CN114977798A - 宽电压输入级联电源电路 - Google Patents

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宋浩
武云龙
喻明
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Abstract

本申请提供的宽电压输入级联电源电路，包括升压电路和LLC谐振变换电路；所述升压电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输入端，将升压电路与LLC谐振变换电路进行级联，综合升压电路的输入输出波纹连续，输入输出波纹小，功率转换效率高以及LLC谐振变换电路的软开关效果，减小滤波所需电容、电感的尺寸，进而提升了电源的功率密度，而且满足了电源电路在输入电压具有较大波动场景下的使用需求，减小电源电路的开关损耗，针对输出信号的控制策略制定简单，优化磁件的工作状态，减轻磁件损耗，提升整体电路结构的可靠性。

Description

宽电压输入级联电源电路
技术领域
本申请涉及电子电力技术领域，特别涉及宽电压输入级联电源电路。
背景技术
随着电子电力技术的发展，各式各样电子设备被应用在各行各业，进一步的，小型化、高频化、高效率的电源电路越来越被重视，现有技术中电源电路的组成，按照功能划分，包括升压电路与开关电路；然而，随着电源电路的应用场合越来越复杂，升压电路中转换效率优秀的Boost、Buck以及Buck-Boost等电路无法适用于输入输出具备隔离需求的应用场景；除此之外，开关电路中的正激、反激电路则只能选择小功率的使用场景，桥式电路因自身硬开关特性导致的效率无法保证，电磁兼容性也无法满足实际使用需求，因此亟需一种有效的方案以解决上述问题。
发明内容
有鉴于此，本申请实施例提供了一种宽电压输入级联电源电路，以解决现有技术中存在的技术缺陷。
根据本申请实施例的第一方面，提供了一种宽电压输入级联电源电路，包括升压电路和LLC谐振变换电路；
所述升压电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输入端；
其中，所述升压电路包括输入电容Ci，二极管D1，第一电容C1，第二电容C2，第一电感L1，第二电感L2，第一开关管Q1；
所述输入电容Ci并联连接在所述升压电路的输入端，所述第一开关管Q1的第一端连接所述升压电路的输入端的正极，所述第一开关管Q1的第二端连接第一节点，所述第一电感L1的一端连接所述第一节点，所述第一电感L1的另一端连接所述升压电路的输入端的负极；
所述二极管D1的正极连接所述升压电路的输入端的正极，所述二极管D1的负极连接第二节点；所述第一电容C1的一端连接所述第一节点，所述第一电容C1的另一端连接所述第二节点；
所述第二电感L2的一端连接所述第二节点，所述第二电感L2的另一端连接所述升压电路的输出端的正极，所述第二电容C2的一端连接所述升压电路的输出端的正极，所述第二电容C2的另一端连接所述升压电路的输出端的负极；
所述升压电路的输入端负极连接所述升压电路的输出端负极。
可选地，所述LLC谐振变换电路包括开关网络电路、谐振网络电路和整流电路；
所述开关网络电路的输入端连接所述升压电路的输出端；
所述开关网络电路的输出端连接所述谐振网络电路的输入端；
所述谐振网络电路的输出端连接所述整流电路的输入端；
所述整流电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输出端。
可选地，所述开关网络电路包括第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4，第五开关管Q5；
其中，所述第二开关管Q2的第一端连接所述开关网络电路输入端的正极，第二开关管Q2的第二端连接第三节点；
所述第四开关管Q4的第一端连接所述开关网络电路输入端的正极，第四开关管Q4的第二端连接第四节点；
所述第五开关管Q5的第一端连接所述第三节点，所述第五开关管Q5的第二端连接所述开关网络电路输入端的负极；
所述第三开关管Q3的第一端连接所述第四节点，所述第三开关管Q3的第二端连接所述开关网络电路输入端的负极；
所述第二开关管Q2的栅极连接第五节点，所述第三开关管Q3的栅极连接所述第五节点，所述第四开关管Q4的栅极连接第六节点，所述第五开关管Q5的栅极连接所述第六节点；
所述第三节点连接所述开关网络电路输出端的正极，所述第四节点连接所述开关网络电路输出端的负极。
可选地，所述谐振网络电路包括谐振电容Cr，谐振电感Lr，变压器原边电感Lm，变压器副边电感Ln；
其中，所述谐振电感Lr的一端连接所述谐振网络电路的输入端正极，所述谐振电感Lr的另一端连接所述谐振电容Cr的一端；
所述谐振电容Cr的另一端连接所述变压器原边电感Lm的一端，所述变压器原边电感Lm的另一端连接所述谐振网络电路的输入端负极；
所述变压器副边电感Ln设有中心抽头，所述变压器副边电感Ln的两端与中心抽头作为所述谐振网络电路的输出端。
可选地，所述整流电路包括第一整流管Q6，第二整流管Q7，输出电容Co；
其中，所述第一整流管Q6的第一端连接所述整流电路输入端的第一负极，所述第一整流管Q6的第二端连接所述整流电路输出端的负极；
所述第二整流管Q7的第一端连接所述整流电路输入端的第二负极，所述第二整流管Q7的第二端连接所述整流电路输出端的负极；
所述输出电容Co的一端连接所述整流电路输出端的正极，所述输出电容Co的另一端连接所述整流电路输出端的负极；
