WO2024018813A1 - 電力変換装置および制御プログラム - Google Patents

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WO2024018813A1
WO2024018813A1 PCT/JP2023/023099 JP2023023099W WO2024018813A1 WO 2024018813 A1 WO2024018813 A1 WO 2024018813A1 JP 2023023099 W JP2023023099 W JP 2023023099W WO 2024018813 A1 WO2024018813 A1 WO 2024018813A1
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WO
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terminal
circuit
bridge circuit
bridge
switching
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Application number
PCT/JP2023/023099
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English (en)
French (fr)
Inventor
一馬 鈴木
祐一 半田
雄樹 筒
Original Assignee
株式会社Soken
株式会社デンソー
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Publication date
Application filed by 株式会社Soken, 株式会社デンソー filed Critical 株式会社Soken
Priority to JP2024534983A priority Critical patent/JPWO2024018813A1/ja
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the disclosure in this specification relates to a power conversion device and a control program.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device in which an inductance element such as a transformer is connected between AC terminals of two bridge circuits.
  • an inductance element such as a transformer
  • a power conversion device mounted on a moving body such as an electric vehicle is required to be small from the viewpoint of mountability. Since passive components such as capacitors and inductors account for a large proportion of the size of a power conversion device, it is effective to downsize the passive components.
  • a snubber capacitor is connected in parallel to a switching element that constitutes a bridge circuit, thereby reducing loss during switching by utilizing the charging operation of the snubber capacitor.
  • One objective of the disclosure is to provide a power conversion device and a control program that have high conversion efficiency over a wide range from light load areas to rated load areas.
  • the power conversion device which is one of the disclosures, is Multiple external connection terminals and Multiple bridge circuits individually connected to external connection terminals, an inductance element connected between AC terminals of any two bridge circuits capable of transmitting power;
  • a control unit that controls driving of switching elements constituting a plurality of bridge circuits,
  • a closed loop circuit including two bridge circuits and an inductance element has a capacitor connected between at least one of the AC terminals of the two bridge circuits and the inductance element;
  • the control unit drives the switching element at a switching frequency higher than the resonant frequency of the closed loop circuit.
  • a capacitor is provided in the closed loop circuit, and the switching element is driven in a frequency region higher than the resonant frequency of the closed loop circuit, that is, in an inductive region.
  • the control program which is another one of the disclosures, is Multiple external connection terminals and Multiple bridge circuits individually connected to external connection terminals, an inductance element connected between AC terminals of any two bridge circuits capable of transmitting power;
  • a control program applied to a power conversion device comprising, in a closed loop circuit including two bridge circuits and an inductance element, a capacitor connected between at least one AC terminal of the two bridge circuits and the inductance element.
  • Set the switching frequency higher than the resonant frequency of the closed loop circuit This includes driving switching elements constituting a plurality of bridge circuits at a switching frequency.
  • the switching element is driven in a frequency region higher than the resonant frequency of the closed loop circuit, that is, in an inductive region.
  • the current waveform approaches a sine waveform, and the current value during switching can be reduced.
  • a control program with high conversion efficiency can be provided over a wide range.
  • FIG. 1 is a diagram showing a power conversion device according to a first embodiment.
  • 5 is a timing chart showing switching operations and current and voltage waveforms.
  • FIG. 3 is a diagram showing the flow of current in each operation mode.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between switching frequency and impedance of an LC circuit.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between switching frequency and the amount of reduction in switching loss.
  • FIG. 3 is a diagram showing a port current waveform.
  • FIG. 3 is a diagram showing semiconductor loss. It is a figure showing the power converter device concerning a 2nd embodiment. It is a figure showing the power converter device concerning a 3rd embodiment. It is a figure showing the power converter device concerning a 4th embodiment.
  • FIG. 12 is a timing chart showing switching operations and current and voltage waveforms in a power conversion device according to a fifth embodiment. It is a figure showing the power conversion device concerning a 6th embodiment. It is a figure showing a modification. It is a figure showing a modification. It is a figure showing the power conversion device concerning a 7th embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing the effect of suppressing transformer bias magnetism. It is a figure showing a modification. It is a figure showing a modification. It is a figure showing the power conversion device concerning an 8th embodiment.
  • the power conversion device of this embodiment is applied to a mobile object.
  • the moving objects are, for example, electric vehicles such as electric vehicles (BEV), hybrid vehicles (HEV), and plug-in hybrid vehicles (PHEV), flying objects such as electric vertical takeoff and landing aircraft and drones, ships, construction machines, and agricultural machines.
  • BEV electric vehicles
  • HEV hybrid vehicles
  • PHEV plug-in hybrid vehicles
  • flying objects such as electric vertical takeoff and landing aircraft and drones, ships, construction machines, and agricultural machines.
  • the power conversion device can also be applied to stationary devices that require miniaturization.
  • FIG. 1 shows the overall configuration of a power conversion device 10 according to this embodiment.
  • the power conversion device 10 includes a plurality of external connection terminals 20, a plurality of bridge circuits 30, an inductance element 50, a capacitor 60, and a control section 70.
  • Power conversion device 10 further includes a smoothing capacitor 40.
  • the power converter 10 is a device that converts DC power into DC power. Power converter 10 is sometimes referred to as a DC-DC converter.
  • the external connection terminal 20 is a terminal for electrically connecting the power conversion device 10 to external equipment.
  • the external connection terminal 20 inputs or outputs power. For this reason, the external connection terminal 20 is sometimes referred to as an input/output terminal.
  • External devices include rechargeable and dischargeable secondary batteries, AC-DC conversion circuits, loads, and the like. All external devices connected to the external connection terminal 20 may be secondary batteries or AC-DC conversion circuits. Part of the external device connected to the external connection terminal 20 may be a secondary battery or an AC-DC conversion circuit, and the other part of the external device may be a load.
  • the power conversion device 10 of this embodiment includes three external connection terminals 20, specifically a first terminal 21, a second terminal 22, and a third terminal 23.
  • the first terminal 21H is a terminal on the high potential side
  • the first terminal 21L is a terminal on the low potential side.
  • the second terminal 22H is a terminal on the high potential side
  • the second terminal 22L is a terminal on the low potential side.
  • the third terminal 23H is a terminal on the high potential side
  • the third terminal 23L is a terminal on the low potential side.
  • the voltage at the first terminal 21, that is, the potential difference between the first terminals 21H and 21L is a high voltage of, for example, 300V or more. The same applies to the voltage at the second terminal 22 and the voltage at the third terminal 23.
  • the bridge circuit 30 is individually connected to the external connection terminal 20.
  • the bridge circuit 30 is connected in parallel to the external connection terminal 20.
  • the bridge circuit 30 has a high potential side DC terminal, a low potential side DC terminal, and an AC terminal.
  • the DC terminal on the high potential side is connected to the high potential side of the external connection terminal 20, and the DC terminal on the low potential side is connected to the low potential side of the external connection terminal 20.
  • the AC terminal is connected to an inductance element 50.
  • the bridge circuit 30 converts DC power into AC power, or converts AC power into DC power.
  • the bridge circuit 30 is sometimes called a power conversion circuit, an AC-DC conversion circuit, an inverter, or the like.
  • the bridge circuit 30 includes at least one series circuit of switching elements.
  • a series circuit is sometimes referred to as a bridge, switching leg, upper and lower arm circuit, etc.
  • the switching elements constituting the series circuit are, for example, MOSFETs and IGBTs.
  • MOSFET is an abbreviation for Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor.
  • IGBT is an abbreviation for Insulated Gate Bipolar Transistor.
  • the power conversion device 10 of this embodiment includes three bridge circuits 30, specifically, a first bridge circuit 31, a second bridge circuit 32, and a third bridge circuit 33.
  • the power conversion device 10 includes the same number of bridge circuits 30 as the external connection terminals 20.
  • Each bridge circuit 30 is a full bridge circuit including two series circuits.
  • the switching elements constituting the series circuit are all n-channel MOSFETs.
  • the diode shown in the figure is a parasitic diode of the MOSFET and is capable of freewheeling.
  • the first bridge circuit 31 has four switching elements Q11, Q12, Q13, and Q14.
  • the two switching elements Q11 and Q12 form a series circuit with the switching element Q11 on the high side.
  • the source of switching element Q11 and the drain of switching element Q12 are connected to each other.
  • the two switching elements Q13 and Q14 form a series circuit with the switching element Q13 on the high side.
  • the source of switching element Q13 and the drain of switching element Q14 are connected to each other.
  • the drains of the high-side switching elements Q11 and Q13 are connected to the high-potential side DC terminal of the first bridge circuit 31.
  • the sources of the switching elements Q12 and Q14 on the low side are connected to the DC terminal on the low potential side of the first bridge circuit 31.
  • the middle point (connection point) of the series circuit is connected to the AC terminal of the first bridge circuit 31.
  • the second bridge circuit 32 has a similar configuration to the first bridge circuit 31.
  • the second bridge circuit 32 has four switching elements Q21, Q22, Q23, and Q24.
  • the two switching elements Q21 and Q22 form a series circuit with the switching element Q21 on the high side.
  • the two switching elements Q23 and Q24 form a series circuit with the switching element Q23 on the high side.
  • the drains of the high-side switching elements Q21 and Q23 are connected to the high-potential side DC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the sources of the low-side switching elements Q22 and Q24 are connected to the low-potential side DC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the middle point (connection point) of the series circuit is connected to the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the third bridge circuit 33 also has a similar configuration to the first bridge circuit 31.
  • the third bridge circuit 33 has four switching elements Q31, Q32, Q33, and Q34.
  • the two switching elements Q31 and Q32 form a series circuit with the switching element Q31 on the high side.
  • the two switching elements Q33 and Q34 form a series circuit with the switching element Q33 on the high side.
  • the drains of the high-side switching elements Q31 and Q33 are connected to the high-potential side DC terminal of the third bridge circuit 33.
  • the sources of the switching elements Q32 and Q34 on the low side are connected to the DC terminal on the low potential side of the third bridge circuit 33.
  • the middle point (connection point) of the series circuit is connected to the AC terminal of the third bridge circuit 33.
  • the smoothing capacitor 40 is provided between the external connection terminal 20 and the bridge circuit 30. Smoothing capacitor 40 is connected in parallel to external connection terminal 20 . Smoothing capacitor 40 is connected in parallel to bridge circuit 30.
  • As the smoothing capacitor 40 for example, a film capacitor, an electrolytic capacitor, etc. can be adopted.
  • the power conversion device 10 includes the same number of smoothing capacitors 40 as the bridge circuits 30.
  • the power conversion device 10 of this embodiment includes three smoothing capacitors 40, specifically a first smoothing capacitor 41, a second smoothing capacitor 42, and a third smoothing capacitor 43.
  • the positive terminal of the first smoothing capacitor 41 is connected to the first terminal 21H on the high potential side, and the negative terminal is connected to the first terminal 21L on the low potential side.
  • the positive terminal of the second smoothing capacitor 42 is connected to the second terminal 22H on the high potential side, and the negative terminal is connected to the second terminal 22L on the low potential side.
  • the positive terminal of the third smoothing capacitor 43 is connected to the third terminal 23H on the high potential side, and the negative terminal is connected to the third terminal 23L on the low potential side.
  • the positive terminal of the smoothing capacitor 40 is connected to the DC terminal on the high potential side of the bridge circuit 30, and the negative terminal is connected to the DC terminal on the low potential side.
  • the smoothing capacitor 40 is sometimes referred to as a power conversion circuit together with the bridge circuit 30.
  • the first bridge circuit 31 performs power conversion between the AC terminal of the first bridge circuit 31 and the first smoothing capacitor 41 .
  • the DC voltage Vdc1 is the voltage across the first smoothing capacitor 41.
  • the first bridge circuit 31 converts, for example, a DC voltage Vdc1 into an AC voltage.
  • the second bridge circuit 32 performs power conversion between the AC terminal of the second bridge circuit 32 and the second smoothing capacitor 42 .
  • the DC voltage Vdc2 is the voltage across the second smoothing capacitor 42.
  • the third bridge circuit 33 performs power conversion between the AC terminal of the third bridge circuit 33 and the third smoothing capacitor 43.
  • the DC voltage Vdc3 is the voltage across the third smoothing capacitor 43.
  • the inductance element 50 is connected between the AC terminals of any two bridge circuits 30 capable of transmitting power.
  • the power converter 10 is capable of converting power by freely transmitting and receiving power between two bridge circuits 30 with an inductance element 50 in between.
  • the direction of power can also be freely controlled.
  • the power transmitting side is sometimes referred to as a primary side
  • the power receiving side is sometimes referred to as a secondary side.
  • the inductance element 50 of this embodiment is a transformer.
  • the transformer electrically isolates the two bridge circuits 30.
  • the power conversion device 10 includes two inductance elements 50, specifically a first transformer 51 and a second transformer 52.
  • the first transformer 51 is connected between the AC terminal of the first bridge circuit 31 and the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the first transformer 51 has a first coil 511 and a second coil 512.
  • the first coil 511 and the second coil 512 are magnetically coupled to each other, for example, via a core (not shown) included in the first transformer 51.
  • the first coil 511 is connected to the AC terminal of the first bridge circuit 31.
  • One end of the first coil 511 is connected to an AC terminal of a series circuit including switching elements Q11 and Q12, and the other end is connected to an AC terminal of a series circuit including switching elements Q13 and Q14.
  • the second coil 512 is connected to the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • One end of the second coil 512 is connected to an AC terminal of a series circuit formed by switching elements Q21 and Q22, and the other end is connected to an AC terminal of a series circuit formed by switching elements Q23 and Q24.
  • the number of turns of the first coil 511 is N12
  • the number of turns of the second coil 512 is N21. If the first bridge circuit 31 side is the primary side, the voltage Vt1 between the AC terminals of the first bridge circuit 31 and the turns ratio N21/N12 will be generated between the AC terminals of the second bridge circuit 32, which is the secondary side. A voltage Vt2 is generated according to the multiplied value.
  • the voltage Vt1 is sometimes referred to as the output voltage of the first bridge circuit 31.
  • the voltage Vt2 is sometimes referred to as the output voltage of the second bridge circuit 32.
  • the second transformer 52 is connected between the AC terminal of the first bridge circuit 31 and the AC terminal of the third bridge circuit 33.
  • the second transformer 52 has the same configuration as the first transformer 51.
  • the second transformer 52 has a first coil 521 and a second coil 522.
  • the first coil 521 and the second coil 522 are magnetically coupled to each other, for example, via a core (not shown) included in the second transformer 52.
  • the first coil 521 is connected to the AC terminal of the first bridge circuit 31.
  • One end of the first coil 521 is connected to an AC terminal of a series circuit including switching elements Q11 and Q12, and the other end is connected to an AC terminal of a series circuit including switching elements Q13 and Q14.
  • the second coil 522 is connected to the AC terminal of the third bridge circuit 33.
