schalttransistoren Kollektorstromspitzen ergeben. Diese verringern die Lebensdauer der Schalttransistoren.

Bei bekannten überwachungsschaltungen für Netzleitungen wird im Falle eines Spannungsaursfalls ein Einzelimpulsgeber ausgelöst. Der Netzspannungsausfall wird dabei am Wechselstrcmeingang überwacht. Damit können jedoch kleinere Änderungen der Netzwechselspannung zu Abschaltungen führen. Man hat dies dadurch zu umgehen versucht, daß man Einzelimpulsgeber verwendet,welche eine Stillsetzung nur dann bewirken, wenn die Netzwechselspannung am Ende des Einzel-

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impulszyklus immer noch fehlt. Trotzdem führen solche Einrichtungen zu Abschaltungen , welche an bestimmten kritischen Stellen der Last noch nicht erforderlich wären, weil dort noch ausreichend Strom zugeführt wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, hier Abhilfe zu schaffen und eine Stromversorgungseinrichtung vorzuschlagen, welche auf kurzzeitige Schwankungen der Eingangsspannung nicht gleich mit einer Abschaltung antwortet. Die Erfindung strebt generell eine in ihrer Wirkungsv;eise und Zuverlässigkeit verbesserte Stromversorgungseinrichtung an.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den ürxteransprüchen. Im bevorzugten Ausführungsbe.ispiel wird die ankommende Netzwechselspannung zunächst gleichgerichtet und anschließend in eine Nieoervolt-Gleichsparmung umgewandelt. Hierzu dient ein Abwärtstransformator, dem die gleichgerichtete Netzwechselspannung über einen Ilochfrequenzschalter zugeführt wird. Die Sekundärwicklungen des Transformators bilden Teile eines oder mehrerer Schaltkreise, welche die an der Sekundärwicklung entstehende Spannung filtern und hieraus einen Mittelwert ableiten, um auf diene V7eise eine stabilisierte Niedervolt-Gleichspannung zu erzeugen. Der Hochfrequenzschalter steuert die Zufuhr der Gleichspannung an die Primärwicklung des Abwärtstransformators in Abhängigkeit von der Höhe der Niedervoltqleichspannung. Eine magnetische Sättigung des Transformatorkerns wird dadurch vermieden, daß man das Fließen eines resultierenden Gleichstroms durch die Primärwicklung verhindert.

Rechenanlagen müssen heutzutage oftmals bei höheren Temperaturen arbeiten als früher. Dies macht es erforderlich, daß die minimale Sperrzeit der Schalttransistoren bei höheren Temperaturen vergrößert wird, d.h. die Seit, über die beide Transistoren stromun-

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dxirclilässig gesteuert sind. Ohne Temperaturkompensationsschaltungen müßte für diesen Zweck die minimale Sperrzeit wesentlich höher gesetzt werden, wodurch die Uberbrückungsfähigkeit der Stromversorgungseinrichtung verringert würde. Hierunter ist. die Fähigkeit der Stromversorgungseinrichtung zu verstehen, ihre Ausgangsspannung auch über solche- Zeitspannen unter Kontrolle zu halten, in denen die Eingangsweehsslspannung vorübergehend ausfällt. Dabei soll kein Stromausfallsignal gegeben werden. Die Temperaturkoinpensaticnsschaltung gemäß der Erfindung verringert beträchtlich die Wahrscheinlichkeit für einen Ausfall von Komponenten während der /Jilaufze.it bei höheren Umgebungstemperaturen. Zugleich ergibt sich eine Verringerung der uberbrückungsfähigkeit bei sehr hohen Umgebungstemperaturen, weil die Temperaturkompensationsschaltkreise die Sperrzeit der Schalttransistoren verdoppeln. Hierdurch werden besonders starke Ausfälle der Schalttransistoren bei Übertemperaturen vermieden. Außerdem verhindert die Erfindung, daß der Ausgangstransformator durch eine langsam anwachsende magnetische Induktion B (in V^tis) infolge wachsender Pulsbreite in Sättigung geht, wenn nach einem überstromzustand die Einrichtung erneut eingeschaltet wird. Die Schaltungsanordnung überwacht die gleichgerichtete Sekundärspannung des Ausgangstransformators und führt zu einer genaueren Steuerung der Uberbrückungsfähigkeit, weil der genaue Augenblicken dem die Lastspannung außer Kontrolle gerät₍voraussehbar ist und somit ein Signal an die Last, beispielsweise einen Digitalrechner, gibt und diesen rechtzeitig aber nicht vorzeitig stillsetzt. Außerdem gibt die neue . Stromversorgungseinrichtung der Anlage mehr uberbrückungsfähigkeit; sie kann also Netzausfälle auch bei sich ändernder Last besser und länger überbrücken.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in den Zeichnungen wiedergegebenen Ausführungsbeispieles erläutert. Hierin zeigt:

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Fig. 1 den Gesamtaufhau der Stromversorgungseinrichtung;

Fig. 2 die Spannungsverdoppler- und 2OkHz-Wechselrichterschaltkreise sowie den Hauptleistungstransformator;

Fig. 3 den Steuerkreis, die Treiberschaltung sowie den 20kIIz-Rechteckgenerator aus Fig. 1 ;

Fig. 4 den Zeitverlauf der Ströme und Spannungen in der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 5 die ttoerbrückungsfähigkeit in Abhängigkeit von der Teniperatur im Vergleich zum Stand der Technik;

Fig. 6 die überstromschaltkreise aus Fig. 1;

Fig. 7 die Stromausfallstrcrnkreise aus Fig. 1;

Fig. 8 den dazugehörigen Verstärker;

Fig. 9 das Zeitverhalten der Schaltkreise gemäß Fig. 6.

Im Blockschaltbild gemäß Fig. 1 wird die Netzwechselspannung von beispielsweise 12OV mit 12A bei 60 Hz einerseits einer Schaltungsanordnung 100 zugeführt, welche eine SpannungsverdopplerGchaltung sowie die Schaltkreise mit den Schalttransistoren umfaßt, und andererseits an eine Vorspannungsschaltung 500 gelegt. Das Wechselrichterausgangssignal der Schaltung 100 gelangt zu den Primärwicklungen des Hauptleistungstransformators 101 sowie des Uberstromtransformators 102. Die Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 speist die Spannungsquelle 103 für + 18V, welche ihrerseits eine Spannungsquelle 104 für + 12V versorgt. Die Spannungsquellen 103 und 104 haben einen herkömmlichen Aufbau und werden deshalb nicht im einzelnen beschrieben. Die Spannung an der Sekundärwicklung 107 des Leistungstransformators 1Ol wird in einer Spannungsquelle 105 gleichgerichtet und gesiebt und liefert eine Spannung von +5V an die Last 127.

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Die Sekundärwicklung des Überstromtransformators 102 ist mit einem Uberstrom-Überwachungsschaltkreis 300 verbunden, welcher der Regelschaltung 200 das Auftreten von überstromzur.tänden mitteilt. Der Übeispannungs-Überwachungsstromkreis 6G0 überwacht die Ausgänge von +5V und +12V der Spannungsquellen 105 bzw. 104 und gibt im Falle von Überspannungen ein Meldesignal an die Regelschaltung 200. Auch der überspannungs-Überv/achungsschdltkreis 600 ist von herkömmlichem Aufbau. Der Leistungsmsidekreis 400 signalisiert, daß die Spannungsausgänge ordnungsgemäß geregeltwerden. Arbeitet der Spannungsverdoppler- und Schalttransistorstromkreis 100 außerhalb der zulässigen Toleranz, so meldet dor Ausfallstromkreis 400, daß die Spannungen von +5V, +12V und -H8V innerhalb von 2ms abgeschaltet werden. Dieses Meldesignal erscheint auf der Leitung 406.

Die Temperaturkompensationsschalturig 203 mißt die Umgebungstemperatur und gibt ein Meldesignal an die Regelschaltung 200. Die Vorspannungsschaltung 500 nimmt die 120V-Eingangsspannung, transformiert sie herab, richtet sie gleich und siebt sie und erzeugt eine +12,1V Versorgungsspannung für die Regelschaltung 200, die Basistreiberschaltung 201, den 20kHz-Rechteckgenerator 202, die Uberstromschaltung 300 s;owie die Temperaturkompensationsschaltunc 203. Darüber hinaus liefert sie eine Bezugsspannung von +5V an die Regelschaltung 200. Der Rechteckgenerator 202 gibt drei Signale an die Regelschaltung 200 ab. Diese Signale 202-1, 202-2 und 202-3 sind in Fig. 4 dargestellt.

Die Treiberschaltung 201 steuert den Takt für die Schalttransistoren 115 und 116 im Spannungsverdoppler-und Schalttransistorkreis 100. Die Kurvenformen 115-1 und 116-1 in Fig. 4 zeigen den Kollektorstrom durch die Transistoren 115 und 116. Die Regelschaltung 200 steuert die Treiberschaltung 201, wie dies im einzelnen anhand der Fig. 3 beschrieben wird.

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Die regelschaltung 200 erhält Eingangssignale von der Ternperaturkompensationsschaltung 203, der Überspannungsschaltung 600 sowie dem überstroraschaltkreis 300, der das Zeitverhalten der Regelschaltung bestimmt. Diese Änderungen des zeitlichen Ablaufs v/erden an die Treiberschaltung 201, den Schaltkreis 100 und schließlich an die +5V-Spannungsquelle 105 weitergegeben.

