CN100424976C - 双向直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种一端稳压一端稳流型相移加PWM控制双向直流变换器及其控制方法，属双向直流变换器，包括主电路、开关控制和闭环控制。主电路由电感(L₁)和开关管(S₁)串联支路(1)，电感(L₂)和开关管(S₂)串联支路(2)，两个辅助开关管(S_a1)、(S_a2)和箝位电容(C_c)组成支路(3)，开关管(S₃)和(S₄)串联支路(4)，分压电容(C_a)和(C_b)串联支路(5)和隔离变压器(6)组成；开关控制电路由相移控制芯片(7)，单稳触发器(8)和PWM控制芯片(9)组成；闭环控制部分由相移角闭环控制回路(10)和占空比闭环控制回路(11)组成。特点是：①抑制了开关管的电压尖峰；②减小了变换器的环流损耗，并保证全负载范围内的软开关；③相移角和占空比的解耦控制实现了能量双向自由流动，具有优良的稳态和动态特性。

Description

双向直流变换器及其控制方法

一、技术领域

本发明的双向直流变换器及其控制方法，属双向直流-直流变换器和能量双向自由流动的控制方法。

二、技术背景

在典型的不停电电源系统中，以蓄电池作为储能元件，当外部电源正常时，由外部电源对蓄电池充电，一旦外部电源异常，则曲蓄电池提供电能。在飞机高压直流电源系统中，当主电源(270VDC)正常时，主电源经双向DC-DC变换器给蓄电池(28V)充电，并向28V重要负载供电，一旦飞机主电源异常，蓄电池经双向DC-DC变换器为270V重要负载供电。上述应用场合中，均涉及到高低电压变换，一般需要电气隔离。为满足上述要求，现有技术中有两种变换器：两端电压型大功率双有源全桥双向DC-DC变换器和电流-电压型双有源半桥双向DC-DC变换器，它们的对称结构实现了能量的双向传递和所有开关管的零电压工作，但电流源半桥的功率器件存在电压尖峰却未得到抑制，且都存在变压器两端电压不匹配时引起的环流损耗增加和ZVS范围变窄，抵消了软开关对变换效率的贡献，从而限制了传统相移控制双向DC-DC变换器在端电压波动较大场合的应用。专利02112194.X提出基于不对称结构的双向DC-DC变换器，采用PWM加相移控制技术实现变压器两端电压匹配，却产生了变压器的直流偏磁，降低了变压器的利用率。另外由于变换器双向能量变换的电路模型有差异，在能量的双向自由流动控制上至今未见有一种简单可靠的控制策略。

三、发明内容

本发明的目的是克服上述缺陷，提供一种适用于不停电电源系统的大功率、高功率密度和能量自由双向流动的双向DC-DC变换器。

本发明的双向直流变换器，包括主电路、开关控制电路和闭环控制电路。其特征在于，所述主电路的组成是：第一储能电感与第一功率开关管串联成第一支路和第二储能电感与第二功率开关管串联成第二支路均分别并联在蓄电池正负端；箝位支路的组成是，该支路的第一辅助功率开关管漏极与第二辅助功率开关管的漏极串联，这两个辅助功率开关管的源极分别连于第一功率开关管的漏极和第二功率开关管的漏极，箝位电容的正极连接在第一辅助功率开关管和第二辅助功率开关管的串联线上，该箝位电容的负极连于蓄电池的负极；第三功率开关管源极与第四功率开关管漏极串联成第四支路和两个分压电容串联的第五支路均分别并联在有源负载的正负极；隔离变压器原边绕组同名端通过漏电感连于第一功率开关管的漏极，原边绕组异名端直接连于第二功率开关管的漏极，该隔离变压器副边绕组同名端连于第三功率开关管与第四功率开关管的串联线上，副边绕组异名端连于两个分压电容的串联线上；所述开关控制电路的组成是：相移控制芯片的四路输出经两个单稳触发器分别与四路PWM控制芯片的同步端相连，所得的控制信号分别输给主电路中的每个功率开关管；所述闭环控制电路包括与相移控制芯片的输入相连的相移角闭环控制回路和与PWM控制芯片相连的占空比闭环控制回路。相移角闭环控制回路采样高压侧电压和电池电流构成一端稳压一端稳流双环PI控制，占空比闭环控制回路采样高压侧电压和箝位电容电压构成单闭环PI控制。