  • One end of the second coil 522 is connected to an AC terminal of a series circuit made up of switching elements Q31 and Q32, and the other end is connected to an AC terminal of a series circuit made up of switching elements Q33 and Q34
  • the number of turns of the first coil 521 is N13, and the number of turns of the second coil 522 is N31. If the first bridge circuit 31 side is the primary side, the voltage Vt1 between the AC terminals of the first bridge circuit 31 and the turns ratio N31/N13 will be generated between the AC terminals of the third bridge circuit 33, which is the secondary side. A voltage Vt3 is generated according to the multiplied value. The voltage Vt3 is sometimes referred to as the output voltage of the third bridge circuit 33.
  • Inductances L12 and L21 shown in FIG. 1 are leakage inductances of the first transformer 51. Inductances L12 and L21 are equivalent. Inductances L13 and L31 are leakage inductances of the second transformer 52. Inductances L13 and L31 are equivalent. Inductances L12, L13, L21, and L31 are equal to each other. Inductance is not limited to leakage inductance only. Additional inductors may be connected to the first transformer 51 and the second transformer 52.
  • the current IL12 is a current flowing through the inductance L12, that is, the first coil 511.
  • Current IL21 is a current flowing through inductance L21, that is, second coil 512.
  • Current IL13 is a current flowing through inductance L13, that is, first coil 521.
  • Current IL31 is a current flowing through inductance L31, that is, second coil 522.
  • the capacitor 60 is arranged in a closed loop circuit including two arbitrary bridge circuits 30 and an inductance element 50 connected between the AC terminals of the two arbitrary bridge circuits 30.
  • the capacitor 60 is connected between at least one of the AC terminals of the two bridge circuits 30 and the inductance element 50 in a closed loop circuit.
  • the closed loop circuit includes a capacitor 60.
  • Capacitor 60 is a resonance capacitor.
  • the power conversion device 10 of this embodiment includes two capacitors 60, specifically a first capacitor 61 and a second capacitor 62.
  • the first capacitor 61 is arranged in a closed loop circuit including the first bridge circuit 31 , the first transformer 51 , and the second bridge circuit 32 .
  • This closed loop circuit may be referred to as a first closed loop circuit below.
  • the first capacitor 61 is connected between the AC terminal on the side of the switching elements Q11 and Q12 in the first bridge circuit 31 and the first coil 511.
  • the first capacitor 61 forms an LC series resonant circuit with inductances L12 and L21, which are leakage inductances of the first transformer 51.
  • the second capacitor 62 is arranged in a closed loop circuit including the first bridge circuit 31, the second transformer 52, and the third bridge circuit 33.
  • This closed loop circuit may be referred to as a second closed loop circuit below.
  • the second capacitor 62 is connected between the AC terminals of the switching elements Q11 and Q12 in the first bridge circuit 31 and the first coil 521.
  • the second capacitor 62 forms an LC series resonant circuit with inductances L13 and L31, which are leakage inductances of the second transformer 52.
  • the capacitance value of the first capacitor 61 and the capacitance value of the second capacitor 62 are equal to each other. Therefore, the resonant frequency of the first closed loop circuit and the resonant frequency of the second closed loop circuit are equal to each other.
  • the second bridge circuit 32, the first transformer 51, the second transformer 52, and the third bridge circuit 33 form a closed loop circuit (third closed loop circuit). Based on the first closed loop circuit, the composite inductance in the third closed loop circuit is doubled and the composite capacitance is 1/2. Therefore, the resonant frequency of the third closed loop circuit is equal to the resonant frequency of the first closed loop circuit and the resonant frequency of the second closed loop circuit.
  • the control unit 70 controls the driving of the switching elements constituting each bridge circuit 30, specifically, the ON driving and OFF driving. Thereby, the control unit 70 converts the DC voltage into an AC voltage, and then converts the AC voltage into a DC voltage.
  • the control unit 70 controls power transmitted and received between the primary side and the secondary side.
  • the control unit 70 of this embodiment controls the driving of the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34.
  • the control section 70 includes a control circuit 71 and a drive circuit 72.
  • the control circuit 71 generates drive commands for operating the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34, and outputs them to the drive circuit 72.
  • the control circuit 71 outputs a PWM signal as a drive command.
  • PWM is an abbreviation for Pulse Width Modulation.
  • control circuit 71 of this embodiment is configured to include a dedicated computer.
  • the dedicated computer has at least one memory 711 and one processor 712.
  • the memory 711 is a non-transitory tangible storage medium that non-temporarily stores a computer-readable program 713 and data.
  • Program 713 includes computer readable instructions that, when executed by processor 712, cause processor 712 to perform various functions.
  • the processor 712 constructs a plurality of functional units by executing a plurality of instructions included in a program 713.
  • the processor 712 is a processing unit that executes predetermined processing by executing instructions of a program 713.
  • the memory 711 is at least one type of storage medium, such as a semiconductor memory, a magnetic medium, an optical medium, or the like.
  • the memory 711 can employ various storage media such as RAM, ROM, HDD, and SSD.
  • RAM is an abbreviation for Random Access Memory.
  • ROM is an abbreviation for Read Only Memory.
  • HDD is an abbreviation for Hard-disk Drive.
  • SSD is an abbreviation for Solid State Drive.
  • the processor 712 includes, for example, at least one type of CPU, MPU, GPU, DFP, etc. as a core.
  • CPU is an abbreviation for Central Processing Unit.
  • MPU is an abbreviation for Micro-Processing Unit.
  • GPU is an abbreviation for Graphics Processing Unit.
  • DFP is an abbreviation for Data Flow Processor.
  • the control circuit 71 may be realized by combining multiple types of arithmetic processing devices such as a CPU, MPU, and GPU.
  • the dedicated computer configuring the control circuit 71 may be realized as an SoC.
  • SoC is an abbreviation for System on Chip.
  • At least a portion of the dedicated computer may be realized using ASIC or FPGA.
  • ASIC is an abbreviation for Application Specific Integrated Circuit.
  • FPGA is an abbreviation for Field-Programmable Gate Array.
  • the drive circuit 72 supplies drive voltages to the gates of the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 based on a drive command from the control circuit 71.
  • the drive circuit 72 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 by applying a drive voltage, that is, turns them on and turns them off.
  • Drive circuit 72 is sometimes referred to as a driver.
  • the control unit 70 drives the switching elements constituting the bridge circuit 30 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching element at a switching frequency fsw higher than the largest resonance frequency frmax among the resonance frequencies fr of the plurality of closed loop circuits.
  • the power conversion device 10 includes three closed loop circuits, and the resonance frequencies fr of the three closed loop circuits are equal to each other. Therefore, the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the resonance frequency fr common to the three closed loop circuits.
  • control circuit 71 controls the first bridge circuit 31 and the second bridge circuit 32. Note that the same applies to the respective controls of the first bridge circuit 31, the third bridge circuit 33, the second bridge circuit 32, and the third bridge circuit 33.
  • the control circuit 71 controls the driving of the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14, Q21, Q22, Q23, and Q24, for example, by the method disclosed in Japanese Patent Application Publication No. 2021-145407.
  • the contents of Japanese Patent Application Publication No. 2021-145407 are incorporated by reference as explanations of technical elements in this specification.
  • the control circuit 71 acquires the command power on the second bridge circuit 32 side and the detection signals of each sensor. When the command power is positive, the control circuit 71 divides the input command power by the voltage Vdc2 acquired from the voltage sensor, and calculates a command current that is a command value of the current flowing through the second terminal 22H. The command current is set to supply power to an external device connected to the second terminal 22 by constant power control. The control circuit 71 obtains the current flowing through the second terminal 22H from the current sensor, and calculates the current deviation by subtracting the obtained current from the above-mentioned command current. The control circuit 71 calculates a command phase difference ⁇ as a manipulated variable for feedback controlling the current deviation to zero.
  • Feedback control is, for example, proportional integral (PI) control or proportional integral differential (PID) control.
  • the control circuit 71 generates drive commands (PWM signals) for the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14, Q21, Q22, Q23, and Q24 based on the command phase difference.
  • FIG. 2 shows the switching operation and current-voltage waveforms.
  • FIG. 2 shows the switching states of switching elements Q11, Q12, Q13, Q14, Q21, Q22, Q23, and Q24, voltages Vt1, Vt2, and current IL1.
  • FIG. 2 omits the dead time provided to prevent short circuits in the series circuit.
  • the operations of switching elements Q11, Q13, Q21, and Q23 are shown by solid lines, and the operations of switching elements Q12, Q14, Q22, and Q24 are shown by broken lines.
  • the switching elements Q11 and Q12 forming the series circuit are turned on alternately.
  • Switching elements Q13 and Q14 forming the series circuit are turned on alternately.
  • the on period of switching element Q11 and the on period of switching element Q14 are synchronized.
  • the on period of switching element Q12 and the on period of switching element Q13 are synchronized. That is, switching elements Q11 and Q14 operate in the same switching state, and switching elements Q12 and Q13 operate in the same switching state.
  • the switching elements Q21 and Q22 forming the series circuit are turned on alternately.
  • Switching elements Q23 and Q24 forming the series circuit are turned on alternately.
  • the on period of switching element Q21 and the on period of switching element Q24 are synchronized.
  • the on period of switching element Q22 and the on period of switching element Q23 are synchronized. That is, switching elements Q21 and Q24 operate in the same switching state, and switching elements Q22 and Q23 operate in the same switching state.
  • the control circuit 71 controls the electric power by controlling the current IL12 using the command phase difference ⁇ .
  • the command phase difference ⁇ (phase difference ⁇ ) is positive, and the phase of voltage Vt2 is delayed with respect to voltage Vt1. Therefore, power is transmitted from the first bridge circuit 31 to the second bridge circuit 32 by the switching operation.
  • the voltages Vt1 and Vt2 are both two-level voltages of positive value and negative value.
  • the voltage Vt1 outputs a positive value when the switching elements Q11 and Q14 are turned on, and outputs a negative value when the switching elements Q12 and Q13 are turned on.
  • voltage Vt2 outputs a positive value when switching elements Q21 and Q24 are turned on, and outputs a negative value when switching elements Q22 and Q23 are turned on.
  • the control circuit 71 changes the amount of power transmitted from the first bridge circuit 31 to the second bridge circuit 32 by changing the delay amount of the switching timing of the second bridge circuit 32 with respect to the switching timing of the first bridge circuit 31. control.
  • FIG. 3 shows the current flow in each operation mode.
  • switching elements Q11 and Q14 remain off and switching elements Q12 and Q13 remain on.
  • Switching elements Q21 and Q24 are switched from on to off, and switching elements Q22 and Q23 are switched from off to on.
  • the polarity of current IL12 is negative, and the current flows through the parasitic diodes of switching elements Q22 and Q23.
  • Voltage Vt2 drops from a positive value to a negative value. Note that when the switching elements Q22 and Q23 are turned on, current also flows through the switching elements Q22 and Q23 in MODE1, but this is omitted in FIG. 3 for convenience.
  • switching elements Q11 and Q14 are switched from off to on, and switching elements Q12 and Q13 are switched from on to off.
  • Switching elements Q22 and Q23 remain on, and switching elements Q21 and Q24 remain off. Since the polarity of current IL12 is positive, current flows through switching elements Q22 and Q23. Voltage Vt1 increases from a negative value to a positive value.
  • switching elements Q11 and Q14 remain on and switching elements Q12 and Q13 remain off.
  • Switching elements Q21 and Q24 are switched from off to on, and switching elements Q22 and Q23 are switched from on to off.
  • the polarity of current IL12 is positive, and the current flows through the parasitic diodes of switching elements Q22 and Q23.
  • Voltage Vt2 increases from a negative value to a positive value. Note that when the switching elements Q21 and Q24 are turned on, current also flows through the switching elements Q21 and Q24 in MODE3, but this is omitted for convenience.
  • switching elements Q11 and Q14 are switched from on to off, and switching elements Q12 and Q13 are switched from off to on.
  • Switching elements Q21 and Q24 remain on, and switching elements Q22 and Q23 remain off. Since the polarity of current IL12 is negative, current flows through switching elements Q21 and Q24. Voltage Vt1 decreases from a positive value to a negative value.
  • control circuit 71 controls the phase of the voltage Vt2 to be delayed with respect to the voltage Vt1
  • present invention is not limited to this.
  • the control circuit 71 may control the phase of the voltage Vt2 to lead the phase of the voltage Vt1, or may control the voltage Vt2 to have the same phase.
  • the power command may be a negative value or zero. In the case of a negative value, it is also possible to transmit power from the second bridge circuit 32 to the first bridge circuit 31 via the inductance element 50 .
  • FIG. 4 shows the relationship between the switching frequency fsw and the impedance ZLC of the LC circuit.
  • a region whose frequency is lower than the resonance frequency fr is a capacitive region
  • a region whose frequency is higher than the resonance frequency fr is an inductive region.
  • the impedance ZLC of the LC circuit decreases as the switching frequency fsw increases in the capacitive region, and reaches a minimum at the resonant frequency fr. Impedance ZLC increases with increasing switching frequency fsw in the inductive region.
  • the waveform of the transformer current approaches a sine wave.
  • the control unit 70 (control circuit 71) of this embodiment drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit. In this way, since the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 are driven in the inductive region, the current waveform approaches a sine waveform.
  • FIG. 5 shows the relationship between the switching frequency fsw and the amount of reduction in switching loss in a configuration including the capacitor 60.
  • FIG. 5 shows the simulation results.
  • switching loss can be reduced by making the switching frequency fsw higher than the resonance frequency fr.
  • the amount of reduction in switching loss becomes smaller as the switching frequency fsw increases.
  • the amount of reduction in switching loss increases as it approaches the resonance frequency fr. Therefore, it is preferable to set the switching frequency fsw in a range of 1.3 times or more and twice or less the resonance frequency fr.
  • FIG. 6 shows the simulation results of the port current waveform.
  • FIG. 6 shows a port current waveform during power transmission operation from the second terminal 22 to the third terminal 23.
  • a reference example and this example are compared.
  • the reference example differs from this example in that it does not include a capacitor 60, and the other configurations are similar to this example.
  • the solid line shown in FIG. 6 shows the port current IL21 of the second bridge circuit 32, and the broken line shows the port current IL31 of the third bridge circuit 33.
  • the dashed line indicates the port current of the first bridge circuit 31, that is, the sum of the current IL13 and the current IL12.
  • the dashed-dotted line is the current flowing through the connection point A1 in FIG.
  • the peak value of the port current of the first bridge circuit 31 is large. In this example, the peak value of the port current of the first bridge circuit 31 can be reduced by about 60% compared to the reference example.
  • FIG. 7 shows the simulation results of semiconductor loss. Similar to FIG. 6, FIG. 7 shows the semiconductor loss of the first bridge circuit 31 during power transmission operation from the second terminal 22 to the third terminal 23. Also in FIG. 7, the present example, which has a configuration including a capacitor 60, and the reference example, which has a configuration without the capacitor 60, are compared. In the reference example, the semiconductor loss of the first bridge circuit 31 is large. In this example, the semiconductor loss of the first bridge circuit 31 can be reduced by about 78% compared to the reference example.