Fig. 2 zeigt den Schaltkreis 100 mit den Bauelementen zur Spannungsverdopplung sowie den Schalttransistoren. Die Eingangsspannung von 120V bei 60Hz kommt über die Leitungen 110 und 111 an. Liegt an der Leitung 110 eine positive Halbwelle, so verläuft der Strom über die Diode 112 und den Kondensator 113 zur Leitung 111. Die negative Halbwelle an der Leitung 110 bewirkt einen Stromfluß über den Kondensator 114 und die Diode 112' zur Leitung 110. Auf diese Weise wird, je nach Polarität der Netzwechselspannungen an den Leitungen 110 und 111 entweder der Kondensator 113 oder der Kondensator 114 aufgeladen. An der Reihenschaltung der beiden Kondensatoren stellt sich somit eine Gleichspannung von etwa 300V, d.h. etwa dem doppelten Spitzenwert der Spannung an den Leitungen 110 und 111 ein und bildet die Energiequelle für die Versorgung mit Schaltleistung sowie die tiberbrückungsenergie zum ordnungsgemäßen Abschalten nach einem Netzausfall.

Die Schaltungsanordnung, welche über die Transistoren 115 und 116 die Energiezufuhr zur Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 steuert, wird nachstehend beschrieben. Die Kondensatoren 120 und 121 liegen in Reihe an der Gleichspannungsleitung von +300V. Auch die Dioden 131 und 132 sind in Reihe an diese Leitung angeschlossen. Eine Klemme der Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 steht mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren 120 und 121 in Verbindung. Die andere Klemme liegt an der einen Klemme der Primärwicklung des Uberstromtransformators 102. Die andere Klemme seiner Primärwicklung steht mit dem Verbindungspunkt der Dioden 131 und 132 in Verbindung. Ein Widerstand 133 sowie ein Kondensator 13 4 sind in der Reihenschaltung der Primärwicklungen 119 und des iej^tmiastransformators 101 und des über-

stromtransforraators 102 parallel geschaltet. Der Kollektor des Schalttransistors 115 liegt an der Gleichspannungsleitung von +300V. Die Basis ist mit der Klemme 3 der Wicklung 136 des Basistreibertransformators 117 verbunden« Der Emitter liegt an Klemme am Verbindungspunkt der Wicklungen 118 und 136 des Basistreibertransformators 117. Die Klemme 2 der Wicklung 118 steht mit dem Verbindungspunkt der Dioden 131 und 132 in Verbindung, ebenso wie der Kollektor des Schalttransistors 116. Seine Basis liegt an der Klemme 3 der Wicklung 137 des Treibertransformators 122. Sein Emitter ist mit dem gemeinsamen Schaltungspunkt der Wicklungen 137 und 123 des Basistreibertransfonnatörs 122 verbunden. Die Klemme 2 der Wicklung 123 liegt an der Rückleitung der +3OOV Gleichstromleitung.

1st in Fig. 2 der Schalttransistor 115 durchgeschaltet, so besteht ein Stromkreis von der Gleichstromleitung über den Transistor 115, die Wicklung 118 des Treibertransformators 117, die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101, sowie die Primärwicklung des Uberstromtransformators 102 zum Verbindungspunkt der Kondensatoren 120 und 121, der auf einer Spannung von +150V liegt. Ist der Transistor 116 durchgeschaltet, so ergibt sich ein Stromkreis vom Verbindungspunkt der beiden genannten Kondensatoren über die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 , die Primärwicklung des Oberstromtransformators 102, den Schalttransistor 116, die Wicklung 123 des Basistreibertransformators 122 zurück zur Gleichspannungsleitung von +300V. Die Kondensatoren 120 und 121 sind in Reihe geschaltet und teilen die Spannung von 300V auf je +150V an jedem Kondensator auf. Sie isolieren ferner die Schaltung von Gleichstromkomponenten und verhindern damit eine Sättigung des Hauptleistungstransformators 101. Die Dioden 131 und 132 bilden die Energierückleitungen für den Leistungstransformator 101 bei verringerter Ausgangslast. Der Widerstand 133 und der Kondensator 134 bilden einen Rückweg für die Energie in der Streuinduktivität und verhindern somit, daß die Transistoren 115 und 116 ihre Betriebsweise umkehren.

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Die Spanmingsquelle 105 liefert eine Spannung von +5V an die Last 127. Fig, 2 zeigt die mit einer Mittelanzapfung versehene Sekundärwicklung 107 des Leistungstransformators 101. Die Klemmen 3 und 5 der Sekundärwicklung 107 ?ind mit den Anoden der Dioden bzw. 12 6 verbunden. Ihre Kathoden liegen gemeinsam en einer Induktivität 125, deren anderer Anschluß mit der Last 127 in Verbindung steht. Die Klemme 4 der Sekundärwicklung 107 liegt am anderen Ende der Last. Ein Widerstand 130 und ein Kondensator 129 sind der Last 127 parallelgescbaltet.

Die mit einer Mittelanzapfung versehene Sekundärwicklung 107 das Leistungstraniiformators 101 liefert eine gegenüber der Spannung an der Primärwicklung 319 heruntertransformierte Sekundärspar.nung. Ist die Klemme 3 der Sekundärwicklung 107 positiv, so verläuft der Stromkreis über die Diode 124, die Induktivität 125, über die Last 127 zur Klemme 4. Ist hingegen die Klemme 5 der Sekundärwicklung 107 positiv, so schließt sich der Stromkreis über die Diode 126, die Induktivität 125 über die Last 127 zurück zur Klemme 4.

In Fig. 4 zeigt die Kurve 128 die Spannung am Punkt A, d.h. am Verbindungspunkt der beiden Dioden 124 und 126. Die Kurve 129 zeigt die Spannung an der Last 127, welche durch die Induktivität 3 25 und den Kondensator 129 geglättet wird. Der Widerstand 130 dient bei fehlender Last als Entladewiderstand für den Kondensator 129.

Die Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 liefert die Eingangsenergie für die Spannungsquelle 103, welche mit ihrer Ausgangsspannung von j;18V die Spannungsquelle 104 für +12V speist.

Fig. 3 zeigt die Regelschaltung 200, Rechteckschaltung 202 sowie die Basistreiberschaltung 201. Die Stromversorgungseinrichtung erreicht die Regelung der Ausgangsschaltung von +5V an die Last 127 durch Steuerung der Durchschaltzeit der Hochspannungsschalttransistoren 115 und 116 in Fig. 2, und zwar mit Hilfe der Regelschaltung 200 und der Basistreiberschaltung 201.

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Fig. 4 zeigt den Zeitverlauf der elektrischen Größen an verschiedenen Schaltungspunkten. Der Rechteckgenerator 202 gemäß Fig. 3 erzeugt 3 Ausgangssignale, nämlich ein 20kHz-Rechtecksignal 202-1, ein invertiertes Rechtecksignal 202-2 gleicher Frequenz, welches gegenüber dem Signal 202-1 um 200ns verzögert ist, sowie ein 4OkHz Schaltsignal 202-3. Das Signal 202-1 liegt an der Klemme 1 eines Dual-NAND-Gatters 204. Es handelt vorzugsweise um ein NAND-Gatter mit offenem Kollektorkreis vom Typ 75452, wie er im Integrated Circuits Catalog for Design Engineers der Firma Texas Instruments Inc. auf Seite 3-250 beschrieben ist. Der P5V Bezugsspannungsverstärker 205 ist ein an sich bekannter Spannungsregler vom Typ L723-1, wie er in "The Voltage Regulator Applications Handbook", 1974 der Firma Fairchild Semiconductor beschrieben ist. Er weist einen internen Differenzverstärker auf, der die der Last 127 zugeführte Spannung von +5V am Stift 4 über einen Widerstand 209 mit einer intern erzeugten Bezugsspannung vergleicht und je nach Ergebnis die Ausgangsspannung an seiner Klemme 10 erhöht oder erniedrigt. Nimmt die +5V-Spannung an der Last 127 ab, so wächst die Spannung an der Klemme 10 an und umgekehrt.

Beim Bezugsverstärker 205 bilden die Anschlüsse 4 und 5 die Eingänge für den internen Differenzverstärker. Am Anschluß 6 liegt eine intern erzeugte Bezugsspannung von 7,2V, während der Anschluß 7 an Masse liegt. Die Spannung am Anschluß 6 wird durch einen VJiderstand 206, ein Potentiometer 207 sowie einen Widerstand 208 nach Masse geführt, so daß sich ein Spannungsteiler ergibt. Das Potentiometer 207 ist derart eingestellt, daß der Anschluß 5, d.h. der eine Anschluß des Differenzverstärkers auf +5V liegt. Die Spannung an der Last 127 wird am Anschluß 4 über den Vorspannungswiderstand 209 überwacht. Das Verhältnis der Widerstände 235 und 209 begrenzt die Verstärkung des Differenzverstärkers. Die Ausgangsspannung am Anschluß 10 ist über einen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 210 und 211, nach

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Masse geschaltet. Der Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände liegt auf einer Spannung zwischen 2,3V und 7,5V, wenn sich d.i.e +5V-Last 127 ändert und tritt am Anschluß S eines Einzel impulsgebers 212 auf. Dieser wird als 555~2-Zeitgebar der Firma Signetics Corporation angeboten und ist in der Veröffentlichung "Signetics Digital Lineer HOS Applications" 1974 beschrieben. Die Gleichspannung am Anschluß 5 des Eiivselimpulsgebers 212 wird in dieser Stromversorgungseinrichtung dazu benutzt, um dan Tastverhältnis der Schalt transistoren 115 und 116 in Fig. 2 zu ändern. Dies erfolgt durch das Ausgangs signal am Anschluß 7 des Einzel üupulsge.bers 112, welches ebenso wie das 2CkIIü-Signal 202-1 sowie das 2ÖkHi"-Signai 202-2 dem Dual-NAND-Gattcr 204 zugeführt wird. Das Ausgangssignal dieses NAND-Gatters an den Klemmen 3 und 5 steuert das Lastverhältnis der Transistoren 213 und 214.