所述整流电路输入端的正极连接所述整流电路输出端的正极。
可选地，所述谐振网络电路的变压器副边电感Ln的中心抽头连接所述整流电路输入端的正极，所述变压器副边电感Ln的第一端连接所述整流电路输入端的第一负极，所述变压器副边电感Ln的第二端连接所述整流电路输入端的第二负极。
可选地，所述宽电压输入级联电源电路还包括第一反馈控制电路；
其中，所述第一反馈控制电路包括采样电路，第一控制芯片U1，第一驱动电路。
可选地，所述采样电路的输入端连接所述第一反馈控制电路的输入端，所述第一反馈控制电路的输入端连接所述LLC谐振变换电路的输出端；
所述采样电路的输出端连接所述第一控制芯片U1的输入端，所述第一控制芯片U1的输出端连接所述第一驱动电路的输入端；
所述第一驱动电路的输出端连接所述第一反馈控制电路的输出端，所述第一反馈控制电路的输出端连接所述升压电路的所述第一开关管Q1的栅极。
可选地，所述采样电路采集所述LLC谐振变换电路的输出信号，并基于所述输出信号生成反馈信号；
所述第一控制芯片U1接收所述反馈信号，生成第一驱动信号，并发送至所述第一驱动电路；
所述第一驱动电路根据所述第一驱动信号，控制所述第一开关管Q1的开关频率与占空比。
可选地，所述宽电压输入级联电源电路还包括第二反馈控制电路；
其中，所述第二反馈控制电路包括第二驱动电路，第二控制芯片U2，同步电路以及第三驱动电路。
可选地，所述第二驱动电路的输出端连接所述第二反馈控制电路的第一输出端，所述第三驱动电路的输出端连接所述第二反馈控制电路的第二输出端；
所述第二驱动电路的输入端连接所述第二控制芯片U2的第一输出端，所述第三驱动电路的输入端连接所述第二控制芯片U2的第二输出端；
所述第二控制芯片U2的输入端连接所述同步电路的输出端；
所述第二反馈控制电路的第一输出端的第一极连接所述第五节点，所述第二反馈控制电路的第一输出端的第二极连接所述第六节点，所述第二反馈控制电路的第二输出端的第一极连接所述第一整流管Q6的栅极，所述第二反馈控制电路的输出端第二极连接所述第二整流管Q7的栅极。
可选地，所述第二控制芯片U2接收所述同步电路发送的时钟信号，并根据所述时钟信号生成第二驱动信号与第三驱动信号；
所述第二驱动信号通过所述第二控制芯片U2的第一输出端发送至所述第二驱动电路，所述第三驱动信号通过所述第二控制芯片U2的第二输出端发送至所述第三驱动电路；
所述第二驱动电路根据所述第二驱动信号，控制第二开关管Q2的开关状态，第三开关管Q3的开关状态，第四开关管Q4的开关状态以及第五开关管Q5的开关状态；
所述第三驱动电路根据所述第三驱动信号，控制所述第一整流管Q6的开关状态，以及所述第二整流管Q7的开关状态。
可选地，所述宽电压输入级联电源电路还包括输入滤波电路和输出滤波电路；
所述输入滤波电路的输入端连接电源，所述输入滤波电路的输出端连接所述升压电路的输入端；
所述输出滤波电路的输入端连接LLC谐振变换电路的输出端，所述输出滤波电路的输出端连接目标负载。
本申请提供的宽电压输入级联电源电路，包括升压电路和LLC谐振变换电路；所述升压电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输入端，升压电路中的第一开关管的栅极在接通交变信号的情况下，会进行开关状态的反复切换，进而导致第一电感不断的充放电，第一电感的放电过程中，放出的电能会对第二电容进行充电，在第二电容处于放电的过程中，由于二极管的单向导通性，导致第一电容无法实现放电，即第二电容只进行了充电，不进行放电，将第二电容两端的输出电压拉高，此外在第一电感和第二电容之间存在第一电容和第二电感，由于电容两端电压不能突变，电感上通过的电流也不能突变的特性，使得第二电容上的电压波动变小，有效减小升压电路输入输出波纹，而且将升压电路与LLC谐振变换电路进行级联的方式，能够综合升压电路的输入输出波纹连续，输入输出波纹小，功率转换效率高以及LLC谐振变换电路的软开关效果，减小滤波所需电容、电感的尺寸，进而提升了电源的功率密度，而且满足了电源电路在输入电压具有较大波动场景下的使用需求，减小电源电路的开关损耗，针对输出信号的控制策略制定简单，优化磁件的工作状态，减轻磁件损耗，提升整体电路结构的可靠性。
附图说明
图1是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路的示意图；
图2a是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中升压电路中的第一开关管Q1关断情况下的等效电路的示意图；
图2b是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中升压电路中的第一开关管Q1导通情况下的等效电路的示意图；
图3是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中LLC谐振变换电路的示意图；
图4是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中第一反馈控制电路的示意图；
图5是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中第二反馈控制电路的示意图；
图6是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中输入滤波电路和输出滤波电路的示意图。
具体实施方式