  • a capacitor 60 is connected between at least one of the AC terminals of the two bridge circuits 30 and the inductance element 50 in the closed loop circuit.
  • the power conversion device 10 includes three bridge circuits 30, and a capacitor 60 is provided in each closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • the current waveform approaches a sine waveform as shown in FIGS. 4 and 6. Therefore, it is possible to reduce the current value during switching, and thus the semiconductor loss. Since the current value during switching is reduced, conversion efficiency can be increased over a wide range from the light load range to the rated load range.
  • a program 713 stored in the memory 711 causes at least one processor 712 (processing unit) to set a switching frequency fsw higher than the resonance frequency fr of the closed loop circuit.
  • the program 713 causes the processor 712 to drive the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at the set switching frequency.
  • the current waveform approaches a sine waveform as described above. Therefore, the current value during switching can be reduced.
  • the conversion efficiency of the power converter 10 can be increased over a wide range from the light load region to the rated load region.
  • the switching frequency fsw only needs to be higher than the resonance frequency fr.
  • the switching frequency fsw is set within a range of 1.3 times or more and twice or less the resonance frequency fr.
  • the closer the current waveform is to the resonance frequency fr the closer it becomes to a sine wave. In other words, the current value during switching can be reduced.
  • the present invention is not limited to this.
  • the capacitance values of the capacitors 61 and 62 may be made different, thereby making the resonant frequencies of the closed loop circuit different.
  • the control unit 70 may drive the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the maximum resonance frequency among the resonance frequencies fr of the closed loop circuit.
  • the arrangement of the capacitor 60 is not limited to the above example. In a closed loop circuit, it can be placed between the AC terminal and the inductance element 50.
  • the first capacitor 61 may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q13 and Q14 and the end of the first coil 511. It may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q21 and Q22 and the end of the second coil 512. It may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q23 and Q24 and the end of the second coil 512.
  • the second capacitor 62 may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q13 and Q14 and the end of the first coil 511. It may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q21 and Q22 and the end of the second coil 512. It may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q23 and Q24 and the end of the second coil 512.
  • the second capacitor 62 may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q13 and Q14 and
  • each bridge circuit 30 had two series circuits. Alternatively, the number of series circuits may be other than two.
  • FIG. 8 shows the power conversion device 10 according to this embodiment. Similar to the previous embodiment, the power conversion device 10 includes three bridge circuits 30. Each of the bridge circuits 30 has only one series circuit. Bridge circuit 30 is sometimes referred to as a half-bridge circuit.
  • the first bridge circuit 31 includes only a series circuit of switching elements Q11 and Q12.
  • a first capacitor 61 is connected between the AC terminals of the switching elements Q11 and Q12 and one end of the first coil 511 of the first transformer 51. The other end of the first coil 511 is connected to the source of the low-side switching element Q12.
  • the second bridge circuit 32 includes only a series circuit of switching elements Q21 and Q22.
  • One end of the second coil 512 of the first transformer 51 is connected to the AC terminal on the side of the switching elements Q21 and Q22, and the other end is connected to the source of the switching element Q22 on the low side.
  • the third bridge circuit 33 includes only a series circuit of switching elements Q31 and Q32.
  • One end of the second coil 522 of the second transformer 52 is connected to the AC terminal on the side of the switching elements Q31 and Q32.
  • a second capacitor 62 is connected between one end of the first coil 521 and the AC terminal on the side of the switching elements Q11 and Q12. The other end of the first coil 521 is connected to the source of the low-side switching element Q12.
  • control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw that is higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • the other configurations are similar to the power conversion device 10 described in the preceding embodiment.
  • the power conversion device 10 includes three bridge circuits 30, and each of the closed loop circuits is provided with a capacitor 60. Then, the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit. Therefore, the same effect as the configuration described in the preceding embodiment can be achieved. Specifically, since the current waveform approaches a sine waveform, the current value during switching can be reduced. In addition, conversion efficiency can be increased over a wide range from the light load region to the rated load region.
  • each of the bridge circuits 30 has one series circuit, it may have three series circuits each.
  • FIG. 9 shows the power conversion device 10 according to this embodiment.
  • the communication lines of the control unit 70 are illustrated in a simplified manner for convenience.
  • the power conversion device 10 includes three bridge circuits 30 with a full bridge configuration.
  • the power conversion device 10 includes three inductance elements, specifically a first transformer 51, a second transformer 52, and a third transformer 53.
  • Power conversion device 10 includes three capacitors 60, specifically a first capacitor 61, a second capacitor 62, and a third capacitor 63.
  • the first transformer 51, second transformer 52, and first capacitor 61 are arranged in the same manner as in the first embodiment.
  • the second capacitor 62 is connected between the end of the second coil 522 of the second transformer 52 and the AC terminal of the third bridge circuit 33 on the side of the switching elements Q31 and Q32.
  • the third transformer 53 is connected between the AC terminal of the second bridge circuit 32 and the AC terminal of the third bridge circuit 33.
  • the third transformer 53 has the same configuration as the first transformer 51 and the second transformer 52.
  • the first coil 531 of the third transformer 53 is connected to the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • One end of the first coil 531 is connected to an AC terminal of a series circuit made up of switching elements Q21 and Q22, and the other end is connected to an AC terminal of a series circuit made up of switching elements Q23 and Q24.
  • the second coil 532 is connected to the AC terminal of the third bridge circuit 33.
  • One end of the second coil 532 is connected to an AC terminal of a series circuit formed by switching elements Q31 and Q32, and the other end is connected to an AC terminal of a series circuit formed by switching elements Q33 and Q34.
  • Inductances L23 and L32 shown in FIG. 9 are leakage inductances of the third transformer 53. Inductances L23 and L32 are equivalent. Inductances L12, L13, L21, L23, L31, and L32 are equal to each other. Current IL23 is a current flowing through inductance L23, that is, first coil 531. Current IL32 is a current flowing through inductance L32, that is, second coil 532.
  • the third capacitor 63 is connected between the AC terminals of the switching elements Q21 and Q22 in the second bridge circuit 32 and the first coil 531.
  • the third capacitor 63 forms an LC series resonant circuit with inductances L23 and L32, which are leakage inductances of the third transformer 53.
  • the capacitance value of the first capacitor 61, the capacitance value of the second capacitor 62, and the capacitance value of the third capacitor 63 are equal to each other. Therefore, all the closed loop circuits included in the power converter 10 have the same resonance frequency.
  • the power conversion device 10 has six closed loop circuits.
  • One of the closed loop circuits includes a first bridge circuit 31, a first transformer 51, and a second bridge circuit 32.
  • the other closed loop circuit includes a first bridge circuit 31, a second transformer 52, and a third bridge circuit 33.
  • the other closed loop circuit includes a second bridge circuit 32 , a third transformer 53 , and a third bridge circuit 33 .
  • the other closed loop circuit includes a first bridge circuit 31 , a second transformer 52 , a third transformer 53 , and a second bridge circuit 32 .
  • the other closed loop circuit includes a first bridge circuit 31 , a first transformer 51 , a third transformer 53 , and a third bridge circuit 33 .
  • the other closed loop circuit includes a second bridge circuit 32 , a first transformer 51 , a second transformer 52 , and a third bridge circuit 33 .
  • the resonant frequencies of all closed loop circuits are equal to each other.
  • control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw that is higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • the other configurations are similar to the power conversion device 10 described in the first embodiment.
  • the power conversion device 10 includes three bridge circuits 30, and each of the closed loop circuits is provided with a capacitor 60. Then, the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit. Therefore, the same effect as the configuration described in the preceding embodiment can be achieved. Specifically, since the current waveform approaches a sine waveform, the current value during switching can be reduced. In addition, conversion efficiency can be increased over a wide range from the light load region to the rated load region.
  • the power conversion device 10 requires at least as many inductance elements 50 (transformers) as the number of bridge circuits 30 minus 1. As in this embodiment, more inductance elements 50 than the number of bridge circuits 30 may be arranged.
  • the configuration described in this embodiment can be combined with either the configuration described in the first embodiment or the configuration described in the second embodiment.
  • FIG. 10 shows a power conversion device 10 according to this embodiment.
  • the power conversion device 10 includes four external connection terminals 20 and four bridge circuits 30 in a full bridge configuration.
  • the power conversion device 10 further includes a fourth terminal 24, a fourth smoothing capacitor 44, and a fourth bridge circuit 34 in contrast to the configuration in the preceding embodiment.
  • the fourth terminal 24 includes a fourth terminal 24H on the high potential side and a fourth terminal 24L on the low potential side.
  • the fourth bridge circuit 34 includes switching elements Q41, Q42, Q43, and Q44. Switching elements Q41 and Q42 form a series circuit with switching element Q41 on the high side. Switching elements Q43 and Q44 form a series circuit with switching element Q43 on the high side.
  • the power conversion device 10 includes three inductance elements, specifically a first transformer 51, a second transformer 52, and a third transformer 53.
  • Power conversion device 10 includes three capacitors 60, specifically a first capacitor 61, a second capacitor 62, and a third capacitor 63.
  • the first transformer 51 is connected between the AC terminal of the first bridge circuit 31 and the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the first capacitor 61 is connected between the AC terminal on the side of the switching elements Q11 and Q12 and the end of the first coil 511.
  • the second transformer 52 is connected between the AC terminal of the second bridge circuit 32 and the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the second capacitor 62 is connected between the AC terminal on the side of the switching elements Q21 and Q22 and the end of the first coil 521.
  • the third transformer 53 is connected between the AC terminal of the third bridge circuit 33 and the AC terminal of the fourth bridge circuit 34.
  • the third capacitor 63 is connected between the AC terminal on the side of the switching elements Q31 and Q32 and the end of the first coil 531.
  • Inductances L23 and L32 shown in FIG. 10 are leakage inductances of the second transformer 52.
  • Inductances L34 and L43 are leakage inductances of the third transformer 53.
  • Inductances L12, L21, L23, L32, L34, and L43 are equal to each other.
  • Current IL34 is a current flowing through inductance L34.
  • Current IL43 is a current flowing through inductance L43.
  • the power conversion device 10 has six closed loop circuits.
  • One of the closed loop circuits includes a first bridge circuit 31, a first transformer 51, and a second bridge circuit 32.
  • the other closed loop circuit includes a second bridge circuit 32 , a second transformer 52 , and a third bridge circuit 33 .
  • the other closed loop circuit includes a third bridge circuit 33, a third transformer 53, and a fourth bridge circuit 34.
  • the other closed loop circuit includes a first bridge circuit 31 , a first transformer 51 , a second transformer 52 , and a third bridge circuit 33 .
  • the other closed loop circuit includes a second bridge circuit 32, a second transformer 52, a third transformer 53, and a fourth bridge circuit 34.
  • the other closed loop circuit includes a first bridge circuit 31 , a first transformer 51 , a second transformer 52 , a third transformer 53 , and a fourth bridge circuit 34 .
  • the resonant frequencies of all closed loop circuits are equal to each other.
  • control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, Q31 to Q34, and Q41 to Q44 at a switching frequency fsw higher than the resonance frequency fr of the closed loop circuit.
  • the other configurations are similar to the power conversion device 10 described in the first embodiment.
  • the power conversion device 10 includes four bridge circuits 30, and a capacitor 60 is provided in each closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, Q31 to Q34, and Q41 to Q44 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit. Therefore, the same effect as the configuration described in the preceding embodiment can be achieved. Specifically, since the current waveform approaches a sine waveform, the current value during switching can be reduced. In addition, conversion efficiency can be increased over a wide range from the light load region to the rated load region.
  • the configuration described in this embodiment can be combined with any of the configurations described in the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment.
  • each bridge circuit 30 for example voltages Vt1 and Vt2, were two-level voltages of positive and negative values.
  • the output voltage of the bridge circuit 30 may be a three-level voltage of a positive value, a zero value, and a negative value.
  • FIG. 11 shows the switching operation and current-voltage waveforms in the power conversion device 10 according to the present embodiment.
  • FIG. 11 corresponds to FIG. 2.
  • the phase of the output voltage Vt2 of the second bridge circuit 32 is delayed with respect to the output voltage Vt1 of the first bridge circuit 31.
  • FIG. 11 shows the operation of transmitting power from the first bridge circuit 31 to the second bridge circuit 32.
  • the output voltage Vt1 has three levels of voltage: positive value, zero value, and negative value.
  • the output voltage Vt2 is a two-level voltage of a positive value and a negative value.
  • the output voltage Vt1 outputs a positive value when the switching elements Q11, Q14, Q21, and Q24 are turned on.
  • the output voltage Vt1 outputs a negative value when the switching elements Q12, Q13, Q22, and Q23 are turned on.
  • the output voltage Vt1 outputs a zero value by turning on the switching elements Q11 and Q13.
  • the output voltage Vt1 may output a zero value by turning on the switching elements Q22 and Q24.
  • control unit 70 controls the amount of power transmitted between the first bridge circuit 31 and the second bridge circuit 32 by changing the phase difference ⁇ .
  • Other configurations are similar to those described in the first embodiment, for example.
  • control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 at a switching frequency fsw higher than the resonance frequency fr of the closed loop circuit. Therefore, the same effect as the configuration described in the preceding embodiment can be achieved.
  • the configuration described in this embodiment can be combined with any of the configurations described in the first embodiment, the configuration described in the second embodiment, the configuration described in the third embodiment, and the configuration described in the fourth embodiment. It is.
  • the output voltage Vt1 is a three-level voltage
  • the output voltage Vt2 may be a three-level voltage.
  • the output voltages Vt1 and Vt2 may be three-level voltages.
  • FIG. 12 shows the power conversion device 10 according to this embodiment.
  • the power conversion device 10 includes two external connection terminals 20, specifically a first terminal 21 and a second terminal 22.
  • the power conversion device 10 includes two bridge circuits 30, specifically a first bridge circuit 31 and a second bridge circuit 32.
  • the power conversion device 10 excludes the third terminal 23, the third bridge circuit 33, the third smoothing capacitor 43, the second transformer 52, and the second capacitor 62 from the configuration described in the first embodiment (see FIG. 1).
  • the structure is as follows.
  • Power conversion device 10 includes a first transformer 51 and a first capacitor 61.
  • the first transformer 51 may be referred to as a transformer 51
  • the first capacitor 61 may be referred to as a capacitor 61.
  • a transformer 51 which is an inductance element 50, is connected between the AC terminal of the first bridge circuit 31 and the AC terminal of the second bridge circuit 32.
  • the capacitor 61 is connected between the AC terminal on the side of the switching elements Q11 and Q12 and the first coil 511.
  • the power conversion device 10 has a closed loop circuit including a first bridge circuit 31, a transformer 51, and a second bridge circuit 32.
  • a capacitor 61 is provided in this closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24, as in the first embodiment (see FIGS. 2 and 3).
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • Other configurations are similar to those described in the first embodiment.
  • the power conversion device 10 includes two bridge circuits 30, and a capacitor 61 is connected between the AC terminal of the bridge circuit 30 and the transformer 51 in a closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • the current waveform approaches a sine waveform. Therefore, it is possible to reduce the current value during switching, and thus the semiconductor loss. Since the current value during switching is reduced, conversion efficiency can be increased over a wide range from the light load range to the rated load range.