Wie bereits erwähnt, erscheint die heruntergeteilte Spannung des Anschlusses 110 des Bezugsverstärkerr. 205 am Anschluß 5 des Einzelimpuisgebers 212 und ändert sich umgekehrt zu Änderungen der Spannung an der Last 127. Das 4OkHz Schaltsignal 202-3 tritt am Anschluß 2 des Einzelimpulsgebers 212 auf. Dieces negativ gerichtete Signal, welches auch in Fig. 4 wiedergegeben ist, schaltet, den Anschluß 3 des Einzelimpulsgebers 212 auf hohes Potential und den Anschluß 7 offen, Die Steuerung des Einzelimpulsgebers 212 erfolgt über einen Widerstand 236, der an die eine Seite eines Potentiometers 137 sowie an dessen Schleife angeschlossen ist. Die andere Seite des Potenliometers 137 steht mit dem Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 sowie mit einem Widerstand 238 in Verbindung, dessen andere Klemme am Verbindungspunkt eines Kondensators 215 mit der Anode einer Diode 216 liegt. Ihre Kathode ist: mit dem Anschluß 3 des Einzelimpulsgebers 212 verbunden. Der Kondensator 215 liegt einer anderen Belegung an Masse. Der Kondensator 215 wird aus einem Netzwerk auf -i-12,lV aufgeladen, welches aus dem Widerstand 236, dem Potentiometer 237 und dem Widerstand 236 besteht. Und zwar erfolgt diese Aufladung so lange, bis die Spannung am Anschluß 6 größer wird als die Steuerspannung am Anschluß 5

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des Einzelimpulsgebers 212. In Fig. 4 zeigt die Kurve 212-1 die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212. Sobald die Spannung von +5V an der Last 127 absinkt entsprechend dem Anschluß 4 des Bezugsverstärkers 205, steigt die Ausgangsspannung an dessen Anschluß 10 an. Dies bewirkt, daß der Anschluß 5 des Einzelimpulijgebers 212 ein höheres Potential annimmt und somit der Kondensator 215 über eine längere Zeitspanne aufgeladen wird und damit den Einzelimpulsgeber 212 für eine längere Zeitspanne durchschaltet, wie dies in der Kurve 212-2 angedeutet ist. Hierdurch wird die Einschaltzeit der Schalttransistoren 115 und 116 verlängert und damit die Spannung von +5V an der Last 127 erhöht.

Die Kurve 212-3 zeigt die Folge einer zu hohen Spannung an der Last 127. Dann wird der Kondensator 215 während einer kürzeren Zeitspanne aufgeladen, so daß auch die Einschaltzeit der Schalttransistoren 115 und 116 in Fig. 2 verkürzt wird und damit die der Last 127 zugeführte Spannung von +5V abgesenkt wird.

Beim Kondensator 215 handelt es sich um einen Temperaturkompensationskompensator, vorzugsweise vom Typ 5O16-N22OO-43-1-J der Firma AVX Ceramics. Er hat einen negativen Teraperaturkoeffizienten von 0,22 % pro ⁰C. Bei Anschaltung mit hoher ümgebungstemperatur wird die Kapazität des Kondensators 215 verringert, wodurch die Ladezeitkonstante abnimmt. Dies hat zur Folge, daß die Spannung ara Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 die Spannung am Stift 5 eher erreicht, wodurch die Durchschaltzeit der Transistoren 115 und 116 verkürzt wird, wie dies auf der Kurve 212-4 in Fig. 4 dargestellt ist. Wäre die Umgebungstemperatur niedrig, so würde die Kapazität des Kondensators 215 anwachsen, wodurch die Zeitkonstante entsprechend der Kurve 212-5 ansteigen und damit die Einschaltzeit der Schalttransistoren 115 und 116 verlängert würde.

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Sobald die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 derjenigen am Anschluß 5 entspricht, gehen die Potentiale an den Anschlüssen 3 und 7 auf Masse und bleiben solange geerdet, bis der nächste 4OkIIz-Scha.1 timpuls 202-3 auftritt. Liegt der Anschluß 3 auf Massepotential, so entlädt sich der Kondensator über die Diode 216. Der Temperatureinfluß auf die Impulsbreite des Ein-zcliiTipulsgcbers 212 ist nur bei maximaler Impulsbreite wirksam oder wenn der Anschluß 10 des Bezugsverstärkers 205 auf hohem Potential in Sättigung liegt. Zu allen anderen Zeiten unter· liegt die Stromversorgungseinrichtung der Regelung und die vom Einzelimpulsceber 212 gelieferte Impulsbreite ist jeweils derart bemessen, daß die Spannung an der Last 127 gerade 5,0V beträgt.

Der Anschluß 7 des Einzelimpulsgebers 212 ist mit den Anschlüssen 2 und 6 beider NAND-Gatter des Dual-NAND-Gatters 204 verbunden, wo dieses Signal mit dem 2OkIIa-Signal 202-1 am Anschluß 1 sowie dem 20kHz*-Signal 202-2 am Anschluß 7 einer NAND-Verknüpfung unterworfen wird. Die Spannung am Ausgang 3 des Dual-NAND-Gatters steuert den Transistor 214 und die Spannung am Ausgang 5 den Transistor 213. Fig. 4 zeigt die Kurven 204-1, 204-2 und 204-3 an den Anschlüssen 6 und 2 bzw. 3 und 5. Die den Transistor 213 steuernde Schaltung besteht aus einem Widerstand 217, der über die Parallelschaltung eines Kondensators 219 und eines Widerstandes 218 an die Basis des Transistors 213 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 219 und Widerstand liegt am Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204. Der Kollektor des Transistors 213 wird aus dem Stromkreis zv/ischen den Klemmen 7 und 8 der Sekundärwicklung 106 des Leistungstransformators 101 gesteuert, welche über einen Widerstand 221, eine Diode 222 sowie die Sekundärwicklung 135 des Basistreibertransformators 122 angeschlossen ist. Dabei ist die Kathode der Diode 222 der Sekundärwicklung 135 zugewandt und gleichzeitig an dia Kathoden einer

Zenerdiode 224 sowie einer Diode 225 angeschlossen, die zusammen mit einem Kondensator 223 eine Parallelschaltung bilden.

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Der andere Anschluß dieser Parallelschaltung liegt an Masse. Die andere Klemme der Sekundärwicklung 135, d.h. die Klemme 5, ist mit dem Kollektor des Transistors 213 verbunden. Sein Emitter liegt an Masse.

Der Transistor 213 wird von der 12,lV-Versorgungsspannung im Leitzustand vorgespannt, und zwar über Widerstände 217, 218, Basis und Emitter des Transistors 213 nach Masse. Der Kondensator 219 wird über diesen Stromkreis geladen. Schaltet der Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Masse, so verläuft der Stromkreis durch den Widersband 217 nunmehr von der Spannungsquelle von 12,1V über den Widerstand 217, den Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204 und seinen Anschluß 4 nach Masse, wodurch der Transistor 213 gesperrt wird. Der Kondensator 219 entlädt sich zu dieser Zeit, v/odurch die Sperrzeit des Transistors 213 verkürzt wird. In Fig. 4 zeigt die Kurve 213-1 die Spannung am Kollektor dos Transistors 213. Kurz bevor dieser sperrt, fließt Strom über die Diode 225, die Wicklung 135, die Anschlüsse 6 und 5 sowie durch den Kollektor des Transistors 213 nach Masse« Sobald der Transistor sperrt, wird die Spannung am Anschluß 5 der Wicklung 135 wegen der magnetischen Energie in der Wicklung 135 positiv gegenüber der Spannung am Anschluß 6. Hierdurch wird die Spannung an der Klemme 3 dor Wicklung 137 in Fig. 2 positiv gegenüber der Spannung an der Klemme 1. D£imit wird die in der Wicklung 135 genpoIcherte Energie in die Wicklung 137 übertragen, wodurch der Schalttransistor 116 durchgeschaltet wird. Sobald dies geschieht, verstärkt der Strompfad durch die Wicklung 123 den Kollektorstrcm und liefert einen Basistreiberstrom an die Wicklung 137, welche den Transistor 116 im Sättigungszustand hält. Der Schalttransistor 116 bleibt solange durchgeschaltet, wie die Spannung am Anschluß eins Dual-HAMD-Gatters 204 auf Massepotential liegt. In Fig. 4 zeigt die Kurve 116-1 den Kollektorstrom des Schalttransistors 116.