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请。但是本申请能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本申请内涵的情况下做类似推广，因此本申请不受下面申请的具体实施的限制。
在本申请一个或多个实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请一个或多个实施例。在本申请一个或多个实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本申请一个或多个实施例中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。
应当理解，尽管在本申请一个或多个实施例中可能采用术语第一、第二等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本申请一个或多个实施例范围的情况下，第一也可以被称为第二，类似地，第二也可以被称为第一。取决于语境，如在此所使用的词语“如果”可以被解释成为“在……时”或“当……时”或“响应于确定”。
首先，对本发明一个或多个实施例涉及的名词术语进行解释。
全母线：母线的电压不是恒定的某个电压值，而是一个范围的母线。
宽电压：宽电压表示电器对电压的适应性强，无论高电压或低些都能适应，在一定范围内不同等级的电压都能应用。
ZVS：Zero Voltage Switch，零电压开关，开关器件在零电压期间进行开通和关断。
ZCS：Zero Current Switch，零电流开关，开关器件在零电压期间进行开通和关断。
为了解决上述问题，本申请提供了一种宽电压输入级联电源电路，在下面的实施例中逐一进行详细说明。
本申请提供一种宽电压输入级联电源电路，如图1所示，所述宽电压输入级联电源电路包括升压电路和LLC谐振变换电路；所述升压电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输入端；
其中，所述升压电路包括输入电容Ci，二极管D1，第一电容C1，第二电容C2，第一电感L1，第二电感L2，第一开关管Q1；所述输入电容Ci并联连接在所述升压电路的输入端，所述第一开关管Q1的第一端连接所述升压电路的输入端的正极，所述第一开关管Q1的第二端连接第一节点，所述第一电感L1的一端连接所述第一节点，所述第一电感L1的另一端连接所述升压电路的输入端的负极；所述二极管D1的正极连接所述升压电路的输入端的正极，所述二极管D1的负极连接第二节点；所述第一电容C1的一端连接所述第一节点，所述第一电容C1的另一端连接所述第二节点；所述第二电感L2的一端连接所述第二节点，所述第二电感L2的另一端连接所述升压电路的输出端的正极，所述第二电容C2的一端连接所述升压电路的输出端的正极，所述第二电容C2的另一端连接所述升压电路的输出端的负极；所述升压电路的输入端负极连接所述升压电路的输出端负极。
具体的，输入电容Ci用于滤除电源携带的高频杂波脉冲，减少该脉冲对电子电路的干扰；第一开关管Q1可以通过改变其栅极的输入信号，控制其源漏极之间的打开或关断，在输入信号高于第一开关管Q1的导通电压的情况下，就能实现第一开关管Q1的源极与漏极之间形成通路。
基于此，通过以上形式将升压电路与LLC谐振变换电路进行级联，升压电路对接入宽电压输入级联电源电路的输入电压进行升压，并将升压之后的输入电压加在LLC谐振变换电路的两端，由LLC谐振变化电路实现将输入电压与输出电压进行隔离。
其中，升压电路采用的电路结构，在第一开关管Q1工作之前，即第一开关管Q1的源极与漏极之间长期处于关断的情况下，参见图2a和图2b分别所示的一种宽电压输入级联电源电路中升压电路的等效电路的示意图，其中图2a是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中升压电路中的第一开关管Q1关断情况下的等效电路的示意图，升压电路中各电子器件的状态稳定，此时电感相当于短路，电容相当于断路，那么可以得知，第一电容C1与第二电容C2两端的电势差等于电源接入的电压，即Vcc（此时不考虑二极管D1的压降），流经第一电感L1的电流与流经第二电感L2的电流都为0。
之后，在第一开关管Q1被接通的情况下，参见图2b是本申请一实施例提供的一种宽电压输入级联电源电路中升压电路中的第一开关管Q1导通情况下的等效电路的示意图，此时第一电感L1两端电势差为Vcc，这会导致第一电感L1上会流经电流，且电流大小从小变大，实现对第一电感L1的充电，并且由于第一电容C1两端电势差为0，导致第一电容C1所在电路不会流经电流，进一步的与之连接的第二电感L2与第二电容C2也所在电路也不会流经电流，第二电容C2两端的电势差不会发生变化。
在第一电感L1经过充电后，在第一开关管Q1再次被关断的情况下，第一电感L1将会进行放电，第二电感L2与第二电容C2受到第一电感L1放电的影响，将会进行充电，此时第二电容C2由于充电效果导致其抬高自身两端的电势差，即导致第二电容C2两端的电势差升高，大于原电势差Vcc，实现了升压效果。
需要说明的是，在第一开关管Q1再次打开的情况下，第二电容C2也会进行放电，但是由于其放电的电流流向与二极管D1呈反向，此时的二极管D1不再导通，放电电流只能从第二电感L2与第一电容C1的通路进行放电，而由于第一电容C1两端的电势差此时可以小到忽略不计，那么相应的第二电容C2的放电电流也就可以忽略不计，综上，第二电容C2无法放电，使第二电容两端的电压被保持。