  • a program 713 (control program) stored in the memory 711 causes at least one processor 712 (processing unit) to set a switching frequency fsw higher than the resonance frequency fr of the closed loop circuit.
  • the program 713 causes the processor 712 to drive the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 at the set switching frequency.
  • the current waveform approaches a sine waveform as described above. Therefore, the current value during switching can be reduced.
  • the conversion efficiency of the power converter 10 can be increased over a wide range from the light load region to the rated load region.
  • the switching frequency fsw is preferably set within a range of 1.3 times or more and twice or less of the resonance frequency fr.
  • the arrangement of capacitor 61 is not limited to the above example.
  • the first capacitor 61 may be provided between the AC terminal on the side of the switching elements Q13 and Q14 and the end of the first coil 511. It may be provided between the AC terminal on the side of switching elements Q21 and Q22 and the end of second coil 512. It may be provided between the AC terminal on the side of switching elements Q23 and Q24 and the end of second coil 512.
  • the configuration of the two bridge circuits 30 is not limited to a full bridge.
  • a bridge circuit 30 having a half-bridge configuration may be employed.
  • the first bridge circuit 31 includes only a series circuit of switching elements Q11 and Q12.
  • the second bridge circuit 32 includes only a series circuit of switching elements Q21 and Q22.
  • One end of the first coil 511 is connected to the source of the switching element Q12.
  • One end of the second coil 512 is connected to the source of the switching element Q22.
  • the bridge circuit 30 may have three or more series circuits.
  • the first bridge circuit 31 includes a series circuit of switching elements Q11 and Q12, a series circuit of switching elements Q13 and Q14, and a series circuit of switching elements Q15 and Q16.
  • the second bridge circuit 32 includes a series circuit of switching elements Q21 and Q22, a series circuit of switching elements Q23 and Q24, and a series circuit of switching elements Q25 and Q26.
  • Such a bridge circuit 30 is sometimes referred to as a three-leg circuit.
  • the transformer 51 replaces single phase with three phase.
  • Capacitor 61 is provided between each of the three AC terminals and transformer 51. In the modified examples shown in FIGS. 13 and 14, the control unit 70 is omitted for convenience.
  • the configuration described in this embodiment can be combined with the configuration described in the fifth embodiment.
  • the number of transformers 51 is not limited to one. Two or more transformers 51 may be provided.
  • FIG. 15 shows the power conversion device 10 according to this embodiment.
  • the basic configuration of the power conversion device 10 is similar to the configuration described in the sixth embodiment (see FIG. 12).
  • the power conversion device 10 has two capacitors 611 and 612 as a capacitor 61 provided in a closed loop circuit including the first bridge circuit 31, the transformer 51, and the second bridge circuit 32.
  • Capacitor 611 is connected between transformer 51 and the AC terminal on switching elements Q11 and Q12.
  • Capacitor 612 is connected between transformer 51 and the AC terminal on switching elements Q21 and Q22.
  • the two capacitors 61 (611, 612) are arranged in series in the closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • capacitors 61 are provided on both sides of the transformer 51, respectively.
  • FIG. 16 is a diagram showing the effect of suppressing transformer bias magnetism.
  • FIG. 16 shows the simulation results.
  • the reference example shown in FIG. 16 shows the result of a configuration in which a capacitor 61 is provided on one side (for example, the primary side) of the transformer 51. That is, it shows the result of the configuration described in the sixth embodiment (see FIG. 12).
  • This example shows the result of the configuration of this embodiment, that is, the configuration in which capacitors 61 are provided on both sides of the transformer 51.
  • the exciting current increases after the DC voltage is superimposed on the transformer 51. Finally, the transformer 51 becomes saturated.
  • the transformer 51 by providing capacitors 61 on both sides of the transformer 51, DC components in both directions can be canceled. Thereby, an increase in the excitation current can be suppressed, and saturation of the transformer 51 can be suppressed.
  • At least one capacitor 61 is disposed between the AC terminal of one of the two bridge circuits 30 and the inductance element 50, and between the AC terminal of the other one of the two bridge circuits 30 and the inductance element 50. It is sufficient if at least one is placed in
  • a capacitor 613 is added to the configuration shown in FIG.
  • Capacitor 613 is connected between transformer 51 and the AC terminal on switching elements Q13 and Q14.
  • a plurality of capacitors 61 may be arranged on the first bridge circuit 31 side.
  • a plurality of capacitors 61 may be arranged on the second bridge circuit 32 side, or a plurality of capacitors 61 may be arranged on both sides of the transformer 51. That is, the number of capacitors 61 arranged in series in the closed loop circuit may be three or more. Even in such a configuration, it is possible to achieve the same transformer bias magnetic suppression effect as the configuration shown in FIG. 15.
  • a capacitor 613 added to the configuration shown in FIG. 15 is connected in parallel to the capacitor 611.
  • a parallel circuit of capacitors 61 may be arranged on the second bridge circuit 32 side, or a parallel circuit of capacitors 61 may be arranged on both sides of transformer 51. Even in such a configuration, it is possible to achieve the same transformer bias magnetic suppression effect as the configuration shown in FIG. 15.
  • the control unit 70 is omitted for convenience.
  • the configuration described in this embodiment is the same as the configuration described in the first embodiment, the configuration described in the second embodiment, the configuration described in the third embodiment, the configuration described in the fourth embodiment, and the configuration described in the fifth embodiment.
  • a combination with any of the configurations described and the configuration described in the sixth embodiment is possible.
  • the power conversion device 10 included a transformer as the inductance element 50. Instead of this, an inductor may be provided.
  • FIG. 19 shows the power conversion device 10 according to this embodiment.
  • the basic configuration of the power conversion device 10 is similar to the configuration described in the sixth embodiment (see FIG. 12).
  • the power conversion device 10 includes an inductor 54 as the inductance element 50.
  • Inductor 54 is sometimes referred to as a reactor.
  • the inductor 54 is connected to the AC terminals of the two bridge circuits 30.
  • One of the terminals of the inductor 54 is connected to the AC terminal on the switching element Q11, Q12 side of the first bridge circuit 31, and the other terminal is connected to the AC terminal on the switching element Q21, Q22 side of the second bridge circuit 32. has been done.
  • L0 indicates the inductance of the inductor 54.
  • the AC terminals on the switching elements Q13 and Q14 side of the first bridge circuit 31 and the AC terminals on the switching elements Q23 and Q24 side of the second bridge circuit 32 are connected to each other.
  • the closed loop circuit includes a first bridge circuit 31, an inductor 54, and a second bridge circuit 32.
  • the capacitor 61 is connected between the AC terminal on the side of the switching elements Q11 and Q12 and the inductor 54 in a closed loop circuit.
  • the control unit 70 drives the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit.
  • an inductor 54 is used instead of the transformer 51.
  • the inductor 54 does not have an insulating function like the transformer 51.
  • the capacitor 61 in the closed loop circuit and driving the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 at a switching frequency fsw higher than the resonant frequency fr of the closed loop circuit, it is possible to achieve the same effect as the preceding embodiment. can. Specifically, since the current waveform approaches a sine waveform, the current value during switching can be reduced. Thereby, conversion efficiency can be increased over a wide range from the light load region to the rated load region.
  • the configuration described in this embodiment is the same as the configuration described in the first embodiment, the configuration described in the second embodiment, the configuration described in the third embodiment, the configuration described in the fourth embodiment, and the configuration described in the fifth embodiment.
  • a combination is possible with any of the configurations described, the configurations described in the sixth embodiment, and the configurations described in the seventh embodiment.
  • the transformers 51, 52, and 53 may be replaced with the inductor 54.
  • a closed loop circuit including the two bridge circuits and the inductance element has a capacitor (60) connected between at least one of the AC terminals of the two bridge circuits and the inductance element;
  • the control unit is a power conversion device that drives the switching element at a switching frequency higher than a resonance frequency of the closed loop circuit.
  • the number of external connection terminals is three or more,
  • the plurality of bridge circuits are individually connected to the external connection terminal,