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Wie bereits erwähnt, liefert der durchgcschaltete Scha.¹.ttransistor 116 in Fig. 2 über den Leistungstransforinator 101 und dessen Sekundärwicklung 107 Energie an die LasL· 127, Während der ■Einscbaltzeit: des Schalttransistors 1.1 η 7.1 Li-.ßv Strom von der Klemme 6 der Sekundärwicklung 306 des Lei S'-iingstrans Eormntor i; über den Widerstand 221 und die Diode 222 und lädt d'm Kondensator 223 aiii" etwa 12-17V auf (siehe Fig. 3). Die Zenei—i) Lode begrenzt die Spannung am Kondensator 223 auf maxinaL 17V. Die Diode 225 hält, den Kondensator 223 während seiner Entladung auf Massepotential.

Ist der Kondensator 215 soweit aufgeladen, daß die Spannung an Anschluß 6 des Einzel hapulsgebers 212 derjenigen am Anschluß 5 gleicht, so nimmt der Anschluß 7 Musrjepotential an. D.las brincjt auch den Anschluß 6 dor, DuaL-NANü-Gatters 204 auf Massopotcntial, wodurch sein Transistor/sperrt. Der Stromkreis verlaufe dann vom Anschluß mit (-12, IV über den Widerstand 218 mit PairallolkonJea-· sator 219 zur Basis de;s Transistors 213, so daß dieser durch schaltet. Vorher ist der Kondensator 223 übür den Widerstand 22 und die Diode 222 auf 12 bis 17,0V Gleichspannung aufgeladen worden. Sobald der Transistor 2L3 durchschaltet, wird die im Kondensator 223 gespeicherte Energie von der Transformator!/)ck lung 135 des Transformators 122 in die Wicklung I.!7 uukjc? laden, wodurch der Transistor 116 in Sperrichtung vorgespannt wird und sperrt. Die Klemme 3 der Wicklung 135 hat ;ni diosor Zeit niedriges Potential und setzt damit auch den Anschluß 3 der Klenuu.! auf niedriges Potential. Während der Entladung des Kondensators 223 trennt die Diode 222 den Kondensator vom Leistungstrancforma tor 101.

Die Steuerschaltung für den Transistor 2l-i umfaßt eLnar. Widerstand 227, der mit dem einen Anschluß der ParallelschaLtunj eines Widerstandes 228 und eines Kondensators 229 sowie mit dem Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatteri! 20·* in Verbindung steht. Die: andere Seite der genannten Parallelschaltung liegt an der Basis des

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Transistors 214. Sein Kollektor wird durch den Stromkreis vom Anschluß 7 zum Anschluß 6 der Sekundärwicklung 106 des Leistungstran sformators 101 gesteuert, wobei ein Widerstand 239 an der Anode einer Diode 240 liegt, deren Kathode mit dem Verbindungspunkt der Klemme 6 der Sekundärwicklung 138 des Basistreibertransformators 117, den Kathoden einer Zener-Diode 243 und einer Diode 241 sowie der einen Belegung eines Kondensators 242 in Verbindung steht. Die andere Seite der Parallelschaltung aus Zenerdiode 243, Diode 241 und Kondensator 242 liegt an Masse. Der andere Anschluß 5 der Sekundärwicklung 135 steht mit dem Kollektor des Transistors 214 in Verbindung, dessen Emitter an Hasse liegt. Der Transistor 214 wird von der 12,lV-Spannungsquelle über die Widerstände 227 und 228,die Basis und den Emitter des Transistors 214 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Der Kondensator 229 wird über diesen Stromkreis aufgeladen.

Sobald der Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massenpotential geht, verläuft der Stromkreis durch den Widerstand 227 nunmehr von der Leitung mit +12,1V über den genannten Widerstand zum Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204, seinen Anschluß 4 nach Masse, wodurch der Transistor 214 gesperrt wird. Der Kondensator 229 entlädt sich jetzt und verringert die Sperrzeit des Transistors 214. Kurz vor der Sperrung fließt Strom über die Diode 241, die Wicklung 138 und durch den Kollektor des Transistors 214 nach Masse. Sobald dieser sperrt, wird die Spannung an der Klemme 5 der Wicklung 138 positiv gegenüber derjenigen an der Klemme 6. Dies ist durch die magnetisch« Energie in der Wicklung 138 bedingt. Hierdurch wird die Klemme 3 der Wicklung 136 in Fig. 2 ebenfalls positiv gegenüber der Klemme und die in der Wicklung 138 gespeicherte Energie wird in die Wicklung 136 übertragen, so daß der Schalttransistor 115 durchschaltet. Sobald dies geschehen ist, verstärkt der Strom in der Wicklung 118 den Basistreiberstrom durch die Wicklung 136 und hält den Schalttransistor 115 bei Sättigungsstrom durchgeschaltet. Der Schalttransistor 115 bleibt solange durchgeschaltet, wie sich der An-

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schluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massepotential befindet. Der durchgeschaltete Transistor 115 liefert über den Leistungstransformator 301 und dessen Sekundärwicklung 107 Energie an die Last 127. Keine Abschaltung erfolgt in ähnlicher Waise wie zuvor in bezug εηιί den Schalttransistor 126 beschrieben wurde. Liegt die Ausgangsspannung des Dual-NAND-Gatters 204 am Anschluß 5 auf Masse, so wird hierdurch der Transistor 213 gesperrt gehalten, und liegt der Stift 3 auf Masse, so erfolgt die Sperrung des Transistors 214.

Der gesamte Zyklus läuft folgendermaßen ab. Das 4OkKz~Schaltsignal 202-3 setzt der. Einzelimpulsgeber 212 in Gang, der die Anschlüsse 3 und 7 auf hohes Potential legt. Bei positivem Anschluß 3 beginnt die Ladung des Kondensators 215. Viird der Anschluß 7 positiv, so erhalten auch die Anschlüsse 2 und 6 des Dual-NAND-Gatters 204 positives Potential, so daß der Transistor 226 des Dual-NAND-Gatters 204 durchschaltet sobald das 2OkBz-Signal 202-1 positiv wird. Der Transistor 226' des Dual-NAND-Gatters 204 seinerseits wird durchgeschaltet, sobald das inverse Signal 202-2 positiv wird. Bei leitendem Transistor 226' liegt der Anschluß 5 des Dual-NAND-Gatters 204 auf Massenpotential und sperrt den Transistor 213. Wenn andererseits der Transistor 226 durchgeschaltet ist, liegt der Anschluß 3 des NAND-Gatters 204 an Masse und sperrt den Transistor 214.

Sobald der Kondensator 215 so weit aufgeladen ist, daß die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 gleich der Spannung an seinem Anschluß 5 ist, nimmt der Anschluß 7 niedriges Potential an, womit auch die Anschlüsse 2 und 6 des Dual-NAND-Gatters 204 auf niedriges Potential gehen und beide Transistoren 226'und 226 des Dual-NAND-Gatters 204 sperren. Damit steigt die Spannung am Anschluß 3 oder 5 an, so daß der entsprechende Transistor 213 bzw. 214 erneut leitend zu werden beginnt. Haben die

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Anschlüsse 1 und 2 des Dual-NAND-Gatters 204 positives Potential, so ist sein Transistor 226 durchgeschaltet und der Stromkreis verläuft von der 12,lVSpannung über den Widerstand 227, den Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 204, den Transistor 226 und den Anschluß 4 nach Masse. Damit nimmt der Anschluß 3 des Dual-NAND-Gatters 201 Massenpotential an und sperrt den Transistor 214. Der interne Schaltungsaufbau des Dual-NAND-Gatters 204 ist in Fig. 3 oberhalb des entsprechenden Blocks in gestrichelter Umrandung wiedergegeben. Die einzelnen Anschlüsse haben die gleichen Zeichnungen wie beim Block 204. Das 20kHz-Rechtecksignal 202-1 gemäß Fig. 4 erscheint an dem mit dem Anschluß 1 verbundenen einen Eingang eines MAND-Gatters im Dual-NAND-Gatter 204. An dem mit dem Anschluß 7 verbundenen Eingang des anderen NAND-Gatters im Dual-NAND-Gatter 204 tritt das 2OkHzT-Signal 202-2 auf. Die Kurve 202-3 zeigt: die 40kIIz-Schaltspannung, v/elche den Kondensator 215 aufzuladen beginnt, sobald der Anschluß 2 des Einzel-impulsgebers 212 durch ein negativ gerichtetes SchnLtsignaL 202-3 mit 4OkHz iir.pulsweise angestoßen wird. Die Kurve. 212-1 zeigt den Spannungsanstieg am Anschluß 6 des Einzelimpulsgobers 212, wenn der Kondensator 215 aufgeladen wird. Die schraffierte Fläche der Kurve 212-2 zeigt die Kurvenform, wenn dLe +5V-Sparmung an der Last 127 niedrig ist. Die schraffierte FLäche der Kurve 212-3 zeigt die Kurvenform, wenn diese Spannung hoch ist. Die Kurve 204-i Läßt die Breite der LeIstungsimpulse erkennen entsprechend angenähert der Zeit, in der die nicht gleichgerichtete Leistung an clU: Last 127 t;:>Langt. Die schraffierte FLäche der Kurve 204-2 LiJt großer für ti ine niedrige H5V-Spannung an der Last L27 und die schraffierte Fläche der Kurve 204-3 ist gering€:r, wenn die +5V-i'.ptuinunq ε>η der Last L27 hoch ist. Die Kurve 2Ot-LO zeigt das NAND-AuncfangssLqnaL, weLches aus der 20kIIz-Rechteckschwingung 2OJ-L und dem Aungangssignal am Anschluß 7 des Einzelimpuisgebers 2 12 abgeleitet wird. Dementsprechend zeigt die Kurve 204-L L das tIAt!D-Auügang:»5 ignaL, weLches durch eine NAND-Verknupfung der Ln-

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vertierten Rechteckschwingung von 2OkIIz und dem AusgangssigpaL am Stift 7 des Einzelimpulsgebers 212 abgeleitet ist. Das Ansteigen und Abfallen dar Kurve 20-1-12 zeigt die Impulsbreite bei niedriger +5V-Spannung an der Last 127, während die Kurve 20-1-13 die Impulsbreite bei hoher -H5V-Sparmung an der La.^cJt 127 wiode;rgibt.