进一步可知，第一开关管Q1受震荡信号控制进行开关，最终会导致第二电容C2两端的电势差保持稳定，且其电势差的升高是由第一电感L1的充放电决定的，那么第一电感L1的充电时间与放电时间之间的比值，就影响了第二电容C2两端电势差在稳定情况下的大小，也就是说控制第一开关管Q1栅极输入的震荡信号的占空比，就能实现对升压电路输出电压大小进行控制。
此外，由于第二电容C2与第一电感L1之间，存在第一电容C1与第二电感L2，这可以有效减小充放电过程中，杂波脉冲对电路工作的影响，减小输出波纹，进而减小滤波所需的电容和电感的大小，从而大幅提升整体电路的功率密度，以及具备承载非常宽的电压输入的能力，其中，杂质脉冲产生的原因可以是环境噪声，第一开关管Q1开关过程中产生的噪声等。
进一步的，在一些应用场景下，电源电路需要将输入端与输出端进行隔离，避免输入端的输入影响输出端的正常输出，为了实现该效果，在本实施例中，具体实现方式是将升压电路升压后的电压输入至LLC谐振变换电路中，由LLC谐振变换电路将输入端与输出端进行隔离。
其中，所述LLC谐振变换电路包括开关网络电路、谐振网络电路和整流电路；所述开关网络电路的输入端连接所述升压电路的输出端；所述开关网络电路的输出端连接所述谐振网络电路的输入端；所述谐振网络电路的输出端连接所述整流电路的输入端；所述整流电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输出端。
基于此，LLC谐振变换电路由三个子电路级联而成，这三个子电路分别为开关网络电路，谐振网络电路以及整流电路，开关网络电路用于对输入谐振网络电路的电信号进行频率调控，谐振运动电路用于实现将电源电路的输入端与输出端进行隔离，整流电路用于实现对谐振运动电路输出的电信号进行整流，将交流电转换为直流电。
举例说明，应用在航空航天场景下，为卫星中的电路提供电能的电源电路，包含升压电路与LLC谐振变换电路，升压电路的具体形式参见图1所示的一种宽电压输入级联电源电路的示意图，其电源电压Vcc的电压范围为30V-46V，升压电路对电源电压升压后，将升压得到的电压输入至LLC谐振变换电路，谐振变换电路的开关网络电路输入端接接收升压电路输出的电压，之后由开关网络电路、谐振网络电流以及整流电路进行处理。处理之后得到的电压为卫星中的电路的供电。
综上，通过以上结构实现了将电源电路的输入端与输出端隔离，保证了输入端电信号不会影响输出端的电信号，有效提升电源电压的稳定性，并且该结构的电路简单可靠，具备良好的可控性。
进一步的，LLC谐振变换电路中，需要对其实现谐振功能的单元进行控制，而直接将输入电压加载在实现谐振功能的单元上，会使得相关的控制策略变得复杂，难以设计制定，为了解决该问题，引入开关网络电路。
本实施例中，所述开关网络电路包括第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4，第五开关管Q5；
其中，所述第二开关管Q2的第一端连接所述开关网络电路输入端的正极，第二开关管Q2的第二端连接第三节点；所述第四开关管Q4的第一端连接所述开关网络电路输入端的正极，第四开关管Q4的第二端连接第四节点；所述第五开关管Q5的第一端连接所述第三节点，所述第五开关管Q5的第二端连接所述开关网络电路输入端的负极；所述第三开关管Q3的第一端连接所述第四节点，所述第三开关管Q3的第二端连接所述开关网络电路输入端的负极；所述第二开关管Q2的栅极连接第五节点，所述第三开关管Q3的栅极连接所述第五节点，所述第四开关管Q4的栅极连接第六节点，所述第五开关管Q5的栅极连接所述第六节点；所述第三节点连接所述开关网络电路输出端的正极，所述第四节点连接所述开关网络电路输出端的负极。
具体的，参见图3的一种宽电压输入级联电源电路中LLC谐振变换电路的示意图中的开关管网络电路，第二开关管Q2与第五开关管Q5连接在同一桥臂上，第四开关管Q4与第三开关管Q3连接在同一桥臂上，且第二开关管Q2的栅极与第三开关管Q3的栅极连接在同一节点，第四开关管Q4的栅极与第五开关管Q5的栅极连接在同一节点，也就是说第二开关管Q2与第三开关管Q3同时开关，第四开关管Q4与第五开关管Q5同时开关，共同组成全桥形式的开关电路，不容易产生泻流，提升电路输出稳定性。
此外，以第五开关管Q5为例，在第五开关管Q5关断的情况下，电流从第五开关管Q5的体二极管流过，方向为从源极到漏极，此时第五开关管Q5的源漏之间电压被箝位在接近0V，这种情况下将第五开关管Q5导通，就实现了零电压导通，而在将第五开关管Q5关断前，由于第五开关管Q5源漏极之间的电压为0，且不会突变，因此实现了零电压关断，进而实现了ZVS，同理，第二开关管Q2、第三开关管Q3与第四开关管Q4也可以实现ZVS，达到软开关的效果，减少开关损耗。
沿用上例，升压电路的输出端连接开关网络电路的输入端，在第五节点上加载高电平，第二开关管Q2与第三开关管Q3被导通，与此同时，在第六节点上加载低电平，第四开关管Q4与第五开关管Q5被关断，开关网络电路的输出端正极，即第三节点的电平与升压电路输出端的正极电平相同，开关网络电路的输出端负极，即第四节点的电平与升压电路输出端的负极电平相同。
之后将第五节点上的高电平变为低电平，第二开关管Q2与第三开关管Q3被关断，将第六节点上的低电平变为高电平，第四开关管Q4与第五开关管Q5被导通，此时开关网络电路的输出端正极，即第三节点的电平与升压电路输出端的负极电平相同，开关网络电路的输出端负极，即第四节点的电平与升压电路输出端的正极电平相同。