  • the inductance element is provided in each of the combinations of the two bridge circuits capable of power transmission,
  • the capacitor is provided in each of the closed loop circuits,
  • the external connection terminals include first terminals (21H, 21L) and second terminals (22H, 22L),
  • the bridge circuit includes a first bridge circuit (31) connected to the first terminal and a second bridge circuit (32) connected to the second terminal,
  • the inductance element is connected between an AC terminal of the first bridge circuit and an AC terminal of the second bridge circuit,
  • the capacitor is arranged between at least one AC terminal of the first bridge circuit and the second bridge circuit and the inductance element.
  • At least one of the capacitors is disposed between the AC terminal of one of the two bridge circuits connected to the common inductance element and the inductance element, and at least one of the capacitors is disposed between the AC terminal of one of the two bridge circuits connected to the common inductance element and the other one of the two bridge circuits.
  • the power conversion device according to any one of technical ideas 1 to 4, wherein at least one is disposed between an AC terminal and the inductance element.

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Abstract

電力変換装置（１０）は、複数の外部接続端子（２０）、外部接続端子に対して個別に接続された複数のブリッジ回路（３０）、電力を伝送可能な任意の２つのブリッジ回路の交流端子間に接続されたインダクタンス要素（５０）、制御部（７０）を備える。２つのブリッジ回路およびインダクタンス要素を含む閉ループ回路は、２つのブリッジ回路の交流端子の少なくともひとつとインダクタンス要素との間に接続されたキャパシタ（６０）を有する。制御部は、閉ループ回路の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数でスイッチング素子を駆動する。

Description

電力変換装置および制御プログラム 関連出願の相互参照
　この出願は、２０２２年７月１８日に日本に出願された特許出願第２０２２－１１４４３３号を基礎としており、基礎の出願の内容を、全体的に、参照により援用している。
　この明細書における開示は、電力変換装置および制御プログラムに関する。
　特許文献１は、２つのブリッジ回路の交流端子間に、トランスなどのインダクタンス要素が接続された電力変換装置を開示している。先行技術文献の記載内容は、この明細書における技術的要素の説明として、参照により援用される。
特許第６２０３４５０号公報
　電動車両などの移動体に搭載される電力変換装置には、搭載性の観点から小型であることが求められる。電力変換装置の体格においては、キャパシタやインダクタなどの受動部品が占める割合が大きいため、受動部品の小型化が有効である。
　特許文献１では、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子に対してスナバキャパシタを並列接続することで、スナバキャパシタの充電動作を利用してスイッチング時の損失を低減する。このようなソフトスイッチング技術を用いると、損失の低減により高周波化を実現し、受動部品の体格を低減することが可能である。しかしながら、軽負荷領域ではスナバキャパシタに蓄積されている電荷が損失となり、スナバキャパシタを有さない構成に較べて変換効率が低下する。上述の観点において、または言及されていない他の観点において、電力変換装置および制御プログラムにはさらなる改良が求められている。
　開示されるひとつの目的は、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率の高い電力変換装置および制御プログラムを提供することにある。
　開示のひとつである電力変換装置は、
　複数の外部接続端子と、
　外部接続端子に対して個別に接続された複数のブリッジ回路と、
　電力を伝送可能な任意の２つのブリッジ回路の交流端子間に接続されたインダクタンス要素と、
　複数のブリッジ回路を構成するスイッチング素子の駆動を制御する制御部と、を備え、
　２つのブリッジ回路およびインダクタンス要素を含む閉ループ回路は、２つのブリッジ回路の交流端子の少なくともひとつとインダクタンス要素との間に接続されたキャパシタを有し、
　制御部は、閉ループ回路の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数でスイッチング素子を駆動する。
　開示の電力変換装置によれば、閉ループ回路にキャパシタを設け、閉ループ回路の共振周波数よりも高い周波数の領域、つまり誘導性領域でスイッチング素子を駆動させる。これにより、電流波形が正弦波形に近づき、スイッチング時の電流値を低減することができる。この結果、広範囲にわたって変換効率の高い電力変換装置を提供することができる。
　開示の他のひとつである制御プログラムは、
　複数の外部接続端子と、
　外部接続端子に対して個別に接続された複数のブリッジ回路と、
　電力を伝送可能な任意の２つのブリッジ回路の交流端子間に接続されたインダクタンス要素と、
　２つのブリッジ回路およびインダクタンス要素を含む閉ループ回路において、２つのブリッジ回路の交流端子の少なくともひとつとインダクタンス要素との間に接続されたキャパシタと、を備える電力変換装置に適用される制御プログラムであって、
　少なくともひとつの処理部に、
　閉ループ回路の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数を設定させ、
　スイッチング周波数で複数のブリッジ回路を構成するスイッチング素子を駆動させる、ことを含む。
　開示の制御プログラムによれば、閉ループ回路の共振周波数よりも高い周波数の領域、つまり誘導性領域でスイッチング素子を駆動させる。これにより、電流波形が正弦波形に近づき、スイッチング時の電流値を低減することができる。この結果、広範囲にわたって変換効率の高い制御プログラムを提供することができる。
　この明細書における開示された複数の態様は、それぞれの目的を達成するために、互いに異なる技術的手段を採用する。請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態の部分との対応関係を例示的に示すものであって、技術的範囲を限定することを意図するものではない。この明細書に開示される目的、特徴、および効果は、後続の詳細な説明、および添付の図面を参照することによってより明確になる。
第１実施形態に係る電力変換装置を示す図である。 スイッチング動作および電流電圧波形を示すタイミングチャートである。 各動作モードにおける電流の流れを示す図である。 スイッチング周波数とＬＣ回路のインピーダンスとの関係を示す図である。 スイッチング周波数とスイッチング損失の低減量との関係を示す図である。 ポート電流波形を示す図である。 半導体損失を示す図である。 第２実施形態に係る電力変換装置を示す図である。 第３実施形態に係る電力変換装置を示す図である。 第４実施形態に係る電力変換装置を示す図である。 第５実施形態に係る電力変換装置において、スイッチング動作および電流電圧波形を示すタイミングチャートである。 第６実施形態に係る電力変換装置を示す図である。 変形例を示す図である。 変形例を示す図である。 第７実施形態に係る電力変換装置を示す図である。 トランス偏磁抑制効果を示す図である。 変形例を示す図である。 変形例を示す図である。 第８実施形態に係る電力変換装置を示す図である。
　以下、図面に基づいて複数の実施形態を説明する。なお、各実施形態において対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明を省略する場合がある。各実施形態において構成の一部分のみを説明している場合、当該構成の他の部分については、先行して説明した他の実施形態の構成を適用することができる。また、各実施形態の説明において明示している構成の組み合わせばかりではなく、特に組み合わせに支障が生じなければ、明示していなくても複数の実施形態の構成同士を部分的に組み合せることができる。
　本実施形態の電力変換装置は、移動体に適用される。移動体は、たとえば電気自動車（ＢＥＶ）、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）、プラグインハイブリッド自動車（ＰＨＥＶ）などの電動車両、電動垂直離着陸機やドローンなどの飛行体、船舶、建設機械、農業機械である。電力変換装置は、小型化が要求される定置型の装置への適用も可能である。
　（第１実施形態）
　図１は、本実施形態に係る電力変換装置１０の全体構成を示している。図１に示すように、電力変換装置１０は、複数の外部接続端子２０と、複数のブリッジ回路３０と、インダクタンス要素５０と、キャパシタ６０と、制御部７０を備えている。電力変換装置１０は、さらに平滑キャパシタ４０を備えている。電力変換装置１０は、直流電力を直流電力に変換する装置である。電力変換装置１０は、ＤＣ－ＤＣ変換装置と称されることがある。
　外部接続端子２０は、電力変換装置１０を外部機器に電気的に接続するための端子である。外部接続端子２０は、電力を入力または出力する。このため外部接続端子２０は、入出力端子と称されることがある。外部機器は、充放電可能な二次電池、ＡＣ－ＤＣ変換回路、負荷などである。外部接続端子２０に接続される外部機器のすべてが二次電池またはＡＣ－ＤＣ変換回路でもよい。外部接続端子２０に接続される外部機器の一部が二次電池またはＡＣ－ＤＣ変換回路、外部機器の他の一部が負荷でもよい。
　一例として本実施形態の電力変換装置１０は、３つの外部接続端子２０、具体的には第１端子２１、第２端子２２、および第３端子２３を備えている。第１端子２１のうち、第１端子２１Ｈは高電位側の端子であり、第１端子２１Ｌは低電位側の端子である。同様に、第２端子２２のうち、第２端子２２Ｈは高電位側の端子であり、第２端子２２Ｌは低電位側の端子である。第３端子２３のうち、第３端子２３Ｈは高電位側の端子であり、第３端子２３Ｌは低電位側の端子である。第１端子２１の電圧、つまり第１端子２１Ｈ，２１Ｌの電位差は、たとえば３００Ｖ以上の高電圧である。第２端子２２の電圧、第３端子２３の電圧についても同様である。
　ブリッジ回路３０は、外部接続端子２０に対して個別に接続されている。ブリッジ回路３０は、外部接続端子２０に対して並列に接続されている。ブリッジ回路３０は、高電位側の直流端子と、低電位側の直流端子と、交流端子を有している。高電位側の直流端子は外部接続端子２０の高電位側に接続され、低電位側の直流端子は外部接続端子２０の低電位側に接続されている。交流端子は、インダクタンス要素５０に接続されている。ブリッジ回路３０は、直流電力を交流電力に変換、または、交流電力を直流電力に変換する。ブリッジ回路３０は、電力変換回路、ＡＣ－ＤＣ変換回路、インバータなどと称されることがある。
　ブリッジ回路３０は、スイッチング素子の直列回路を少なくともひとつ備えている。直列回路は、ブリッジ、スイッチングレグ、上下アーム回路などと称されることがある。直列回路を構成するスイッチグ素子は、たとえばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどである。ＭＯＳＦＥＴは、Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistorの略称である。ＩＧＢＴは、Insulated Gate Bipolar Transistorの略称である。
　一例として本実施形態の電力変換装置１０は、３つのブリッジ回路３０、具体的には第１ブリッジ回路３１、第２ブリッジ回路３２、および第３ブリッジ回路３３を備えている。電力変換装置１０は、外部接続端子２０と同数のブリッジ回路３０を備えている。各ブリッジ回路３０は、直列回路を２つ備えたフルブリッジ回路である。直列回路を構成するスイッチング素子は、いずれもｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。図に示すダイオードは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードであり、還流が可能である。
　第１ブリッジ回路３１は、４つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４を有している。２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、スイッチング素子Ｑ１１をハイサイド側として直列回路をなしている。スイッチング素子Ｑ１１のソースとスイッチング素子Ｑ１２のドレインが相互に接続されている。２つのスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４は、スイッチング素子Ｑ１３をハイサイド側として直列回路をなしている。スイッチング素子Ｑ１３のソースとスイッチング素子Ｑ１４のドレインが相互に接続されている。
　ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３のドレインは、第１ブリッジ回路３１の高電位側の直流端子に接続されている。ローサイド側のスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４のソースは、第１ブリッジ回路３１の低電位側の直流端子に接続されている。直列回路の中点（接続点）は、第１ブリッジ回路３１の交流端子に接続されている。
　第２ブリッジ回路３２は、第１ブリッジ回路３１と同様の構成を有している。第２ブリッジ回路３２は、４つのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４を有している。２つのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、スイッチング素子Ｑ２１をハイサイド側として直列回路をなしている。２つのスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４は、スイッチング素子Ｑ２３をハイサイド側として直列回路をなしている。ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３のドレインは、第２ブリッジ回路３２の高電位側の直流端子に接続されている。ローサイド側のスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のソースは、第２ブリッジ回路３２の低電位側の直流端子に接続されている。直列回路の中点（接続点）は、第２ブリッジ回路３２の交流端子に接続されている。
　第３ブリッジ回路３３も、第１ブリッジ回路３１と同様の構成を有している。第３ブリッジ回路３３は、４つのスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４を有している。２つのスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２は、スイッチング素子Ｑ３１をハイサイド側として直列回路をなしている。２つのスイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４は、スイッチング素子Ｑ３３をハイサイド側として直列回路をなしている。ハイサイド側のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３３のドレインは、第３ブリッジ回路３３の高電位側の直流端子に接続されている。ローサイド側のスイッチング素子Ｑ３２，Ｑ３４のソースは、第３ブリッジ回路３３の低電位側の直流端子に接続されている。直列回路の中点（接続点）は、第３ブリッジ回路３３の交流端子に接続されている。
　平滑キャパシタ４０は、外部接続端子２０とブリッジ回路３０との間に設けられている。平滑キャパシタ４０は、外部接続端子２０に並列に接続されている。平滑キャパシタ４０は、ブリッジ回路３０に並列に接続されている。平滑キャパシタ４０としては、たとえばフィルムコンデンサ、電解コンデンサなどを採用することができる。電力変換装置１０は、ブリッジ回路３０と同数の平滑キャパシタ４０を備えている。
　一例として本実施形態の電力変換装置１０は、３つの平滑キャパシタ４０、具体的には第１平滑キャパシタ４１、第２平滑キャパシタ４２、および第３平滑キャパシタ４３を備えている。第１平滑キャパシタ４１の正極端子は高電位側の第１端子２１Ｈに接続され、負極端子は低電位側の第１端子２１Ｌに接続されている。第２平滑キャパシタ４２の正極端子は高電位側の第２端子２２Ｈに接続され、負極端子は低電位側の第２端子２２Ｌに接続されている。第３平滑キャパシタ４３の正極端子は高電位側の第３端子２３Ｈに接続され、負極端子は低電位側の第３端子２３Ｌに接続されている。平滑キャパシタ４０の正極端子はブリッジ回路３０の高電位側の直流端子に接続され、負極端子は低電位側の直流端子に接続されている。
　平滑キャパシタ４０は、ブリッジ回路３０とともに電力変換回路と称されることがある。第１ブリッジ回路３１は、第１ブリッジ回路３１の交流端子と第１平滑キャパシタ４１との間で電力変換を行う。直流電圧Ｖｄｃ１は、第１平滑キャパシタ４１の両端間の電圧である。第１ブリッジ回路３１は、たとえば直流電圧Ｖｄｃ１を交流電圧に変換する。第２ブリッジ回路３２は、第２ブリッジ回路３２の交流端子と第２平滑キャパシタ４２との間で電力変換を行う。直流電圧Ｖｄｃ２は、第２平滑キャパシタ４２の両端間の電圧である。第３ブリッジ回路３３は、第３ブリッジ回路３３の交流端子と第３平滑キャパシタ４３との間で電力変換を行う。直流電圧Ｖｄｃ３は、第３平滑キャパシタ４３の両端間の電圧である。
　インダクタンス要素５０は、電力を伝送可能な任意の２つのブリッジ回路３０の交流端子間に接続されている。電力変換装置１０は、インダクタンス要素５０を挟んだ２つのブリッジ回路３０の間で、自由に送受電する電力変換が可能である。電力の方向についても自由に制御可能である。インダクタンス要素５０を挟む回路において、送電側を一次側、受電側を二次側と称することがある。
　一例として本実施形態のインダクタンス要素５０は、トランスである。トランスは、２つのブリッジ回路３０を電気的に絶縁する。電力変換装置１０は、２つのインダクタンス要素５０、具体的には第１トランス５１および第２トランス５２を備えている。
　第１トランス５１は、第１ブリッジ回路３１の交流端子と第２ブリッジ回路３２の交流端子の間に接続されている。第１トランス５１は、第１コイル５１１と、第２コイル５１２を有している。第１コイル５１１および第２コイル５１２は、たとえば第１トランス５１が備える図示しないコアを介して相互に磁気結合する。第１コイル５１１は、第１ブリッジ回路３１の交流端子に接続されている。第１コイル５１１の一端はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２による直列回路の交流端子に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４による直列回路の交流端子に接続されている。第２コイル５１２は、第２ブリッジ回路３２の交流端子に接続されている。第２コイル５１２の一端はスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２による直列回路の交流端子に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４による直列回路の交流端子に接続されている。
　第１コイル５１１の巻線の巻き数はＮ１２、第２コイル５１２の巻線の巻き数はＮ２１である。第１ブリッジ回路３１側を一次側とすると、二次側である第２ブリッジ回路３２の交流端子間には、第１ブリッジ回路３１の交流端子間の電圧Ｖｔ１と巻き数比Ｎ２１／Ｎ１２との乗算値に応じた電圧Ｖｔ２が生じる。電圧Ｖｔ１は、第１ブリッジ回路３１の出力電圧と称されることがある。電圧Ｖｔ２は、第２ブリッジ回路３２の出力電圧と称されることがある。
　第２トランス５２は、第１ブリッジ回路３１の交流端子と第３ブリッジ回路３３の交流端子の間に接続されている。第２トランス５２は、第１トランス５１と同様の構成を有している。第２トランス５２は、第１コイル５２１と、第２コイル５２２を有している。第１コイル５２１および第２コイル５２２は、たとえば第２トランス５２が備える図示しないコアを介して相互に磁気結合する。第１コイル５２１は、第１ブリッジ回路３１の交流端子に接続されている。第１コイル５２１の一端はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２による直列回路の交流端子に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４による直列回路の交流端子に接続されている。第２コイル５２２は、第３ブリッジ回路３３の交流端子に接続されている。第２コイル５２２の一端はスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２による直列回路の交流端子に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４による直列回路の交流端子に接続されている。