Die Kurve 211-1 zeigt die Spannung an KoL Lektor den Tr&nc ist or;; 214 und die Kurve 213--L diejenige am Kollektor des Transistor« 213, wobei die Kurve 213-2 die Dauer der Sperrzeit bei niedriger -1-3V-Spannung an der Last 127 und die Kurve 212-3 die Dauer der Sperrzeit bei hoher -HSV-Spannung an der Last 127 v/iedergibt. Auf; do ι Kurve 115-1 ist der KoI lcktorstrom des Schalttransistors ILT; ersichtlich. Der Kollektorstrom des SchaLttransistors 116 ist Ln der Kurve 116-1 wiedergegeben, während die Kurve 1L6--2 die tirei.tti der LeistungtsiropuLse bei geringer Spannung an der Last 127 uric! die Kurve 1L6-3 die Breite der Leistungs inipu Lse bei hoher H)V--Spannung an der Last L27 zeLgt. Das Potentiometer 237 im Lade·· kreis des Kondensators 2if> wird bei 2T> C derart eLngoste 1 Lt, daß sich eine Zeitspanne von 5us ergibt, wahrend .bei norme·. Lcti Hf-triebsbedingungon beide Scha L ttran·; is toren gesperrt ?-:ind. Nähnif: dieser Sperrte!träum von 5 au; bLi; auf C) ab, wobei d Le Scha Lttr-.maistoren großer BeLastung unter L Logen, so nimmt die V/ahrücht i η ! i.c;h·- keit eines Tränt; Ls toraur.t'al Lsj zu.

Die Kurve 12 Ö zei.gt die der Last zucjeführten Leistungs ir.if>u L:h: α·ι der Kathode der Gleicht-ichterdiode. DLe schraffierte FLäch'.i Ln der Kurve L2Ü-2 entspriclit oiner niedrigen H^r>V-Spannung an der Last 12 7 und die schraffierte FUiclie der Kurve 12R-3 cLtier holuui H5V-Spannung an tier Last 127. Die Kurve L 2 '> zeigt die Ke;; twe 1 1 i gkeit der der Last zugeführten Spannung nach der GLüttung .lutci das iüebcjLLed, bestehend aus Langs Liuiuk t Lv L tat L25 und ParalU·¹-kondensator L29.

Ö09Ü2Ö/Ü56 )

Nimmt man an, daß die Spannung an der Last 127 niedrig ist, so wird der Kondensator 215 in Fig. 3 während einer längeren Zeitspanne geladen bis die Spannung am Anschluß 6 des Einzelimpulsgebers 212 gleich der Spannung am Anschluß 5, also kleiner als 5V ist. Die Kurve 212-2 zeigt einen Impuls längerer Dauer. Hierdurch ergibt sich ein breiterer Impuls 204-2 als Ausgangssignal des Einzelimpulsgebers 212 am Anschluß 7 in Fig. 3. Dies führt dazu, daß der Impuls 204-12 in Fig. 4 breiter wird und damit der Transistor 213 für die in der Kurve 213-2 wiedergegebene Zeitspanne gesperrt wird und somit der Schalttransistor 116 während der IrapuIsperiode 116-2 durchgeschaltet ist. Dies bewirkt die übertragung von mehr Energie an die Last 127, weil der Impuls 126-2 breiter ist.

Änderungen der Umgebungstemperatur können anhand von Fig. 4 in ähnlicher Weise verfolgt werden, indem man die gestrichelt eingezeichneten Änderungen der Kurven 212-4 und 212-5 beachtet. Der Einfluß der Temperatur auf die Impulsbreite tritt während der Dauer der Leistungszufuhr auf, ehe die Ausgangsspannungen geregelt werden, und während der Abschaltzeit nach dem Außertrittfallen der Ausgangsspannungen und ehe die großen Leistungsspeicherkondensatoren 113 und 114 in Fig. 2 voll entladen sind.

Fig. 5 zeigt die Uberbrückungsdauer in ms in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur in C. Die uberbrückungsdauer ist die Zeit," in welcher nach einem Ausfall der Eingangswechselspannung die Ausgangsgleichspannung noch erhalten bleibt. Bei normaler Betriebstemperatur ist die Uberbrückungszeit bei vorhandener Temperaturkompensation gemäß der Erfingung größer als beim Stand der Technik, was sehr erwünscht ist. Oberhalb des Betriebstemperaturbereichs ist die Uberbrückungszeit mit Temperaturkompensation kleiner als beim Stand der Technik, was ebenfalls erwünscht ist.

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Bei höheren Temperaturen erhöhen sich die Anstiegs- und Abklingzeiten der Transistoren beträchtlich, wodurch möglicherweise Überschlag-Stromspitzen entstehen können. Beim Stand der Technik entstehen hier Überbeanspruchungen hervorrufende Stromspitzen bei hohen Temperaturen, wodurch d\e Ausfallrate der Bauteile, insbesondere der Schalttransistoren, erhöht wird. Durch die erfindungsgemäße Verringerung der Überbrückungszeit bei hohen Temperaturen wird die die Transistoren gefährdende Wahrscheinlichkeit von Üborbeansprnchungen verringert, und damit die Lebensdauer der Schaltkreise erhöht.

Fig. 6 zeigt die überstroui-überwachungsschaltung 3QC. Die Primärwicklung 119 des Leistungstransformators 101 liegt in Reihe mit der Primärwicklung des Überstromtransformators 1O2. Seine Sekundärwicklung ist an eine Gleichrichterbrtickenschaltung, bestehend aus 4 Dioden 301, 304, 305, 306 angeschlossen. Der Verbindungspunkt der Dioden 304 und 306 liegt an Masse, während der gegenüberliegende Diagonalpunkt zwischen den Dioden 3Ol und 3O5 mit dem Anschluß 6 des Überstromverstärkers 307 verbunden sowie übet einen Widerstand 302 an Masse angeschlossen ist. Die Anschlüsse und 6 des Verstärkers 307 sind miteinander verbunden. und dem Widerstand 302 ist ein Kondensator 303 parallel geschaltet. Ein Kondensator 309 liegt parallel zu einer Zenerdiode 308 zwischen dem Anschluß 5 und Masse. Der Anschluß 5 ist geerdet, während die Anschlüsse 4 und 8 zusammen einerseits über einen Widerstand 310 an eine Spannung von 4l8V und andererseits über eine Diode 311 an eine Spannung von +12V angeschlossen sind. Der Anschluß 7 steht mit dem Verbindungspunkt 242 in Fig. 3 in Verbindung, an den der Kondensator 234,die Diode 233 sowie der Widerstand 231 angeschlossen sind. Beim Überstromverstärker 307 handelt es sich vorzugsweise, wie erwähnt, um einen Verstärker vom Typ 555-2.

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Die Primärwicklung des überstromtransformators 102 erfaßt den Strom durch die Primärwicklung 119 des Leistuiigstransformators 101. Dieser Strom wird auf die Sekundärwicklung des überstromtransformators 102 übertragen. Ist die Spannung an der Klemme 1 positiv, so verläuft der Stromkreis über die Diode 301 und die Parallelschaltung aus Widerstand 302 und Kondensator 303 über die Diode 304 zur Klemme 2 des Überstromtransformators. Ist hingegen die Spannung an der Klemme 2 positiv, so fließt der Strom über die Diode 305, die Parallelschaltung von Widerstand 302 und Kondensator 301 sowie über die Diode 306 zur Klemme 1. In beiden Fällen erscheint der Spannungsabfall am Widerstand 302, dem der Widerstand 303 parallel geschaltet ist, zwischen den Anschlüssen 2 und 6 des Überstromverstärkers 307 und ist der übertragenen Leistung proportional. Durch eine Zenerdiode 308 wird der Anschluß 5 des Verstärkers 307 auf 6,2V festgehalten. Der Kondensator 309 verringert das Rauschen der Zenerdiode. Falls die von der Last aufgenommene Leistung einen bestimmten Wert überschreitet, wird die Spannung an den Anschlüssen 2 und 6 des überstrom-Verstärkers 307 größer als die Spannung am Anschluß 5, so daß der Anschluß 7 den Verbindungspunkt 244 in Fig. 3 an Masse legt und damit den Kondensator 234 entlädt. Dieser ist normalerweise über den Widerstand 231 auf 12,IV aufgeladen. Die Diode 233 ist in Rückwärtsrichtung vorgespannt. Beim Entladen des Kondensators fließt Strom aus dem Anschluß 13 des Bezugsverstärkers 205 über den Widerstand 232 und die Diode 233. Der Anschluß 13 des Bezugsverstärkers 205 hat eine hohe Ausgangsimpedanz, so daß der Strom über den Anschluß 13 den Anschluß 5 des Einzelimpulsgebers 212 auf niedriges Potential setzt. Sobald die Ladung des Kondensators 215 anfängt, wenn das 40kHz-Schaltsignal 202-3 am Anschluß des Einzelimpulsgebers 212 auf einen niedrigen Wert umschaltet, nimmt der Anschluß 7 fast sofort hohes Potential an und hält die Transistoren 213 und 214 für eine kurze Zeitspanne gesperrt und schaltet die Transistoren 115 und 116 für eine sehr kurze Zeitspanne durch. In Fig. 4 zeigen die Kurven 212-6, 204-6, 204-16,

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214-^, 115-6 und 128-6 die beträchtlich reduzierte Leistungsabgabe an die Lasb 127.