综上，通过以上方式，改变第五节点与第六节点上加载的电压，就可以控制第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4与第五开关管Q5的开关状态，进一步的控制开关网络电路输出的频率，实现后续对谐振运动电路输入电压的频率控制。
进一步的，为了实现对将电源电路的输入端与输出端进行隔离，从而引入谐振网络电路，所述谐振网络电路包括谐振电容Cr，谐振电感Lr，变压器原边电感Lm，变压器副边电感Ln。
其中，所述谐振电感Lr的一端连接所述谐振网络电路的输入端正极，所述谐振电感Lr的另一端连接所述谐振电容Cr的一端；所述谐振电容Cr的另一端连接所述变压器原边电感Lm的一端，所述变压器原边电感Lm的另一端连接所述谐振网络电路的输入端负极；所述变压器副边电感Ln设有中心抽头，所述变压器副边电感Ln的两端与中心抽头作为所述谐振网络电路的输出端。
具体的，参见图3的一种宽电压输入级联电源电路中LLC谐振变换电路的示意图中的谐振网络电路，变压器原边电感Lm，变压器副边电感Ln通过电磁转换的方式，实现了将电源电路的输入端与输出端进行隔离，谐振电容Cr，谐振电感Lr在输入电压为谐振频率的情况下，可以实现谐振效果，使电路呈现纯电阻性，避免电路损耗。而输入电压的频率由开关网络电路控制，开关网络电路的输出频率，则由加载在第五节点与第六节点上的电信号决定，控制简便可靠，方便控制策略的设计。
沿用上例，将谐振电容Cr，谐振电感Lr与变压器原边电感Lm进行串联，而变压器副边电感Ln与变压器原边电感Lm共同组成变压器结构，在开关网络电路输入谐振网络电路的电压频率满足预设情况，此时谐振电容Cr，谐振电感Lr之间呈现谐振状态，需要说明的是该电压频率的具体数值，由实际使用场景下的谐振电容Cr，谐振电感Lr的参数共同决定，本实施例不进行限定。
综上，通过以上结构的协整网络电路，实现了定频控制，方便了磁性元件的设计，减小了磁性元件的损耗，提高了变换器的效率。
进一步的，为负载供电的电源电路，其输出需要为直流，而谐振变换电路输出为交流电，故此引入整流电路，所述整流电路包括第一整流管Q6，第二整流管Q7，输出电容Co。
其中，所述第一整流管Q6的第一端连接所述整流电路输入端的第一负极，所述第一整流管Q6的第二端连接所述整流电路输出端的负极；所述第二整流管Q7的第一端连接所述整流电路输入端的第二负极，所述第二整流管Q7的第二端连接所述整流电路输出端的负极；所述输出电容Co的一端连接所述整流电路输出端的正极，所述输出电容Co的另一端连接所述整流电路输出端的负极；所述整流电路输入端的正极连接所述整流电路输出端的正极。
具体的，参见图3的一种宽电压输入级联电源电路中LLC谐振变换电路的示意图中的整流电路，第一整流管Q6与第二整流管Q7二者的栅极上连接的电信号应该相反，即在第一整流管Q6的栅极上加载高电平，使第一整流管Q6导通的情况下，第二整流管Q7的栅极上需要加载低电平，使第二整流管Q7关断。而具体的第一整流管Q6与第二整流管Q7二者的栅极上连接的电信号，其电平变换的时间应与谐振网络电路输出的电平相关。输出电容Co用于滤除高频杂波脉冲，减少该脉冲对输出进行影响，导致出现为负载供电不稳定的情况。
沿用上例，在谐振网络电路输出的电平为高电平的情况下，使第一整流管Q6导通，第二整流管Q7关断；反之，使第一整流管Q6关断，第二整流管Q7导通，实现在整流电路的输出端负极输出的电平始终稳定，又因为变压器副边电感Ln的中心抽头电压始终保持不变，这就导致了与之相连的整流电路的输出端正极的电平也始终稳定，实现了整流效果。
综上，通过以上结构的整流电路，实现了将谐振网络电路输出的电信号进行整流，保证了输出端可以通过直流电为负载供电。
进一步的，在谐振网络电路中，变压器副边电感Ln的两端电平不断变换，而中心抽头的电平稳定，为了实现变压器副边电感Ln的输出端可以被整流电路正常整流，需要对谐振网络电路与整流电路之间的连接方式进行规定。
在本实施例，所述谐振网络电路的变压器副边电感Ln的中心抽头连接所述整流电路输入端的正极，所述变压器副边电感Ln的第一端连接所述整流电路输入端的第一负极，所述变压器副边电感Ln的第二端连接所述整流电路输入端的第二负极。
具体的，变压器副边电感Ln两端的电压在高电平与低电平之间变化，其中此处的高电平与低电平的数值由实际使用场景中的输入电源、升压电路、变压器原边电感Lm以及变压器副边电感Ln的实际参数决定，本实施例不进行限定；而变压器副边电感Ln的中心抽头的电压则是高电平与低电平的平均值，是一个稳定的值。
此外，在第一整流管Q6导通，第二整流管Q7关断的情况下，第一整流管Q6上有电流流过，而第二整流管Q7上没有电流流过，那么此时使第二整流管Q7导通，就能保证其在导通时的电流为0，而加载变压器原边电感Lm两端的电流转变方向时，由于电感上的电流无法突变，就会导致电流从大变小，同理变压器副边电感Ln上流经的电流也会从大变小，在该电流变为0的时间节点，使第二整流管Q7再次关断，就使得其在关断前的电流为0，实现了ZCS，同理，第一整流管Q6也能实现ZCS，具备软开关特性，减少电路的开关损耗。
综上，通过以上结构对谐振网络电路与整流电路进行连接，可以保证整流电路正常工作，实现对输入整流电路的电信号进行整流，此外，在以上的实施例中已经对该结构连接的谐振网络电路与整流电路进行了举例说明，在此处不进行赘述。
进一步的，对于升压电路，其升压系数由第一开关管Q1栅极上加载的电信号的占空比控制，而为了使宽电压输入级联电源电路的输出端的电压可以满足用户需求，故此引入第一反馈控制电路。
在本实施例中，所述宽电压输入级联电源电路还包括第一反馈控制电路，其中，所述第一反馈控制电路包括采样电路，第一控制芯片U1，第一驱动电路。