　第１コイル５２１の巻線の巻き数はＮ１３、第２コイル５２２の巻線の巻き数はＮ３１である。第１ブリッジ回路３１側を一次側とすると、二次側である第３ブリッジ回路３３の交流端子間には、第１ブリッジ回路３１の交流端子間の電圧Ｖｔ１と巻き数比Ｎ３１／Ｎ１３との乗算値に応じた電圧Ｖｔ３が生じる。電圧Ｖｔ３は、第３ブリッジ回路３３の出力電圧と称されることがある。
　図１に示すインダクタンスＬ１２，Ｌ２１は、第１トランス５１の漏れインダクタンスである。インダクタンスＬ１２，Ｌ２１は、等価である。インダクタンスＬ１３，Ｌ３１は、第２トランス５２の漏れインダクタンスである。インダクタンスＬ１３，Ｌ３１は、等価である。インダクタンスＬ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ３１は、互いに等しい。インダクタンスは、漏れインダクタンスのみに限定されない。第１トランス５１や第２トランス５２に、追加のインダクタを接続してもよい。
　電流ＩＬ１２は、インダクタンスＬ１２、つまり第１コイル５１１を流れる電流である。電流ＩＬ２１は、インダクタンスＬ２１、つまり第２コイル５１２を流れる電流である。電流ＩＬ１３は、インダクタンスＬ１３、つまり第１コイル５２１を流れる電流である。電流ＩＬ３１は、インダクタンスＬ３１、つまり第２コイル５２２を流れる電流である。これら電流ＩＬ１２，ＩＬ２１，ＩＬ１３，ＩＬ３１は、トランス電流、ポート電流などと称されることがある。
　キャパシタ６０は、任意の２つのブリッジ回路３０と、任意の２つのブリッジ回路３０の交流端子間に接続されたインダクタンス要素５０を含む閉ループ回路に配置されている。キャパシタ６０は、閉ループ回路において、２つのブリッジ回路３０の交流端子の少なくともひとつとインダクタンス要素５０との間に接続されている。閉ループ回路は、キャパシタ６０を有している。キャパシタ６０は、共振用のキャパシタである。
　一例として本実施形態の電力変換装置１０は、２つのキャパシタ６０、具体的には第１キャパシタ６１および第２キャパシタ６２を備えている。第１キャパシタ６１は、第１ブリッジ回路３１、第１トランス５１、および第２ブリッジ回路３２を含む閉ループ回路に配置されている。この閉ループ回路を、以下において第１閉ループ回路と示すことがある。第１キャパシタ６１は、第１ブリッジ回路３１におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子と、第１コイル５１１との間に接続されている。第１キャパシタ６１は、第１トランス５１の漏れインダクタンスであるインダクタンスＬ１２，Ｌ２１とＬＣ直列共振回路を形成している。
　第２キャパシタ６２は、第１ブリッジ回路３１、第２トランス５２、および第３ブリッジ回路３３を含む閉ループ回路に配置されている。この閉ループ回路を、以下において第２閉ループ回路と示すことがある。第２キャパシタ６２は、第１ブリッジ回路３１におけるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子と、第１コイル５２１との間に接続されている。第２キャパシタ６２は、第２トランス５２の漏れインダクタンスであるインダクタンスＬ１３，Ｌ３１とＬＣ直列共振回路を形成している。
　一例として第１キャパシタ６１の容量値と第２キャパシタ６２の容量値は、互いに等しい。このため、第１閉ループ回路の共振周波数と、第２閉ループ回路の共振周波数は、互いに等しい。なお、第２ブリッジ回路３２、第１トランス５１、第２トランス５２、および第３ブリッジ回路３３により、閉ループ回路（第３閉ループ回路）が形成される。第１閉ループ回路を基準として、第３閉ループ回路における合成インダクタンスは２倍、合成キャパシタンスは１／２倍になる。このため、第３閉ループ回路の共振周波数は、第１閉ループ回路の共振周波数および第２閉ループ回路の共振周波数に等しい。
　制御部７０は、各ブリッジ回路３０を構成するスイッチング素子の駆動、具体的にはオン駆動、オフ駆動を制御する。これにより制御部７０は、直流電圧を交流電圧に変換した後、その交流電圧を直流電圧に変換する。制御部７０は、一次側と二次側とで送受する電力を制御する。本実施形態の制御部７０は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４の駆動を制御する。制御部７０は、制御回路７１と、駆動回路７２を備えている。制御回路７１は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を動作させるための駆動指令を生成し、駆動回路７２に出力する。制御回路７１は、駆動指令として、ＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭは、Pulse Width Modulationの略称である。
　一例として本実施形態の制御回路７１は、専用コンピュータを含んで構成されている。専用コンピュータは、メモリ７１１とプロセッサ７１２とを、少なくともひとつずつ有している。メモリ７１１は、コンピュータにより読み取り可能なプログラム７１３およびデータを非一時的に記憶する記憶媒体（non-transitory tangible storage medium）である。プログラム７１３は、プロセッサ７１２によって実行されたとき、プロセッサ７１２に様々な機能を実行させるコンピュータ可読命令を含んでいる。プロセッサ７１２は、プログラム７１３に含まれる複数の命令を実行することで、複数の機能部を構築する。プロセッサ７１２は、プログラム７１３の命令を実行することで、所定の処理を実行する処理部である。
　メモリ７１１は、たとえば半導体メモリ、磁気媒体、および光学媒体等のうち、少なくとも一種類の記憶媒体である。メモリ７１１は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＨＤＤ、ＳＳＤなど、多様な記憶媒体を採用可能である。ＲＡＭは、Random Access Memoryの略称である。ＲＯＭは、Read Only Memoryの略称である。ＨＤＤは、Hard-disk Driveの略称である。ＳＳＤは、Solid State Driveの略称である。
　プロセッサ７１２は、たとえばＣＰＵ、ＭＰＵ、ＧＰＵ、ＤＦＰなどのうち、少なくとも一種類をコアとして含んでいる。ＣＰＵは、Central Processing Unitの略称である。ＭＰＵは、Micro-Processing Unitの略称である。ＧＰＵは、Graphics Processing Unitの略称である。ＤＦＰは、Data Flow Processorの略称である。制御回路７１は、ＣＰＵ、ＭＰＵ、ＧＰＵなど、複数種類の演算処理装置を組み合わせて実現されてもよい。
　制御回路７１を構成する専用コンピュータは、ＳｏＣとして実現されてもよい。ＳｏＣは、System on Chipの略称である。専用コンピュータの少なくとも一部は、ＡＳＩＣやＦＰＧＡを用いて実現されてもよい。ＡＳＩＣは、Application Specific Integrated Circuitの略称である。ＦＰＧＡは、Field-Programmable Gate Arrayの略称である。
　駆動回路７２は、制御回路７１の駆動指令に基づいて、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４のゲートに駆動電圧を供給する。駆動回路７２は、駆動電圧の印加により、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動、すなわちオン駆動、オフ駆動させる。駆動回路７２は、ドライバと称されることがある。
　制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでブリッジ回路３０を構成するスイッチング素子を駆動する。電力変換装置１０が複数の閉ループ回路を備える場合、制御部７０は、複数の閉ループ回路の共振周波数ｆｒのうち、もっとも大きい共振周波数ｆｒｍａｘよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子を駆動する。本実施形態では、上記したように電力変換装置１０が３つの閉ループ回路を備えており、３つの閉ループ回路の共振周波数ｆｒは互いに等しい。このため、制御部７０は、３つの閉ループ回路に共通する共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。
　＜制御方法＞
　以下では、制御回路７１が第１ブリッジ回路３１および第２ブリッジ回路３２を制御する例を示す。なお、第１ブリッジ回路３１および第３ブリッジ回路３３、第２ブリッジ回路３２および第３ブリッジ回路３３、それぞれの制御についても同様である。制御回路７１は、たとえば特開２０２１－１４５４０７号公報に開示された方法により、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４の駆動を制御する。特開２０２１－１４５４０７号公報の記載内容は、この明細書における技術的要素の説明として、参照により援用される。
　制御回路７１は、第２ブリッジ回路３２側の指令電力および各センサの検出信号を取得する。指令電力が正の場合、制御回路７１は、入力された指令電力を電圧センサから取得した電圧Ｖｄｃ２で除算し、第２端子２２Ｈに流す電流の指令値である指令電流を算出する。指令電流は、定電力制御により第２端子２２に接続される外部機器に電力を供給するために設定される。制御回路７１は、電流センサから第２端子２２Ｈを流れる電流を取得し、取得した電流を上記した指令電流から減算することにより、電流偏差を算出する。制御回路７１は、電流偏差をゼロにフィードバック制御するための操作量として指令位相差φを算出する。フィードバック制御は、たとえば比例積分（ＰＩ）制御、比例積分微分（ＰＩＤ）制御である。制御回路７１は、指令位相差に基づいて、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４の駆動指令（ＰＷＭ信号）を生成する。
　図２は、スイッチング動作および電流電圧波形を示している。図２では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４のスイッチング状態、電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２、および電流ＩＬ１を示している。便宜上、図２では、直列回路の短絡を防ぐために設けられるデッドタイムを省略している。図２では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ２１，Ｑ２３の動作を実線、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ２２，Ｑ２４の動作を破線で示している。
　第１ブリッジ回路３１において、直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、交互にオンされる。直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４は、交互にオンされる。スイッチング素子Ｑ１１のオン期間とスイッチング素子Ｑ１４のオン期間とは、同期している。スイッチング素子Ｑ１２のオン期間とスイッチング素子Ｑ１３のオン期間とは、同期している。つまり、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が互いに同一のスイッチング状態で動作し、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が互いに同一のスイッチング状態で動作する。
　第２ブリッジ回路３２において、直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、交互にオンされる。直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４は、交互にオンされる。スイッチング素子Ｑ２１のオン期間とスイッチング素子Ｑ２４のオン期間とは、同期している。スイッチング素子Ｑ２２のオン期間とスイッチング素子Ｑ２３のオン期間とは、同期している。つまり、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４が互いに同一のスイッチング状態で動作し、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３が互いに同一のスイッチング状態で動作する。
　指令位相差φが正の場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオンへの切り替えタイミングに対して、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４のオンへの切り替えタイミングが指令位相差φだけ遅れる。この指令位相差φの期間で、電流ＩＬ１２は変化し、図２のような電流波形になる。指令位相差φが正の場合、電圧Ｖｔ１の極性が負極性から正極性に切り替わるタイミングに対して、電圧Ｖｔ２の極性が負極性から正極性に切り替わるタイミングが指令位相差φだけ遅れる。制御回路７１は、指令位相差φによって電流ＩＬ１２を制御することで、電力を制御する。
　図２に示す例では、指令位相差φ（位相差φ）が正であり、電圧Ｖｔ１に対して電圧Ｖｔ２の位相が遅相となっている。よって、スイッチング動作により、第１ブリッジ回路３１から第２ブリッジ回路３２に向けて電力を伝送する。電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２は、いずれも正値、負値の２レベル電圧となっている。電圧Ｖｔ１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオンすることで正値を出力し、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンすることで負値を出力する。同様に、電圧Ｖｔ２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４がオンすることで正値を出力し、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３がオンすることで負値を出力する。制御回路７１は、第１ブリッジ回路３１のスイッチングタイミングに対して、第２ブリッジ回路３２のスイッチングタイミングの遅延量を変化させることで、第１ブリッジ回路３１から第２ブリッジ回路３２への電力伝送量を制御する。
　図３は、各動作モードにおける電流の流れを示している。ＭＯＤＥ１では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオフ、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンを維持する。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４はオンからオフに、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３はオフからオンに切り替わる。電流ＩＬ１２の極性は負であり、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３の寄生ダイオードを電流が流れる。電圧Ｖｔ２は、正値から負値に下降する。なお、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３のオンにより、ＭＯＤＥ１ではスイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３にも電流が流れるが、図３では便宜上省略している。
　次いでＭＯＤＥ２では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオフからオンに、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンからオフに切り替わる。スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３はオン、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４がオフを維持する。電流ＩＬ１２の極性は正であるので、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３に電流が流れる。電圧Ｖｔ１は、負値から正値に上昇する。
　次いでＭＯＤＥ３では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオン、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオフを維持する。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４はオフからオンに、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３はオンからオフに切り替わる。電流ＩＬ１２の極性は正であり、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３の寄生ダイオードを電流が流れる。電圧Ｖｔ２は、負値から正値に上昇する。なお、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４のオンにより、ＭＯＤＥ３ではスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４にも電流が流れるが、便宜上省略している。
　次いでＭＯＤＥ４では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオンからオフに、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオフからオンに切り替わる。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４はオン、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２３がオフを維持する。電流ＩＬ１２の極性は負であるので、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２４に電流が流れる。電圧Ｖｔ１は、正値から負値に下降する。
　制御回路７１が、電圧Ｖｔ１に対して電圧Ｖｔ２の位相を遅相に制御する例を示したが、これに限定されない。制御回路７１は、電圧Ｖｔ１に対して電圧Ｖｔ２の位相を進相に制御してもよいし、同相に制御してもよい。
　電力指令が正の値の例を示したが、これに限定されない。電力指令は、負の値やゼロでもよい。負の値の場合、第２ブリッジ回路３２からインダクタンス要素５０を介して第１ブリッジ回路３１に向けて電力を伝送することも可能である。
　＜第１実施形態のまとめ＞
　図４は、スイッチング周波数ｆｓｗとＬＣ回路のインピーダンスＺＬＣとの関係を示している。図４に示すように、共振周波数ｆｒよりも周波数の低い領域は容量性領域であり、共振周波数ｆｒよりも周波数の高い領域は誘導性領域である。ＬＣ回路のインピーダンスＺＬＣは、容量性領域においてスイッチング周波数ｆｓｗの増加とともに減少し、共振周波数ｆｒで最小となる。インピーダンスＺＬＣは、誘導性領域においてスイッチング周波数ｆｓｗの増加とともに増加する。
　図４に示すように、誘導性領域では、トランス電流の波形が正弦波に近づく。特に共振周波数ｆｒに近いほど、正弦波により近い波形となる。本実施形態の制御部７０（制御回路７１）は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高いスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。このように、誘導性領域でスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動させるため、電流波形が正弦波形に近づく。
　図５は、キャパシタ６０を備える構成において、スイッチング周波数ｆｓｗとスイッチング損失の低減量との関係を示している。図５は、シミュレーション結果を示している。図５に示すように、スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒより高くすることで、スイッチング損失を低減することができる。スイッチング損失の低減量は、スイッチング周波数ｆｓｗの増加に伴って小さくなる。スイッチング損失の低減量は、共振周波数ｆｒに近いほど大きい。よって、スイッチング周波数ｆｓｗを、共振周波数ｆｒの１．３倍以上、２倍以下の範囲で設定するのが好ましい。
　図６は、ポート電流波形のシミュレーション結果を示している。図６は、第２端子２２から第３端子２３への送電動作時のポート電流波形を示している。図６では、参考例と本例（本実施形態の一例）とを対比している。参考例は、キャパシタ６０を備えない点で本例と異なり、その他の構成は本例と同様である。図６に示す実線は第２ブリッジ回路３２のポート電流ＩＬ２１、破線は第３ブリッジ回路３３のポート電流ＩＬ３１を示している。一点鎖線は、第１ブリッジ回路３１のポート電流、つまり電流ＩＬ１３と電流ＩＬ１２の和を示している。一点鎖線は、図１の接続点Ａ１を流れる電流である。図６に示すように、参考例では、第１ブリッジ回路３１のポート電流のピーク値が大きい。本例では、第１ブリッジ回路３１のポート電流のピーク値を参考例に対して約６０％低減することができる。
　図７は、半導体損失のシミュレーション結果を示している。図７は、図６同様、第２端子２２から第３端子２３への送電動作時の第１ブリッジ回路３１の半導体損失を示している。図７でも、キャパシタ６０を備える構成である本例と、キャパシタ６０を備えない構成である参考例とを対比している。参考例では、第１ブリッジ回路３１の半導体損失が大きい。本例では、第１ブリッジ回路３１の半導体損失を参考例に較べて約７８％低減することができる。