Bei Abnahme der Ausgangsleistung verringert sich der Strom durch die Primärwicklung des überstrcwnstransformators lO2, so daß die in seiner Sekundärwicklung induzierte Spannung ebenfalls geringer wird und damit auch die Spannung an der Parallelschaltung von Widerstand 302 und Kondensator 303. Damit verringert sich die Spannung an den Anschlüssen 2 und 6 dss überstromverntcIrkerE 307 unter den Wert von 6,2V cm Anschluß 5. Als Folge hiervon schaltet der Anschluß 7 die Masseverbindung vom Verbindungspunkt 244 ah. Damit wird der Kondensator 23 4 in Fig. 3 über den Widerstand 231 auf 12,IV aufgeladen. Die Gleichspannung am Kondensator 234 steuere die maximal verfügbare Leistungsimpulsbreite, indem sie Strom aus dem Anschluß 13 des Bezugsverstärkers 205 über den Widerstand 232 und die Diode 233 entnimmt. Mit der Ladung des Kondensators 23 4 steigt die Spannung am Anschluß 10 des Bezugsverstärkers 205 allmählich an, wodurch die Leistungsimpulsbreite zunimmt, um die Spannung von +5V an der Last 127 aufrechtzuerhalten. Hierdurch wird langsam die induktive Belastung des Leistungstransformators 101 erhöht und es werden Kollektorstromspitzen in den Schalttransistoren 115 und 116 vermieden sowie^amit auch eine Sättigung des Leistungstransformators 101. Die Diode 311 und der Widerstand 310 stellen sicher, daß die Spannung an den Anschlüssen 4 und 3 des Überstromverstärkers 307 verfügbar ist, falls die +12V-Versorgung nach Masse kurzgeschlossen wird. In diesem Fall fließt Strcm von der Klemme +15V über den Widerstand 310 zu den Anschlüssen 4 und Die Diode 311 ist in Sperrichtung vorgespannt und blockiert jeglichen Stromfluß zu der an Masse liegenden +^V-Versorgungsleitung.

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Flg. 7 zeigt: den Leistungsüberwachungsstromkreis 4OO. Das Signal 4O6 an seinem Ausgang 1st ein logisches Schaltsignal, welches Im Fall einer Unterbrechung der Stromzufuhr einen angeschlossenen Digitalrechner stillsetzt. Rechner dieser Art sind im allgemeinen mit geeigneten Logikschaltungen ausgestattet, um beim Empfang eines solchen Signales die einzelnen Komponenten in geeigneter Reihenfolge ordnungsgemäß stillzusetzen. Diese Schaltungsteile des Rechners sind nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung. Sie bilden den Empfänger für das in der Schaltung gemäß Fig. 7 erzeugte Störsignal. Dieses Signal hat während der Leistungseinschaltung und während der Leistungsabschaltung den Wert O und hat den Wert +5V nach^dem alle Spannungen geregelt und unter Kontrolle sind. Während jedes Ausfalls der Eingangswechselspannung schaltet das Zustandssignal 4O6 auf Null und weist somit das System an, ordnungsgemäß abzuschalten und noch darÜberhinaus _r daß noch für wenigstens eine Dauer von 2 ms die Gleichstromleistung zur Verfugung steht.

Fig. 2 zeigt die Schaltungsanordnung, welche die Spannung an der Sekundärwicklung 1O6 des Leistungstransformators 1Ol Überwacht und mittels der Dioden 4O7 und 4O8 gleichrichtet. Die gleichgerichtete Spannung gelangt, wie die Fig. 2 und 7 erkennen lassen, an Eingänge der überwachungsschaltung 400; und zwar zeigt Fig. 7 daß die Kittelanzapfung 7 der Sekundärwicklung 1O6 des Leistungstransformators 1Ol an Nasse liegt, während die Wicklungsenden 6 und 8 über je eine Diode 4O7 bzw. 4O8 ah einen Widerstand 4O9 angeschlossen ist, der mit der Kathode einer Zenerdiode 4IO in Verbindung steht., Ihre Anode ist mit der Anode einer Diode 411 verbunden, deren Kathode am Yerbindungspunkt eines Widerstandes 412, eines Kondensators 413 und der Anode einer weiteren Diode 414 liegt. Deren Kathode steht einerseits Ober einen Kondensator 415 mit Masse in Verbindung und 1st andererseits an die Anode einer Diode 418 angeschlossen. Die nicht mit der Diode 411 verbundenen Anschlüsse von Widerstand 412 und Kondensator 413 liegen ebenfalls

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an Masse. Der Kathode der Diode 418 wird von der Leitung 420 her eine Spannung von +12V zugeführt und gelangt außerdem an die Eingänge 4 und 8 des Netzüberwachungsverstärkers 401. Bei diesem handelt es sich um einen Verstärker vom Typ 555-2. Sein Anschluß liegt an Masse, während die Anschlüsse 2 und 6 am Verbindungspunkt der Diode 411 und 414 liegen. Der Anschluß 3 steht über einen Widerstand 419 mit der Basis eines Transistors 402 in Verbindung. Der Anschluß 5 ist an die eine Seite der Erregerwicklung 416 eines Relais 404 angeschlossen, deren andere Seite ebenfalls von der Leitung 420 eine Spannung von +12V erhält. Der Relaiswicklung ist eine Diode in Sperrichtung parallel geschaltet. Vom Anschluß 5 ist ferner eine Zenerdiode 417 nach Masse geschaltet. Gleichfalls geerdet ist der Emitter des Transistors 402, dessen Kollektor einerseits an den Relaiskontakt 405 und andererseits über einen Widerstand 403 an eine Leitung 421 mit einer Gleichspannung von +5V geführt ist. Der Relaiskontakt 405 liegt somit zwischen Kollektor und Emitter des Transistors 402 bzw. zwischen Kollektor und Masse. Am Widerstand 403 wird das Leistungsausfallsignal 406 abgegriffen.

Pig. 8 zeigt den Aufbau des Netzüberwachungsverstärkers 401, während Fig. 9 die zeitliche Lage der einzelnen Signale wiedergibt. Sobald die Stromversorgungseinrichtung eingeschaltet wird, hält der Ruhekontakt 405 des Relais 404 das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential. Dann steigt die Spannung auf der Leitung 420, welche aus der Spannungsquelle 104 gewonnen wird, an und sobald die Spannung am Anschluß 8 des Netzüberwachungsverstärkers 401 einen Wert von +4V erreicht, entsprechend der minimalen Betriebsspannung des Netzüberwachungsverstärkers 401, fließt Strom vom Anschluß 3 des Verstärkers 401 über den Widerstand 419 in die Basis des Transistors 402, so daß dieser anspricht und das Netzüberwachungssignal 406 auch über die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 402 an Masse legt.

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Der Anschluß 3 des Verstärkers 401 hat immer dann positives Potential, wenn der Anschluß 5 eine höhere Spannung aufweist als der Anschluß 6. In diesem Fall ist die Zenerdiode 410 in Sperrrichtung vorgespannt und verhindert Stromf.luß durch den Widerstand 412, so daß die Anschlüsse 2 und 6 nahe Massepotential gehalten werden. Der Stromkreis zum Anschluß 5 führt von der +12V-Leitung 420, welche zu dieser Zeit eine Spannung von +4V hat, über die Relaiswicklung 416 zum Anschluß 5 und, gemäß Fig. 8, über die Widerstände 426 und 427 nach Masse am Anschluß 1. Somit wird der Anschluß 5 praktisch auf eine Spannung von 4V gebracht, da die Widerstände 426 und 427 im Vergleich zur Erregerwicklung 416 des Relais 404 einen hohen Widerstand aufweisen. Wenn die Spannung am Anschluß 5 höher ist als am Anschluß 6, so setzt das Ausgangssignal des Vergleichers 421 das Flip-Flcp 423, was dazu führt, daß die Ausgangsstufe 424 am Anschluß 3 ein Ausgangssignal hohen Pegels liefert.

Fig. 9 zeigt, daß die Spannung am Anschluß 3 zur Zeit T, anwächst, wenn die Spannung am Anschluß 5 etwa 4V beträgt. Die Schaltungsanordnung, welche das Netzüberwachungssignal auf Massepotential hält, besteht aus der Versorgungsleitung 421 mit +5V, dem Widerstand 403 und der Kollektor-Emittorstrecke des Transistors 402 nach Masse. Der Widerstand 419 begrenzt den Basisstrom des Transistors 402.