所述采样电路的输入端连接所述第一反馈控制电路的输入端，所述第一反馈控制电路的输入端连接所述LLC谐振变换电路的输出端；所述采样电路的输出端连接所述第一控制芯片U1的输入端，所述第一控制芯片U1的输出端连接所述第一驱动电路的输入端；所述第一驱动电路的输出端连接所述第一反馈控制电路的输出端，所述第一反馈控制电路的输出端连接所述升压电路的所述第一开关管Q1的栅极。
具体的，所述采样电路采集所述LLC谐振变换电路的输出信号，并基于所述输出信号生成反馈信号；所述第一控制芯片U1接收所述反馈信号，生成第一驱动信号，并发送至所述第一驱动电路；所述第一驱动电路根据所述第一驱动信号，控制所述第一开关管Q1的开关频率与占空比。
需要说明的是，参见图4一种宽电压输入级联电源电路中第一反馈控制电路的示意图，采样电路用于对LLC谐振变换电路的输出端的电压进行采样；第一控制芯片U1用于根据采样结果调控第一驱动电路输出电信号的占空比；第一驱动电路用于对第一开关管Q1栅极上的电压进行控制，进而控制第一开关管Q1的打开关断的具体情况，即第一开关管Q1打开关断的时间。
基于此，通过采样电路、第一控制芯片U1以及第一驱动电路的级联，构建第一反馈控制电路的电路架构，而采样电路、第一控制芯片U1以及第一驱动电路的具体电路结构不止一种，只需要保证三者可以在宽电压输入级联电源电路中实现对应的功能即可，本实施对具体电路结构不进行限定。
沿用上例，采样电路对LLC谐振变换电路的输出端进行采样，确定LLC谐振变换电路输出电信号的大小，之后将采样结构传输至第一控制芯片U1，之后第一控制芯片U1根据采样结果的不同生成不同的第一驱动信号，并将第一驱动信号发送至第一驱动电路，第一控制电路根据第一驱动信号控制加载在第一开关管Q1上的电信号的信号参数，实现对第一开关管Q1的开关频率，以及打开时间，关闭时间进行调整。
综上，通过第一反馈控制电路实现了对升压电路的第一开关管Q1的开关状态进行调节，进一步的通过加载在第一开关管Q1栅极上电信号的占空比实现对升压电路的升压系数进行调节。
进一步的，为了满足LLC谐振变换电路中的谐振网络电路的输入，能够保持预设的频率，需要对开关网络电路中的开关管的开关状态进行控制，故此引入第二反馈控制电路。
在本实施例中，所述宽电压输入级联电源电路还包括第二反馈控制电路；其中，所述第二反馈控制电路包括第二驱动电路，第二控制芯片U2，同步电路以及第三驱动电路。
所述第二驱动电路的输出端连接所述第二反馈控制电路的第一输出端，所述第三驱动电路的输出端连接所述第二反馈控制电路的第二输出端；所述第二驱动电路的输入端连接所述第二控制芯片U2的第一输出端，所述第三驱动电路的输入端连接所述第二控制芯片U2的第二输出端；所述第二控制芯片U2的输入端连接所述同步电路的输出端；所述第二反馈控制电路的第一输出端连接所述第一开关管Q1的栅极，所述第二反馈控制电路的第二输出端的第一极连接所述第一整流管Q6的栅极，所述第二反馈控制电路的输出端第二极连接所述第二整流管Q7的栅极。
具体的，所述第二控制芯片U2接收所述同步电路发送的时钟信号，并根据所述时钟信号生成第二驱动信号与第三驱动信号；所述第二驱动信号通过所述第二控制芯片U2的第一输出端发送至所述第二驱动电路，所述第三驱动信号通过所述第二控制芯片U2的第二输出端发送至所述第三驱动电路；所述第二驱动电路根据所述第二驱动信号，控制所述第二开关管Q2的开关状态，第三开关管Q3的开关状态，第四开关管Q4的开关状态以及第五开关管Q5的开关状态；所述第三驱动电路根据所述第三驱动信号，控制所述第一整流管Q6的开关状态，以及所述第二整流管Q7的开关状态。
需要说明的是，参见图5一种宽电压输入级联电源电路中第二反馈控制电路的示意图，第二控制芯片U2与第一控制芯片U1可以是同一芯片也可以是不同芯片，具体情况由实际使用场景决定，本实施例不进行限定；同步电路生成时钟信号，并将该时钟信号发送至所述第二控制芯片U2，第二控制芯片U2根据时钟信号制定对开关网络电路的控制策略以及整流电路的控制策略，并向第二驱动电路发送第二驱动信号，向第三驱动电路发送第三驱动信息，实现对开关网络电路以及整流电路的控制。
沿用上例，同步电路生成固定频率的时钟信号，第二控制芯片U2以时钟信号为基准，确定开关网络电路中的第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4以及第五开关管Q5各自的开关状态，以实现对开关网络电路输出的电信号的频率进行控制，使谐振网络电路可以实现在谐振频率下进行工作。
此外，第二控制芯片U2还会同步生成控制整流电路中的第一整流管Q6以及第二整流管Q7，各自开关状态的控制策略，并通过第三驱动信号以及第三驱动电路，对第一整流管Q6以及第二整流管Q7进行控制，保证其整流过程与谐振网络电路输出的电信号对齐，并实现第一整流管Q6以及第二整流管Q7的ZCS，减少电路的开关损耗。
综上，通过第二反馈控制电路对开关网络电路以及整流电路进行整合性的控制，实现了生成用以供给目标负载的电源电压，以及减少电路损耗的目的。
进一步的，对于宽电压输入级联电源电路，实际使用中，其输入端与输出端的电路会受到噪声干扰，影响工作质量，为了解决该问题，引入输入滤波电路和输出滤波电路。
在本实施例中，所述宽电压输入级联电源电路还包括输入滤波电路和输出滤波电路；所述输入滤波电路的输入端连接电源，所述输入滤波电路的输出端连接所述升压电路的输入端；所述输出滤波电路的输入端连接LLC谐振变换电路的输出端，所述输出滤波电路的输出端连接目标负载。