　本実施形態では、閉ループ回路において２つのブリッジ回路３０の交流端子の少なくともひとつとインダクタンス要素５０との間に、キャパシタ６０が接続されている。一例として電力変換装置１０が３つのブリッジ回路３０を備えており、閉ループ回路のそれぞれにキャパシタ６０を設けている。そして、制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。これにより、図４および図６に示したように、電流波形が正弦波形に近づく。したがって、スイッチング時の電流値、ひいては半導体損失を低減することができる。スイッチング時の電流値が小さくなるため、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率を高めることができる。
　同様に、メモリ７１１に格納されたプログラム７１３（制御プログラム）は、少なくともひとつのプロセッサ７１２（処理部）に、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗを設定させる。プログラム７１３は、プロセッサ７１２に、設定したスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動させる。これにより、上記同様、電流波形が正弦波形に近づく。よって、スイッチング時の電流値を低減することができる。この結果、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって電力変換装置１０の変換効率を高めることができる。
　図５に示したように、スイッチング周波数ｆｓｗは共振周波数ｆｒよりも高ければよい。好ましくは、スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒの１．３倍以上、２倍以下の範囲内で設定するとよい。図４に示したように、電流波形は共振周波数ｆｒに近いほど正弦波に近づく。つまり、スイッチング時の電流値を低減できる。スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒの１．３倍以上、２倍以下の範囲内で設定することで、安定して電力変換を実施できるとともに、スイッチング損失（半導体損失）を効果的に低減することができる。
　＜変形例＞
　ブリッジ回路３０を３つ以上備える構成において、閉ループ回路の共振周波数が互いに等しい例を示したが、これに限定されない。たとえば図１に示した構成において、キャパシタ６１，６２の容量値を異ならせ、これにより閉ループ回路の共振周波数を異ならせてもよい。制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒのうち最大の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動すればよい。
　キャパシタ６０の配置は、上記した例に限定されない。閉ループ回路において、交流端子とインダクタンス要素５０との間であれば配置が可能である。たとえば第１キャパシタ６１を、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４側の交流端子と第１コイル５１１の端部との間に設けてもよい。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子と第２コイル５１２の端部との間に設けてもよい。スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４側の交流端子と第２コイル５１２の端部との間に設けてもよい。第２キャパシタ６２についても同様である。
　（第２実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、ブリッジ回路３０のそれぞれが直列回路を２つ有していた。これに代えて、直列回路の数を２つ以外の数としてもよい。
　図８は、本実施形態に係る電力変換装置１０を示している。先行実施形態同様、電力変換装置１０は、３つのブリッジ回路３０を備えている。ブリッジ回路３０のそれぞれは、直列回路をひとつのみ有している。ブリッジ回路３０は、ハーフブリッジ回路と称されることがある。
　第１ブリッジ回路３１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路のみを有している。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子と第１トランス５１の第１コイル５１１の一端との間に、第１キャパシタ６１が接続されている。第１コイル５１１の他端は、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ１２のソースに接続されている。
　第２ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路のみを有している。第１トランス５１の第２コイル５１２の一端は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子に接続され、他端はローサイド側のスイッチング素子Ｑ２２のソースに接続されている。
　第３ブリッジ回路３３は、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の直列回路のみを有している。第２トランス５２の第２コイル５２２の一端は、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２側の交流端子に接続されている。第１コイル５２１の一端とスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子との間に、第２キャパシタ６２が接続されている。第１コイル５２１の他端は、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ１２のソースに接続されている。
　制御部７０は上記した構成において、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。その他の構成は、先行実施形態に記載の電力変換装置１０と同様である。
　＜第２実施形態のまとめ＞
　本実施形態でも、電力変換装置１０が３つのブリッジ回路３０を備えており、閉ループ回路のそれぞれにキャパシタ６０を設けている。そして、制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。よって、先行実施形態に記載の構成と同等の効果を奏することができる。具体的には、電流波形が正弦波形に近づくため、スイッチング時の電流値を低減することができる。そして、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率を高めることができる。
　ブリッジ回路３０のそれぞれが直列回路をひとつずつ有する例を示したが、直列回路を３つずつ有してもよい。
　（第３実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、電力変換装置１０が２つのインダクタンス要素５０を備えていた。これに代えて、インダクタンス要素５０の数を３つ以上としてもよい。
　図９は、本実施形態に係る電力変換装置１０を示している。図９では、便宜上、制御部７０の通信線を簡素化して図示している。第１実施形態同様、電力変換装置１０は、フルブリッジ構成の３つのブリッジ回路３０を備えている。電力変換装置１０は、３つのインダクタンス要素、具体的には第１トランス５１、第２トランス５２、および第３トランス５３を備えている。電力変換装置１０は、３つのキャパシタ６０、具体的には第１キャパシタ６１、第２キャパシタ６２、および第３キャパシタ６３を備えている。
　第１トランス５１、第２トランス５２、および第１キャパシタ６１は、第１実施形態と同様の配置である。第２キャパシタ６２は、第２トランス５２の第２コイル５２２の端部と第３ブリッジ回路３３のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２側の交流端子との間に接続されている。
　第３トランス５３は、第２ブリッジ回路３２の交流端子と第３ブリッジ回路３３の交流端子の間に接続されている。第３トランス５３は、第１トランス５１および第２トランス５２と同様の構成を有している。第３トランス５３の第１コイル５３１は、第２ブリッジ回路３２の交流端子に接続されている。第１コイル５３１の一端はスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２による直列回路の交流端子に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４による直列回路の交流端子に接続されている。第２コイル５３２は、第３ブリッジ回路３３の交流端子に接続されている。第２コイル５３２の一端はスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２による直列回路の交流端子に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ３３，Ｑ３４による直列回路の交流端子に接続されている。
　図９に示すインダクタンスＬ２３，Ｌ３２は、第３トランス５３の漏れインダクタンスである。インダクタンスＬ２３，Ｌ３２は、等価である。インダクタンスＬ１２，Ｌ１３，Ｌ２１，Ｌ２３，Ｌ３１，Ｌ３２は、互いに等しい。電流ＩＬ２３は、インダクタンスＬ２３、つまり第１コイル５３１を流れる電流である。電流ＩＬ３２は、インダクタンスＬ３２、つまり第２コイル５３２を流れる電流である。
　第３キャパシタ６３は、第２ブリッジ回路３２におけるスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子と、第１コイル５３１との間に接続されている。第３キャパシタ６３は、第３トランス５３の漏れインダクタンスであるインダクタンスＬ２３，Ｌ３２とＬＣ直列共振回路を形成している。一例として第１キャパシタ６１の容量値、第２キャパシタ６２の容量値、および第３キャパシタ６３の容量値は、互いに等しい。よって、電力変換装置１０が有するすべての閉ループ回路において、共振周波数は互いに等しい。
　電力変換装置１０は、６つの閉ループ回路を有している。閉ループ回路のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第１トランス５１、および第２ブリッジ回路３２を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第２トランス５２、および第３ブリッジ回路３３を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第２ブリッジ回路３２、第３トランス５３、および第３ブリッジ回路３３を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第２トランス５２、第３トランス５３、および第２ブリッジ回路３２を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第１トランス５１、第３トランス５３、および第３ブリッジ回路３３を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第２ブリッジ回路３２、第１トランス５１、第２トランス５２、および第３ブリッジ回路３３を含む。一例として、先行実施形態同様、すべての閉ループ回路の共振周波数が互いに等しい。
　制御部７０は上記した構成において、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。その他の構成は、第１実施形態に記載の電力変換装置１０と同様である。
　＜第３実施形態のまとめ＞
　本実施形態でも、電力変換装置１０が３つのブリッジ回路３０を備えており、閉ループ回路のそれぞれにキャパシタ６０を設けている。そして、制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。よって、先行実施形態に記載の構成と同等の効果を奏することができる。具体的には、電流波形が正弦波形に近づくため、スイッチング時の電流値を低減することができる。そして、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率を高めることができる。
　なお、電力変換装置１０は、少なくともブリッジ回路３０の数から１を減算した数のインダクタンス要素５０（トランス）を必要とする。本実施形態のように、ブリッジ回路３０の数以上のインダクタンス要素５０を配置してもよい。
　本実施形態に記載の構成は、第１実施形態に記載の構成、第２実施形態に記載の構成のいずれとも組み合わせが可能である。
　（第４実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、電力変換装置１０が３つの外部接続端子２０およびブリッジ回路３０を備えていた。これに代えて、４つ以上の外部接続端子２０およびブリッジ回路３０を備えてもよい。つまり、４ポート以上の構成としてもよい。
　図１０は、本実施形態に係る電力変換装置１０を示している。図１０では、便宜上、制御部７０の通信線を省略している。電力変換装置１０は、４つの外部接続端子２０と、フルブリッジ構成の４つのブリッジ回路３０を備えている。電力変換装置１０は、先行実施形態に構成に対して、第４端子２４と、第４平滑キャパシタ４４と、第４ブリッジ回路３４をさらに備えている。第４端子２４は、高電位側の第４端子２４Ｈと、低電位側の第４端子２４Ｌを含んでいる。第４ブリッジ回路３４は、スイッチング素子Ｑ４１，Ｑ４２，Ｑ４３，Ｑ４４を有している。スイッチング素子Ｑ４１，Ｑ４２は、スイッチング素子Ｑ４１をハイサイド側として直列回路をなしている。スイッチング素子Ｑ４３，Ｑ４４は、スイッチング素子Ｑ４３をハイサイド側として直列回路をなしている。
　電力変換装置１０は、３つのインダクタンス要素、具体的には第１トランス５１、第２トランス５２、および第３トランス５３を備えている。電力変換装置１０は、３つのキャパシタ６０、具体的には第１キャパシタ６１、第２キャパシタ６２、および第３キャパシタ６３を備えている。
　第１トランス５１は、第１ブリッジ回路３１の交流端子と第２ブリッジ回路３２の交流端子の間に接続されている。第１キャパシタ６１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子と第１コイル５１１の端部の間に接続されている。
　第２トランス５２は、第２ブリッジ回路３２の交流端子と第２ブリッジ回路３２の交流端子の間に接続されている。第２キャパシタ６２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子と第１コイル５２１の端部の間に接続されている。
　第３トランス５３は、第３ブリッジ回路３３の交流端子と第４ブリッジ回路３４の交流端子の間に接続されている。第３キャパシタ６３は、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２側の交流端子と第１コイル５３１の端部の間に接続されている。
　図１０に示すインダクタンスＬ２３，Ｌ３２は、第２トランス５２の漏れインダクタンスである。インダクタンスＬ３４，Ｌ４３は、第３トランス５３の漏れインダクタンスである。インダクタンスＬ１２，Ｌ２１，Ｌ２３，Ｌ３２，Ｌ３４，Ｌ４３は、互いに等しい。電流ＩＬ３４は、インダクタンスＬ３４を流れる電流である。電流ＩＬ４３は、インダクタンスＬ４３を流れる電流である。
　電力変換装置１０は、６つの閉ループ回路を有している。閉ループ回路のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第１トランス５１、および第２ブリッジ回路３２を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第２ブリッジ回路３２、第２トランス５２、および第３ブリッジ回路３３を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第３ブリッジ回路３３、第３トランス５３、および第４ブリッジ回路３４を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第１トランス５１、第２トランス５２、および第３ブリッジ回路３３を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第２ブリッジ回路３２、第２トランス５２、第３トランス５３、および第４ブリッジ回路３４を含む。閉ループ回路の他のひとつは、第１ブリッジ回路３１、第１トランス５１、第２トランス５２、第３トランス５３、および第４ブリッジ回路３４を含む。一例として、先行実施形態同様、すべての閉ループ回路の共振周波数が互いに等しい。
　制御部７０は上記した構成において、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４，Ｑ４１～Ｑ４４を駆動する。その他の構成は、第１実施形態に記載の電力変換装置１０と同様である。
　＜第４実施形態のまとめ＞
　本実施形態では、電力変換装置１０が４つのブリッジ回路３０を備えており、閉ループ回路のそれぞれにキャパシタ６０を設けている。そして、制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４，Ｑ４１～Ｑ４４を駆動する。よって、先行実施形態に記載の構成と同等の効果を奏することができる。具体的には、電流波形が正弦波形に近づくため、スイッチング時の電流値を低減することができる。そして、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率を高めることができる。
　本実施形態に記載の構成は、第１実施形態に記載の構成、第２実施形態に記載の構成、第３実施形態に記載の構成のいずれとも組み合わせが可能である。
　（第５実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、各ブリッジ回路３０が出力する交流電圧、たとえば電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２は、正値と負値の２レベル電圧であった。これに代えて、ブリッジ回路３０の出力電圧を、正値、ゼロ値、負値の３レベル電圧としてもよい。
　図１１は、本実施形態に係る電力変換装置１０において、スイッチング動作および電流電圧波形を示している。図１１は、図２に対応している。図１１においても、第１ブリッジ回路３１の出力電圧Ｖｔ１に対して、第２ブリッジ回路３２の出力電圧Ｖｔ２の位相が遅相となっている。図１１は、第１ブリッジ回路３１から第２ブリッジ回路３２に向けて電力を伝送する動作を示している。
　出力電圧Ｖｔ１は正値、ゼロ値、負値の３レベル電圧となっている。出力電圧Ｖｔ２は、正値、負値の２レベル電圧となっている。出力電圧Ｖｔ１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２４がオンすることで正値を出力する。出力電圧Ｖｔ１は、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ２２，Ｑ２３がオンすることで、負値を出力する。出力電圧Ｖｔ１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３オンすることで、ゼロ値を出力する。これに代えて、スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４がオンすることで、出力電圧Ｖｔ１はゼロ値を出力してもよい。
　制御部７０は、先行実施形態同様、位相差φを変化させることで第１ブリッジ回路３１と第２ブリッジ回路３２との間の電力伝送量を制御する。その他の構成は、たとえば第１実施形態に記載の構成と同様である。
　＜第５実施形態のまとめ＞
　本実施形態でも、制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４を駆動する。よって、先行実施形態に記載の構成と同等の効果を奏することができる。
　本実施形態に記載の構成は、第１実施形態に記載の構成、第２実施形態に記載の構成、第３実施形態に記載の構成、第４実施形態に記載の構成のいずれとも組み合わせが可能である。
　出力電圧Ｖｔ１を３レベル電圧にする例を示したが、これに限定されない。出力電圧Ｖｔ２を３レベル電圧にしてもよい。出力電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２を３レベル電圧にしてもよい。
　（第６実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、電力変換装置１０が３つ以上の外部接続端子２０およびブリッジ回路３０を備えていた。これに代えて、２つの外部接続端子２０およびブリッジ回路３０を備えてもよい。つまり、２ポート構成としてもよい。
　図１２は、本実施形態に係る電力変換装置１０を示している。電力変換装置１０は、２つの外部接続端子２０、具体的には第１端子２１および第２端子２２を備えている。電力変換装置１０は、２つのブリッジ回路３０、具体的には第１ブリッジ回路３１および第２ブリッジ回路３２を備えている。
　電力変換装置１０は、第１実施形態に記載の構成（図１参照）から、第３端子２３、第３ブリッジ回路３３、第３平滑キャパシタ４３、第２トランス５２、および第２キャパシタ６２を排除した構成となっている。電力変換装置１０は、第１トランス５１および第１キャパシタ６１を備えている。以下では、第１トランス５１をトランス５１、第１キャパシタ６１をキャパシタ６１と示すことがある。
　インダクタンス要素５０であるトランス５１は、第１ブリッジ回路３１の交流端子と第２ブリッジ回路３２の交流端子の間に接続されている。キャパシタ６１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子と第１コイル５１１の間に接続されている。