Erreicht die Spannung auf der Leitung 420 etwa 10V, so spricht das Relais 404 an, indem Strom von der Leitung 420 über die Erregerwicklung 416 und die Zenerdiode 417 nach Masse fließt. Damit öffnet das Relais seinen Ruhekontakt 405. Gleichwohl bleibt das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential, weil der Transistor 402 durchgeschaltet ist. Diese Schaltung hält mit der Zenerdiode 417 die Spannung am Anschluß 5 auf 6,2V fest.

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Liegt die positive Spannung an der Klemme 6 der Sekundärwicklung oberhalb der Durchbruchspannung der Zenerdiode 410, so ist der Stromkreis über die Diode 407, den Widerstand 409, die Zenerdiode 410, die Diode 411 und den Parallelkreis aus Widerstand und Kondensator 413 zur Klemme 7 der Sekundärwicklung 106 geschlossen. Der Kondensator 415 wird über die Diode 414 aufgeladen. Sobald die Spannung an den Kondensatoren 413 und 415 einen V7ert von 6,2V erreicht, die an den Anschlüssen 2 und 6 des Netzüberwachungsverstärkers 401 stehen, schaltet der Ausgangsanschluß 3 des Verstärkers auf Massepotentiai um und sperrt den Transistor 402. Damit wird das Netzüberwachungssignal 406 auf +5V gebracht, weil die Leitung 406 nunmehr nur noch über den Widerstand 403 mit der Leitung 421 in Verbindung steht. In Fig. 8 hat der Anschluß nunmehr eine Spannung von 6,2V. Wenn die Spannung am Anschluß 6 den Wert von 6,2V überschreitet, setzt das Ausgangasignal des Vergleichers 429 das Flip 423 zurück und damit den Anschluß 3 der Ausgangsstufe 424 auf Null. Wie Fig. 9 zeigt, geschieht dies zum Zeitpunkt T-, wenn die Anschlüsse 2 und 6 auf 6,2V liegen und das Netzüberwachungssignal 406 auf einen hohen Pegel umschaltet.

Im bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Zeitkonstanten der Schaltkreise derart gewählt, daß die +5V-Spannungsquelle 105 in Fig. 1 für wenigstens 4ms in geregeltem Zustand läuft ehe das Netzüberwachungssignal 406 auf +5V umschaltet. Die Diode 414 und der Kondensator 415 erhöhen die Zeitkonstante des Netzwerks, bestehend aus Widerstand 412 und Kondensator 413 während der Einschaltdauer. Die Diode 414 verhindert die Entladung des Kondensators 415. Die Diode 411 blockiert eine Entladung des Kondensators 413 während der Halbwellen, in denen die Sekundärwicklung 106 an Masse liegt. Die Zenerdiode 410 hatte im Ausführungsbeispiel eine Spannung von 22V, um sicherzustellen, daß das Netzüberwachungssignal 406 mit den Widerständen 409 und 412 sowie der Diode 411 während der Einschaltzeit auftritt, wenn die Eingangswechselspannung erst lOOV beträgt. Bei Ausfall der Eingangswechselspannung ist die Strom-

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versorgungseinrichtung solange in Betrieb, wie die Eingangswechselspannung größer als 90V ist. Während des Abschaltens, sei es gewollt durch die Bedienungsperson, oder infolge eines Netzausfalls, geht das Überwachungssignal 406 wenigstens 2ms früher auf Massepotential über, ehe d-ie Regelung der Gleichspannungen ausfällt.

Beim Ausfall der Netzwechselspannung beginnt sich der Kondensator 413 zu entladen, weil die Spannung an der Sekundärwicklung 106 abnimmt. Wenn die Spannung am Kondensator 413 einen niedrigeren Wert von beispielsweise 3,1V erreicht, schaltet der Anschluß des Netzüberwachungsverstärkers 401 auf ein hohes Potential um, schaltet damit den Transistor 402 durch und zieht somit das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential. In Fig. 8 wird die Spannung am Anschluß 2 niedriger,und sobald sie den Wert von 3,1V erreicht, gleicht sie der durch die Widerstände 426 und 427 auf 3,IV herabgeteilten Spannung von 6,2V am Anschluß 5, so daß der Vergleicher 422 mit seinem Ausgangssignal das Flip-Flop 423 setzt und damit die Ausgangsstufe 424 am Anschluß 3 ein Signal hohen Pegels liefert. Fig. 9 zeigt, daß dies zur Zeit T₃ geschieht, wenn die Anschlüsse 2 und 6 auf einer Spannung von 3,1V liegen und das Netzüberwachungssignal 406 auf Null abfällt. Die Diode 418 läßt die Ladung vom Kondensator 415 abfließen, sobald die Spannung von +12V auf der Leitung 420 verschwunden ist. Die Bauteile sind derart ausgewählt, daß die Ausgangsgleichspannungen noch wenigstens 2ms geregelt zur Verfügung stehen/ nachdem das überwachungssignal 406 auf Massepotential abgefallen ist.

Sobald die +12V-Spannung auf der Leitung 420 unter einen Wert von 7V absinkt, fällt das Relais 404 ab und schließt damit seinen Ruhekontakt 405. Damit wird das Netzüberwachungssignal 406 auf Massepotential festgehalten. Die Vorder- und Rückflanken des Netzüberwachungssignals 406 treten mit Sicherheit stoßfrei auf, weil der Transistor 402, gesteuert durch den Verstärker 401, wenigstens 3V Hysterese hat und den gesamten Schaltvorgang bewerkstelligt.

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Während des Einschaltens tritt das Netzüberwachungssiqnal 406 auf, sobald die Rech-teckspannung an der Sekundärwicklung 106 größer ist als

V_{z410 +} 1,5V

Während.des Abschaltend schaltet das Netzüberwachungssignal 406 auf Masse um, sobald die Rechteckspannung an der Sekundärwicklung 106 kleiner ist als

+ v_z410 + i,5v

412 ^4iO

Während des Einschaltens tragen die Kondensatoren 413 und 415 sowie die Parallelschaltung der Widerstände 409 und 412 zur Verzögerungszelt von 4ms bei, welche zwischen dem Erreichen der geregelten Gleichspannungen und dem übergang des Netzüberwachungssignals 406 auf 4-5V liegen.

Während des Abs ehalt ens sind die Entladung des Kondensators 4,13 und die Parallelschaltung der Widerstände 409 und 412 an der Verzögerung von 2ms beteiligt zwischen dem Abfallen des Netzüberwachungssignals 406 auf Massepotential und dem Schwinden der geregelten Gleichspannungen. Die obengenannten Schaltkreise wirken mit den Kondensatoren 113 und 114 aus Fig. 2 zusammen, um die genannten Seitintervalle zu erreichen.

Die Erfindung führt su einer Stromversorgungseinrichtung, «reiche einerseits bei kurxteitigen Schwankungen der Netzwechselspannung nicht sofort zu einer Abschaltung der su versorgenden Verbraucher führt, sondern eine entsprechende überbrückungsfähigkeit fttr solche Kur!störungen aufweist und dem Verbraucher für diese Seit hoch

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genügend Leistung zur Verfügung stellt, damit der Verbraucher
insbesondere ein Rechnersystem in geordneter Weise in einen Unterbrechungszustand übergehen kann. Andererseits werden durch geeignete Temperaturkompensationsmaßnahmen die kritischen Bauelemente, insbesondere die Schalttransistoren des Wechselrichters,gegen
überlastung geschützt, wobei ihre Leistungsfähigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur voll ausgenutzt wird. Insbesondere beim
Ein- und Abschalten der Stromversorgungseinrichtung wird eine zuverlässige Regelung der Ausgangs-Niedervoltgleichspannung für den Verbraucher auch dann gewährleistet, wenn hohe Umgebungstemperaturen gegeben sind. Die an den Verbraucher abgegebene Niedervoltgleichspannung wird ständig ebenso überwacht, wie die Eingangswechselspannung. Darüber hinaus wird vermieden, daß der Leistungstransformator des Wechselrichters in Sättigung geht.

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Claims

IiONErVfELL INFORMATION SYSTEMS INC. ■ 09. ÜEZ. 1977 2CO Smith Street · ■·■ . . un, Mass., USA ■"■ 5101614 Ge Stromversorgungseinrichtung Patent ansprüche:

1. Stromversorgungseinrichtung nit Leiptungstrancformator zur Erzeugung einer stabilisierten Niedervolt-Vernorgungsgleichspannung dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (119) dos Leistungstrancformators (101) abwechselnd über eine erste Schalteinrichtung (115) oder über eine in Gegenrichtung hierzu stromdurchläscige zweite Schalteiu richtung (116) an eine Gleichspannungsquelle (113, 114) abschließbar und an die beiden SchaJ heinrich tuncfen Γ115, 116) eine Steuereinrichtung (200, 201, 117, 122) angeschlossen ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 für mehrere Verbraucher dadurch gekennzeichnet, daß jeder Verbraucher (127) an eine Sekundärwicklung (107) des Leistungstransformators (101) angeschlossen ist und die Steuereinrichtung (200, 201, 117, 122) einen Detektor (200, 205) für die wenigstens einem der Verbraucher (127) zugeführte Niederholtspannung aufweist, welcher diese Verbraucherspannung mit einer Bezugsspannung (+f>V) vergleicht,

und daß eine durch die festgestellte Differenz dieser beidon ur.cjir.i beoinfluBte Steuerschaltung (202, ?12) die beiden

Schr-lvcinvj chtungcn (lib, 116) abwechselnd durchschaltet.