其中，参见图6一种宽电压输入级联电源电路中输入滤波电路和输出滤波电路的示意图，输入滤波电路和输出滤波电路都可以对实现滤波功能，输入滤波电路对输入升压电路的电信号进行滤波，输出滤波电路对输出LLC谐振变换电路的电信号进行滤波，需要说明的是，输入滤波电路和输出滤波电路的具体结构可以包括不止一种，如高通滤波、低通滤波等，具体使用的结构由实际使用场景决定，本实施例不进行限定。
沿用上例，输入滤波电路对宽输入的电源信号进行滤波，滤波后的电源信号输入升压电路与LLC谐振变换电路进行处理，处理生成的电信号由输出滤波电路进行滤波，生成用于为卫星电路进行供电的电源信号。
综上，通过输入滤波电路和输出滤波电路的滤波，减轻了噪声对电路工作的影响，实现了为目标负载提供稳定供电的目的，需要说明的是，本申请提供的宽电压输入级联电源电路，可为航天、实验室仪器等需要较高稳定性的电路进行供电，该宽电压输入级联电源电路的具体使用场景根据实际需求决定，本申请不进行限定，此外，该宽电压输入级联电源电路中各器件的参数受实际使用场景影响，具体参数的设定以实际应用情况为准，本实施例不进行限定。
本申请提供的宽电压输入级联电源电路，包括升压电路和LLC谐振变换电路；所述升压电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输入端，将升压电路与LLC谐振变换电路进行级联，综合升压电路的输入输出波纹连续，输入输出波纹小，功率转换效率高以及LLC谐振变换电路的软开关效果，减小滤波所需电容、电感的尺寸，进而提升了电源的功率密度，而且满足了电源电路在输入电压具有较大波动场景下的使用需求，减小电源电路的开关损耗，针对输出信号的控制策略制定简单，优化磁件的工作状态，减轻磁件损耗，提升整体电路结构的可靠性。
需要说明的是，对于前述的各实施例，为了简便描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本申请并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本申请，某些步骤可以采用其它顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定都是本申请所必须的。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
以上申请的本申请优选实施例只是用于帮助阐述本申请。可选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本申请的内容，可作很多的修改和变化。本申请选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本申请的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本申请。本申请仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (13)

1.一种宽电压输入级联电源电路，其特征在于，包括升压电路和LLC谐振变换电路；
所述升压电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输入端；
其中，所述升压电路包括输入电容Ci，二极管D1，第一电容C1，第二电容C2，第一电感L1，第二电感L2，第一开关管Q1；
所述输入电容Ci并联连接在所述升压电路的输入端，所述第一开关管Q1的第一端连接所述升压电路的输入端的正极，所述第一开关管Q1的第二端连接第一节点，所述第一电感L1的一端连接所述第一节点，所述第一电感L1的另一端连接所述升压电路的输入端的负极；
所述二极管D1的正极连接所述升压电路的输入端的正极，所述二极管D1的负极连接第二节点；所述第一电容C1的一端连接所述第一节点，所述第一电容C1的另一端连接所述第二节点；
所述第二电感L2的一端连接所述第二节点，所述第二电感L2的另一端连接所述升压电路的输出端的正极，所述第二电容C2的一端连接所述升压电路的输出端的正极，所述第二电容C2的另一端连接所述升压电路的输出端的负极；
所述升压电路的输入端负极连接所述升压电路的输出端负极。
2.如权利要求1所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述LLC谐振变换电路包括开关网络电路、谐振网络电路和整流电路；
所述开关网络电路的输入端连接所述升压电路的输出端；
所述开关网络电路的输出端连接所述谐振网络电路的输入端；
所述谐振网络电路的输出端连接所述整流电路的输入端；
所述整流电路的输出端连接所述LLC谐振变换电路的输出端。
3.如权利要求2所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述开关网络电路包括第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4，第五开关管Q5；
其中，所述第二开关管Q2的第一端连接所述开关网络电路输入端的正极，第二开关管Q2的第二端连接第三节点；
所述第四开关管Q4的第一端连接所述开关网络电路输入端的正极，第四开关管Q4的第二端连接第四节点；
所述第五开关管Q5的第一端连接所述第三节点，所述第五开关管Q5的第二端连接所述开关网络电路输入端的负极；
所述第三开关管Q3的第一端连接所述第四节点，所述第三开关管Q3的第二端连接所述开关网络电路输入端的负极；
所述第二开关管Q2的栅极连接第五节点，所述第三开关管Q3的栅极连接所述第五节点，所述第四开关管Q4的栅极连接第六节点，所述第五开关管Q5的栅极连接所述第六节点；