　電力変換装置１０は、第１ブリッジ回路３１、トランス５１、および第２ブリッジ回路３２を含む閉ループ回路を有している。この閉ループ回路にキャパシタ６１が設けられている。制御部７０は、第１実施形態同様（図２および図３参照）、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動する。制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動する。その他の構成は、第１実施形態に記載の構成と同様である。
　＜第６実施形態のまとめ＞
　本実施形態では、電力変換装置１０が２つのブリッジ回路３０を備えており、閉ループ回路においてブリッジ回路３０の交流端子とトランス５１との間に、キャパシタ６１が接続されている。そして、制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動する。これにより先行実施形と同等の効果を奏することができる。具体的には、電流波形が正弦波形に近づく。したがって、スイッチング時の電流値、ひいては半導体損失を低減することができる。スイッチング時の電流値が小さくなるため、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率を高めることができる。
　また、メモリ７１１に格納されたプログラム７１３（制御プログラム）は、少なくともひとつのプロセッサ７１２（処理部）に、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗを設定させる。プログラム７１３は、プロセッサ７１２に、設定したスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動させる。これにより、上記同様、電流波形が正弦波形に近づく。よって、スイッチング時の電流値を低減することができる。この結果、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって電力変換装置１０の変換効率を高めることができる。
　先行実施形態同様、本実施形態においても、スイッチング周波数ｆｓｗを共振周波数ｆｒの１．３倍以上、２倍以下の範囲内で設定するとよい。これにより、安定して電力変換を実施できるとともに、スイッチング損失（半導体損失）を効果的に低減することができる。
　＜変形例＞
　キャパシタ６１の配置は、上記した例に限定されない。第１キャパシタ６１を、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４側の交流端子と第１コイル５１１の端部との間に設けてもよい。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子と第２コイル５１２の端部との間に設けてもよい。スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４側の交流端子と第２コイル５１２の端部との間に設けてもよい。
　２つのブリッジ回路３０の構成は、フルブリッジに限定されない。たとえば図１３に示すように、ハーフブリッジ構成のブリッジ回路３０を採用してもよい。第１ブリッジ回路３１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路のみを有している。第２ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路のみを有している。第１コイル５１１の端部のひとつは、スイッチング素子Ｑ１２のソースに接続されている。第２コイル５１２の端部のひとつは、スイッチング素子Ｑ２２のソースに接続されている。
　図１４に示すように、ブリッジ回路３０は３つ以上の直列回路を有してもよい。第１ブリッジ回路３１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路、およびスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６の直列回路を有している。第２ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の直列回路、およびスイッチング素子Ｑ２５，Ｑ２６の直列回路を有している。このようなブリッジ回路３０は、３レグ回路と称されることがある。トランス５１は、単相を三相に置き換えている。キャパシタ６１は、３つの交流端子とトランス５１との間にそれぞれ設けられている。図１３および図１４の変形例では、便宜上、制御部７０を省略している。
　本実施形態に記載の構成は、第５実施形態に記載の構成との組み合わせが可能である。トランス５１の数はひとつに限定されない。トランス５１を２つ以上設けてもよい。
　（第７実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、閉ループ回路を構成する２つのブリッジ回路３０およびインダクタンス要素５０において、一方のブリッジ回路３０の交流端子とインダクタンス要素５０との間にキャパシタ６０を設けた。これに代えて、ブリッジ回路３０のそれぞれとインダクタンス要素５０との間に、キャパシタ６０を設けてもよい。
　図１５は、本実施形態に係る電力変換装置１０を示している。便宜上、図１５では、制御部７０の通信線を簡素化している。電力変換装置１０の基本構成は、第６実施形態に記載の構成（図１２参照）と同様である。電力変換装置１０は、第１ブリッジ回路３１、トランス５１、および第２ブリッジ回路３２を含む閉ループ回路に設けられるキャパシタ６１として、２つのキャパシタ６１１，６１２を有している。キャパシタ６１１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子とトランス５１の間に接続されている。キャパシタ６１２は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子とトランス５１の間に接続されている。
　このように、閉ループ回路には、２つのキャパシタ６１（６１１，６１２）が直列に配置されている。制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動する。
　＜第７実施形態のまとめ＞
　本実施形態では、トランス５１の両側にキャパシタ６１をそれぞれ設けている。これにより、先行実施形態に記載の効果に加えて、トランス偏磁抑制効果を奏することができる。よって、より安定的に電力変換動作を行うことが可能となる。
　図１６は、トランス偏磁抑制効果を示す図である。図１６は、シミュレーション結果を示している。図１６に示す参考例は、トランス５１の片側（たとえば一次側）にキャパシタ６１を設けた構成の結果を示している。つまり、第６実施形態に記載の構成（図１２参照）の結果を示している。本例は、本実施形態の構成、つまりトランス５１の両側にキャパシタ６１をそれぞれ設けた構成の結果を示している。
　参考例では、トランス５１に直流電圧が重畳した後に励磁電流が増加する。そして、最終的にトランス５１が飽和する。本例では、トランス５１の両側にキャパシタ６１を設けることで、両方向の直流成分をキャンセルすることができる。これにより、励磁電流の増加を抑制し、ひいてはトランス５１の飽和を抑制することができる。
　＜変形例＞
　キャパシタ６１は、２つのブリッジ回路３０のうちのひとつの交流端子とインダクタンス要素５０との間に少なくともひとつ配置され、２つのブリッジ回路３０のうちの他のひとつの交流端子とインダクタンス要素５０との間に少なくともひとつ配置されればよい。
　たとえば図１７に示す例では、図１５に示した構成に対して、キャパシタ６１３を付加している。キャパシタ６１３は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４側の交流端子とトランス５１の間に接続されている。このように、第１ブリッジ回路３１側に複数のキャパシタ６１を配置してもよい。もちろん、第２ブリッジ回路３２側に複数のキャパシタ６１を配置してもよいし、トランス５１の両側に複数のキャパシタ６１をそれぞれ配置してもよい。つまり、閉ループ回路において直列配置されるキャパシタ６１の数を３つ以上としてもよい。このような構成においても、図１５に示した構成と同等のトランス偏磁抑制効果を奏することができる。
　図１８に示す例では、図１５に示した構成に対して付加したキャパシタ６１３が、キャパシタ６１１に対して並列接続されている。もちろん、第２ブリッジ回路３２側にキャパシタ６１の並列回路を配置してもよいし、トランス５１の両側にキャパシタ６１の並列回路をそれぞれ配置してもよい。このような構成においても、図１５に示した構成と同等のトランス偏磁抑制効果を奏することができる。図１７および図１８に示す変形例では、便宜上、制御部７０を省略している。
　本実施形態に記載の構成は、第１実施形態に記載の構成、第２実施形態に記載の構成、第３実施形態に記載の構成、第４実施形態に記載の構成、第５実施形態に記載の構成、第６実施形態に記載の構成のいずれとも組み合わせが可能である。
　（第８実施形態）
　この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例であり、先行実施形態の記載を援用できる。先行実施形態では、電力変換装置１０がインダクタンス要素５０としてトランスを備えていた。これに代えて、インダクタを備えてもよい。
　図１９は、本実施形態に係る電力変換装置１０を示している。電力変換装置１０の基本構成は、第６実施形態に記載の構成（図１２参照）と同様である。電力変換装置１０は、インダクタンス要素５０として、インダクタ５４を備えている。インダクタ５４は、リアクトルと称されることがある。
　インダクタ５４は、２つのブリッジ回路３０の交流端子に接続されている。インダクタ５４の端子のひとつは、第１ブリッジ回路３１のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子に接続され、端子の他のひとつは第２ブリッジ回路３２のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２側の交流端子に接続されている。Ｌ０は、インダクタ５４のインダクタンスを示している。第１ブリッジ回路３１のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４側の交流端子と第２ブリッジ回路３２のスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４側の交流端子とが相互に接続されている。
　閉ループ回路は、第１ブリッジ回路３１、インダクタ５４、第２ブリッジ回路３２を含んでいる。キャパシタ６１は、閉ループ回路においてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２側の交流端子とインダクタ５４の間に接続されている。制御部７０は、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動する。
　＜第８実施形態のまとめ＞
　本実施形態では、トランス５１に代えてインダクタ５４を採用している。インダクタ５４は、トランス５１のように絶縁機能を有さない。しかしながら、閉ループ回路にキャパシタ６１を設け、閉ループ回路の共振周波数ｆｒよりも高周波のスイッチング周波数ｆｓｗでスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４を駆動することで、先行実施形と同等の効果を奏することができる。具体的には、電流波形が正弦波形に近づくため、スイッチング時の電流値を低減することができる。これにより、軽負荷領域から定格負荷領域まで広範囲にわたって変換効率を高めることができる。
　本実施形態に記載の構成は、第１実施形態に記載の構成、第２実施形態に記載の構成、第３実施形態に記載の構成、第４実施形態に記載の構成、第５実施形態に記載の構成、第６実施形態に記載の構成、第７実施形態に記載の構成のいずれとも組み合わせが可能である。たとえば、トランス５１，５２，５３を、インダクタ５４に置き換えてもよい。
　（他の実施形態）
　この明細書および図面等における開示は、例示された実施形態に制限されない。開示は、例示された実施形態と、それらに基づく当業者による変形態様を包含する。たとえば、開示は、実施形態において示された部品および／または要素の組み合わせに限定されない。開示は、多様な組み合わせによって実施可能である。開示は、実施形態に追加可能な追加的な部分をもつことができる。開示は、実施形態の部品および／または要素が省略されたものを包含する。開示は、ひとつの実施形態と他の実施形態との間における部品および／または要素の置き換え、または組み合わせを包含する。開示される技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示されるいくつかの技術的範囲は、請求の範囲の記載によって示され、さらに請求の範囲の記載と均等の意味および範囲内でのすべての変更を含むものと解されるべきである。
　明細書および図面等における開示は、請求の範囲の記載によって限定されない。明細書および図面等における開示は、請求の範囲に記載された技術的思想を包含し、さらに請求の範囲に記載された技術的思想より多様で広範な技術的思想に及んでいる。よって、請求の範囲の記載に拘束されることなく、明細書および図面等の開示から、多様な技術的思想を抽出することができる。
　ある要素または層が「上にある」、「連結されている」、「接続されている」または「結合されている」と言及されている場合、それは、他の要素、または他の層に対して、直接的に上に、連結され、接続され、または結合されていることがあり、さらに、介在要素または介在層が存在していることがある。対照的に、ある要素が別の要素または層に「直接的に上に」、「直接的に連結されている」、「直接的に接続されている」または「直接的に結合されている」と言及されている場合、介在要素または介在層は存在しない。要素間の関係を説明するために使用される他の言葉は、同様のやり方で（例えば、「間に」対「直接的に間に」、「隣接する」対「直接的に隣接する」など）解釈されるべきである。この明細書で使用される場合、用語「および／または」は、関連する列挙されたひとつまたは複数の項目に関する任意の組み合わせ、およびすべての組み合わせを含む。
　（技術的思想の開示）
　この明細書は、以下に列挙する複数の項に記載された複数の技術的思想を開示している。いくつかの項は、後続の項において先行する項を択一的に引用する多項従属形式（a multiple dependent form）により記載されている場合がある。さらに、いくつかの項は、他の多項従属形式の項を引用する多項従属形式（a multiple dependent form referring to another multiple dependent form）により記載されている場合がある。これらの多項従属形式で記載された項は、複数の技術的思想を定義している。
　＜技術的思想１＞
　複数の外部接続端子（２０）と、
　前記外部接続端子に対して個別に接続された複数のブリッジ回路（３０）と、
　電力を伝送可能な任意の２つの前記ブリッジ回路の交流端子間に接続されたインダクタンス要素（５０）と、
　複数の前記ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の駆動を制御する制御部（７０）と、を備え、
　２つの前記ブリッジ回路および前記インダクタンス要素を含む閉ループ回路は、２つの前記ブリッジ回路の交流端子の少なくともひとつと前記インダクタンス要素との間に接続されたキャパシタ（６０）を有し、
　前記制御部は、前記閉ループ回路の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数で前記スイッチング素子を駆動する、電力変換装置。
　＜技術的思想２＞
　前記外部接続端子は３つ以上であり、
　複数の前記ブリッジ回路は、前記外部接続端子に対して個別に接続され、
　前記インダクタンス要素は、電力伝送可能な２つの前記ブリッジ回路の組み合わせのそれぞれに設けられ、
　前記キャパシタは、前記閉ループ回路のそれぞれに設けられ、
　前記制御部は、前記閉ループ回路の共振周波数のうち最大の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数で前記スイッチング素子を駆動する、技術的思想１に記載の電力変換装置。
　＜技術的思想３＞
　前記外部接続端子は、第１端子（２１Ｈ，２１Ｌ）および第２端子（２２Ｈ，２２Ｌ）を含み、
　前記ブリッジ回路は、前記第１端子に接続された第１ブリッジ回路（３１）と、前記第２端子に接続された第２ブリッジ回路（３２）を含み、
　前記インダクタンス要素は、前記第１ブリッジ回路の交流端子と前記第２ブリッジ回路の交流端子との間に接続され、
　前記キャパシタは、前記第１ブリッジ回路、前記インダクタンス要素、および前記第２ブリッジ回路を含む前記閉ループ回路において、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の少なくともひとつの交流端子と前記インダクタンス要素との間に接続されている、技術的思想１に記載の電力変換装置。
　＜技術的思想４＞
　前記制御部は、前記共振周波数の１．３倍以上、２倍以下の前記スイッチング周波数で、前記スイッチング素子を駆動する、技術的思想１～３いずれかひとつに記載の電力変換装置。
　＜技術的思想５＞
　前記キャパシタは、共通の前記インダクタンス要素に接続された２つの前記ブリッジ回路のうちのひとつの交流端子と前記インダクタンス要素との間に少なくともひとつ配置され、２つの前記ブリッジ回路のうちの他のひとつの交流端子と前記インダクタンス要素との間に少なくともひとつ配置されている、技術的思想１～４いずれかひとつに記載の電力変換装置。
　＜技術的思想６＞
　前記インダクタンス要素はトランスである、技術的思想１～５いずれかひとつに記載の電力変換装置。
　＜技術的思想７＞
　前記インダクタンス要素はインダクタである、技術的思想１～５いずれかひとつに記載の電力変換装置。

Claims (8)

  1. 　複数の外部接続端子（２０）と、
    　前記外部接続端子に対して個別に接続された複数のブリッジ回路（３０）と、
    　電力を伝送可能な任意の２つの前記ブリッジ回路の交流端子間に接続されたインダクタンス要素（５０）と、
    　複数の前記ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の駆動を制御する制御部（７０）と、を備え、
    　２つの前記ブリッジ回路および前記インダクタンス要素を含む閉ループ回路は、２つの前記ブリッジ回路の交流端子の少なくともひとつと前記インダクタンス要素との間に接続されたキャパシタ（６０）を有し、
    　前記制御部は、前記閉ループ回路の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数で前記スイッチング素子を駆動する、電力変換装置。
  2. 　前記外部接続端子は３つ以上であり、
    　複数の前記ブリッジ回路は、前記外部接続端子に対して個別に接続され、
    　前記インダクタンス要素は、電力伝送可能な２つの前記ブリッジ回路の組み合わせのそれぞれに設けられ、
    　前記キャパシタは、前記閉ループ回路のそれぞれに設けられ、
    　前記制御部は、前記閉ループ回路の共振周波数のうち最大の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数で前記スイッチング素子を駆動する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記外部接続端子は、第１端子（２１Ｈ，２１Ｌ）および第２端子（２２Ｈ，２２Ｌ）を含み、
    　前記ブリッジ回路は、前記第１端子に接続された第１ブリッジ回路（３１）と、前記第２端子に接続された第２ブリッジ回路（３２）を含み、
    　前記インダクタンス要素は、前記第１ブリッジ回路の交流端子と前記第２ブリッジ回路の交流端子との間に接続され、
    　前記キャパシタは、前記第１ブリッジ回路、前記インダクタンス要素、および前記第２ブリッジ回路を含む前記閉ループ回路において、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の少なくともひとつの交流端子と前記インダクタンス要素との間に接続されている、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記共振周波数の１．３倍以上、２倍以下の前記スイッチング周波数で、前記スイッチング素子を駆動する、請求項１～３いずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記キャパシタは、共通の前記インダクタンス要素に接続された２つの前記ブリッジ回路のうちのひとつの交流端子と前記インダクタンス要素との間に少なくともひとつ配置され、２つの前記ブリッジ回路のうちの他のひとつの交流端子と前記インダクタンス要素との間に少なくともひとつ配置されている、請求項１～３いずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記インダクタンス要素はトランス（５１，５２，５３）である、請求項１～３いずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記インダクタンス要素はインダクタ（５４）である、請求項１～３いずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　複数の外部接続端子（２０）と、
    　前記外部接続端子に対して個別に接続された複数のブリッジ回路（３０）と、
    　電力を伝送可能な任意の２つの前記ブリッジ回路の交流端子間に接続されたインダクタンス要素（５０）と、
    　２つの前記ブリッジ回路および前記インダクタンス要素を含む閉ループ回路において、２つの前記ブリッジ回路の交流端子の少なくともひとつと前記インダクタンス要素との間に接続されたキャパシタ（６０）と、を備える電力変換装置に適用される制御プログラムであって、
    　少なくともひとつの処理部（７１２）に、
    　前記閉ループ回路の共振周波数よりも高周波のスイッチング周波数を設定させ、
    　前記スイッチング周波数で複数の前記ブリッジ回路を構成するスイッチング素子を駆動させる、ことを含む制御プログラム。
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