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3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet^, daß die Steuerschaltung (202,204). 212) einen Impulsgenerator (202, 212) zur Erzeugung einer Impulsfolge (202-1) nit der genannten Spannungsdifferenz
proportionaler Impulsbreite sowie eine Gatterschaltung (204) zum selektiven Durchschalten der Impulsfolge ein die Scha Iteinrichtungen (115, 11G) aufweist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 , d a d u r c h gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (202, 212) einen an den Detektor (200, 205) angeschlossenen und entsprechend der Differenznpannung aufladbaren Kondensator (215) aufweist und die Spannung am Kondensator die Breite der Impulse in der erzeugten Impulsfolge steuert.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4,dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (215) eine
von der Umgebungstemperatur abhängige Kapazität, vorzugsweise einen negativen Temperaturkoeffizienten hat.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 - 5, d a durch gekennzeichnet, daß die Gatterschaltung (204) zwei NAND-Gatter aufweist und dar Impulsgenerator (202, 212) eine zur ersten Impulsfolge (202-1)
komplementäre zweite Impulsfolge (202-2) erzeugt und jede der beiden Impulsfolgen jeweils einem, der beiden NAND-Gatter zugeführt wird.

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7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 - 6 , dadurch gekennzeichnet, daß mit der Primärwicklung (119) des Leistungstransformators (101) die Primärwicklung eines Stromwandlers (102) in Reihe geschaltet und an dessen Sekundärwicklung eine Uberstrom-Überwachungsschaltung (300) angeschlossen ist, welche im Falle von überstrom die Leistungszufuhr zum Verbraucher schnell verringert und anschließend langsam wieder erhöht.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,dadurch gekennzeichnet, daß die Überstrom-Überwachungsschaltung (300) die Impulsbreite der den Schalteinrichtungen (115, 116) zugeführten Impulsfolgen steuert.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet , daß an die Sekundärwicklung des Stromwandlers (102) ein Gleichrichter (301, 304, 3O5, 306) angeschlossen sowie eine Vergleichsschaltung (307) vorgesehen ist, welche die gewonnene Gleichspannung mit einer Bezugsspannung (308, 309) vergleicht und im Falle von überstrom ein Erdungssignal liefert.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9,dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsbreiten-Steuerschaltung (200, 201) einen durch das Eingangssignal schnell entladbaren Kondensator (234) aufweist, der bei Wegfall des Erdungssighales langsam aus der Vergleichsschaltung (307) aufgeladen wird.

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11. Schaltongaanordnung nach einem der Ansprüche 3—10 mit wenigstens einem SchalttransisLor als Schalteinrichtung, d a ■ durch gekennzeichnet, daß an den Impulsgenerator (202, 212) wenigstens ein Steuertrannformator (117, 122) angeschlossen und der Schalttransir.tor (315, 116) mit seiner Basis an den Steuertransformator (117, 122) und mit einer nainer Hauptelektroden an die Primärwicklung (119) des Leistungstransfoimators (1O].) angeschlossen ist,

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 mit zwei Schalttran-· sistoren, dadurch gekennzeichnet, daß beide Schalttransistoren (115, 116) parallel an eine Klemme der Primärwicklung (119) des Leistungstransformators (101) angeschlossen sind und die Steuerschaltung (201, 138, 135) die beiden Schalttransistoren abwechselnd durchschaltet.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 mit zwei Steuertransfor·· matoren, dadurch gekennzeichnet, daft die Primärwicklungen (138, 135) der beiden Steuertransfoririatoren (117, 122) an den Impulsgenerator (202) und ihre Sekundärwicklungen (136, 118 ; 137, 123) an die Schalttransirtoren ( 115, 116 ) angeschlossen sind.

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 - 13, d a durch gekennzeichnet, daß ein Taktgeber (202) des Impulsgenerators (202, 212) eine dritte Impulsfolge (202-3) erzeugt, deren Frequenz doppelt so hoch ist wie die Frequenz der beiden komplementären Impulsfolgen (202-1, 202-2) und daß die Schaltung (212)zur Steuerung der Impulsbreite durch diese dritte Impulsfolge gesteuert wird.

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15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 - 14, d a durch gekennzeichnet, daß den Primärwicklungen (.138, 135) der beiden Steuertransformatoren (117, 122) je eine Treiberschaltung ( 214, 213) zugeordnet und eingangsseitig an die Gatterschaltung (204, 226, 226') angeschlossen ist.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch. gekennzeichnet, daß jeder Steuertransformator (117, 122) zwei mit einer Schalteinrichtung (1.15, 116) in Reihe geschaltete Sekundärwicklungen (136, 118; 137, 123) aufweist.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 und 16,dadurch gekennze ichnet, daß die Basis jedes Schalttransistor« (115, 116) mit zwei Sekundärwicklungen ( 136, 118; 137, 123) in Verbindung steht.

18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-17, in der eine Wechselspannung zunächst gleichgerichtet und diese Gleichspannung in eine Niedervolt-Gleichspannung umgewandelt wird; dadurch gekennzeichnet, daß eine Meßschaltung (400) für die Niedervoltgleichspannung vorgesehen ist, die vor Einschaltung der Stromversorgungseinrichtung ein erstes Zustandssignal ( 0 ) liefert, die ein zweites Zustandssignal ( 1 ) liefert,sobald die Niedervolt-Gleichspannung einen vorgegebenen ersten Wert erreicht, und die wiederum das erste Zustandssignal ( 0 ) abgibt, wenn die Niedervolt-Gleichspannung einen vorgegebenen zweiten Wert unterschreitet.

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19. Schaltungsanordnung nach Anspruch. IB- d a d u r c h gekennzeichnet, daß die Schaltung C4OO) zur Erzeugung des Zustandssi.gnciles einen Speicher ( 413) für eine der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung aufweist, einen Vergleicher ( 401 ) zum Vergleich dieser Spannung mit einer Bozugsspannung enthält und eine Schaltung ( 4O2, 4O3,-

■ 404, 4 2.1 ) zum Erzeugen eines vom Ergebnis des Vergleichs abhängigen Zustandssignals umfaßt.

20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, d a d u r c Ii g e kennzeichnet,-daß der Vergleicher ( 401 ) eine erste Vergleichsschaltung ( 429 ) aufweist, welche anspricht sobald die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung einer ersten Eezugsspannung gleicht, und ferner eine zweite Vergleichsschaltung ( 422 ) enthält, welche einspricht, wenn die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung einer zweiten , niedrigeren Bezugsspannung entspricht.

21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Bezugsspannung wenigstens doppelt so hoch ist wie die zweite.

22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20 oder 21, gekennzeichnet durch eine Urnschaltvorrichtung ( 4O2 ) für das Zustandssignal, welche dieses durch ein Ausgangssignal der ersten Vergleichsschaltung ( 429 ) auf einen zweiten Pegel ( +5V ) und durch ein Ausgangssignal der zweiten Vergleichsschaltung ( 422 ) auf einen ersten Pegel ( 0 ) legt.

23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, gekennzeichnet durch eine Schaltvorrichtung ( 404 ), welche das Zustandssignal anfänglich auf dem ersten Pegel ( 0 ) festhält.

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mm *7 em

24. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2O - 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher C4O1) eine eingangsseitig an die beiden Vergleichsschaltungon (429,422) angeschlossene bistabile Kippschaltung (423) enthält·! welche ihren ersten Schaltzustand einnimmt,

wenn die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung der ersten Bezugsspannung gleicht, und die ihren zweiten
Schaltzustand einnimmt, wenn die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung kleiner ist als die zweite Bezugsspannung .

25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Kippschaltung
(423) ihren zweiten Schaltzustand einnimmt, solange die der Niedervolt-Gleichspannung entsprechende Spannung der ersten Bezugsspannung noch nicht gleicht.

26. Schaltungsanordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet , daß die Umschaltvorrichtung (402) durch die bistabile Kippschaltung (423) gesteuert ist.

27. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 19 - 26, d a durch gekennzeichnet, daß der Speicher einen über Gleichrichter (4O7, 408) an den Leistungstransformator (101) angeschlossenen Kondensator (413) umfaßt.

28. Schaltungsanordnung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet , daß zwei Kondensatoren (413, 415) derart angeordnet sind, daß sie parallel aufgeladen werden, aber nur einer (413) entladen wird, wenn die Ausgangsspannung des Leistungstransformators (101) abfällt.

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29. Schaltungsanordnung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die der Niedervoit-Gleichspannung entsprechende Spannung während der Aufladung der Kondensatoren (413, 415) durch die Spannung an beide Kondensatoren und während der Entladung durch die Spannung an nur einem (413) der Kondensatoren gegeben ist.

30. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 19 - 29, d a durch gekennzeichnet, daß zwischen die Sekundärwicklung (106) des Leistungstransformators (101) und den Speicher (413, 415) eine Trennschaltung (410, 4.1.1) eingeschaltet ist, welche den Speicher während eines vorgegebenen Teils des Spannungsanstiegs vom Leistungstransformator trennt,

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