所述第三节点连接所述开关网络电路输出端的正极，所述第四节点连接所述开关网络电路输出端的负极。
4.如权利要求2所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述谐振网络电路包括谐振电容Cr，谐振电感Lr，变压器原边电感Lm，变压器副边电感Ln；
其中，所述谐振电感Lr的一端连接所述谐振网络电路的输入端正极，所述谐振电感Lr的另一端连接所述谐振电容Cr的一端；
所述谐振电容Cr的另一端连接所述变压器原边电感Lm的一端，所述变压器原边电感Lm的另一端连接所述谐振网络电路的输入端负极；
所述变压器副边电感Ln设有中心抽头，所述变压器副边电感Ln的两端与中心抽头作为所述谐振网络电路的输出端。
5.如权利要求4所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述整流电路包括第一整流管Q6，第二整流管Q7，输出电容Co；
其中，所述第一整流管Q6的第一端连接所述整流电路输入端的第一负极，所述第一整流管Q6的第二端连接所述整流电路输出端的负极；
所述第二整流管Q7的第一端连接所述整流电路输入端的第二负极，所述第二整流管Q7的第二端连接所述整流电路输出端的负极；
所述输出电容Co的一端连接所述整流电路输出端的正极，所述输出电容Co的另一端连接所述整流电路输出端的负极；
所述整流电路输入端的正极连接所述整流电路输出端的正极。
6.如权利要求5所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述谐振网络电路的变压器副边电感Ln的中心抽头连接所述整流电路输入端的正极，所述变压器副边电感Ln的第一端连接所述整流电路输入端的第一负极，所述变压器副边电感Ln的第二端连接所述整流电路输入端的第二负极。
7.如权利要求1所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述宽电压输入级联电源电路还包括第一反馈控制电路；
其中，所述第一反馈控制电路包括采样电路，第一控制芯片U1，第一驱动电路。
8.如权利要求7所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述采样电路的输入端连接所述第一反馈控制电路的输入端，所述第一反馈控制电路的输入端连接所述LLC谐振变换电路的输出端；
所述采样电路的输出端连接所述第一控制芯片U1的输入端，所述第一控制芯片U1的输出端连接所述第一驱动电路的输入端；
所述第一驱动电路的输出端连接所述第一反馈控制电路的输出端，所述第一反馈控制电路的输出端连接所述升压电路的所述第一开关管Q1的栅极。
9.根据权利要求8所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述采样电路采集所述LLC谐振变换电路的输出信号，并基于所述输出信号生成反馈信号；
所述第一控制芯片U1接收所述反馈信号，生成第一驱动信号，并发送至所述第一驱动电路；
所述第一驱动电路根据所述第一驱动信号，控制所述第一开关管Q1的开关频率与占空比。
10.如权利要求5所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述宽电压输入级联电源电路还包括第二反馈控制电路；
其中，所述第二反馈控制电路包括第二驱动电路，第二控制芯片U2，同步电路以及第三驱动电路。
11.如权利要求10所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述第二驱动电路的输出端连接所述第二反馈控制电路的第一输出端，所述第三驱动电路的输出端连接所述第二反馈控制电路的第二输出端；
所述第二驱动电路的输入端连接所述第二控制芯片U2的第一输出端，所述第三驱动电路的输入端连接所述第二控制芯片U2的第二输出端；
所述第二控制芯片U2的输入端连接所述同步电路的输出端；
所述第二反馈控制电路的第一输出端的第一极连接所述第五节点，所述第二反馈控制电路的第一输出端的第二极连接所述第六节点，所述第二反馈控制电路的第二输出端的第一极连接所述第一整流管Q6的栅极，所述第二反馈控制电路的输出端第二极连接所述第二整流管Q7的栅极。
12.如权利要求10所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述第二控制芯片U2接收所述同步电路发送的时钟信号，并根据所述时钟信号生成第二驱动信号与第三驱动信号；
所述第二驱动信号通过所述第二控制芯片U2的第一输出端发送至所述第二驱动电路，所述第三驱动信号通过所述第二控制芯片U2的第二输出端发送至所述第三驱动电路；
所述第二驱动电路根据所述第二驱动信号，控制第二开关管Q2的开关状态，第三开关管Q3的开关状态，第四开关管Q4的开关状态以及第五开关管Q5的开关状态；
所述第三驱动电路根据所述第三驱动信号，控制所述第一整流管Q6的开关状态，以及所述第二整流管Q7的开关状态。
13.如权利要求1所述的宽电压输入级联电源电路，其特征在于，所述宽电压输入级联电源电路还包括输入滤波电路和输出滤波电路；
所述输入滤波电路的输入端连接电源，所述输入滤波电路的输出端连接所述升压电路的输入端；
所述输出滤波电路的输入端连接LLC谐振变换电路的输出端，所述输出滤波电路的输出端连接目标负载。
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