能量双向自由流动的控制策略为一端稳压一端稳流，由电压给定电路、电流给定限幅电路、电压调节器和电流调节器组成。即相移角闭环控制回路包括电压给定电路连于由运算放大器组成的电压调节器的正输入端，该电压调节器的输出端连于由运算放大器组成的电流调节器的正输入端，该电流调节器的输出端与相移控制芯片的输入端相连，电流给定限幅电路连于电流调节器的正输入端。

本发明的一端稳压一端稳流型相移加PWM控制双向直流变换器，采用有源箝位支路抑制了电流源变换器的开关管电压尖峰。采用相移和PWM开关控制，有效减小了变换器的环流损耗，并保证全负载范围内的软开关，提高了效率。相移角和占空比的解耦控制实现了能量双向自由流动，变换器具有优良的稳态和动态特性。

四、附图说明

附图1是本发明的主电路结构示意图；

附图2是本发明的控制电路结构示意图；

附图3是本发明的Boost模式稳态工作波形图；

附图4是本发明的Buck模式稳态工作波形图；

附图5(a)-(f)是本发明的Boost模式前半个开关周期的各个模态等效电路图；

附图6是本发明不同电池电压下变压器两端电压和漏感电流实验波形图，

(a)V₁＝32V，V₂＝270V.(b)V₁＝22V，V₂＝270V；

附图7(a)-(c)是本发明的Boost模式工作时各开关管的电压电流实验波形图，(a)S₁的V_GS、V_DS和i_D波形.(b)S₃的V_GS、VD_S和i_D波形.(c)S_n1的V_GS、V_DS和i_D波形；

附图8(a)-(c)是本发明的Buck模式工作时各开关管的电压电流实验波形图，(a)S₁的V_GS、V_DS和i_D波形.(b)S₃的V_GS、V_DS和i_D波形.(c)S_a1的V_GS、V_DS和i_D波形；

附图9是本发明能量自由双向流动试验波形。

上述附图的主要符号及标号名称：L₁、L₂——储能电感；L_r——变压器漏感；S₁-S₄和S_a1-S_a2——功率开关管；C_c——箝位电容；C_a、C_b——分压电容；n₁——隔离变压器原边绕组；n₂——隔离变压器副边绕组；V_Cc——箝位电容电压；I₁——电池电流；V_e1——相移角控制电压信号；V_e2——占空比控制电压信号；v_ab——变压器原边电压波形；v_cd——变压器副边电压波形；i_Lr——变压器原边电流波形；7——相移控制芯片；8——单稳触发器；9——PWM控制芯片；10——相移角闭环控制回路；11——占空比控制回路；12——电压给定电路；13——电流给定限幅电路；14——电压调节器；15——电流调节器。

五、具体实施方式

附图1描述了本发明的主电路结构，由第一储能电感L₁和第一功率开关管S₁串联支路1，第二储能电感L₂和第二功率开关管S₂串联支路2，第一辅助功率开关管S_a1、第二辅助功率开关管S_a2和箝位电容C_c箝位支路3，第三功率开关管S₃和第四功率开关管S₄串联支路4，两个分压电容C_a和C_b串联5和隔离变压器6组成。附图2是开关信号和闭环控制框图，开关信号由相移控制芯片7，单稳触发器8和PWM控制芯片9组成；闭环控制部分由相移角闭环控制回路10和占空比闭环控制回路11组成。

控制方法如下：第一功率开关管S₁与第一辅助功率开关管S_a1互补工作，第二功率开关管S₂与第二辅助功率开关管S_a2互补工作，第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂相移180°交错导通(占空比大于0.5)，第三功率开关管S₃和第四功率开关管S₄等占空比互补导通，第三功率开关管S₃超前或滞后第二功率开关管S₂，第四功率开关管S₄超前或滞后第一功率开关管S₁。能量双向自由流动的相移角闭环控制回路10工作过程为V₂电压高于额定值时，变换器工作于Buck模式给蓄电池恒流充电；当某种原因导致V₂电压跌落时，蓄电池自动转为放电状态，维持高压侧电压为额定值。占空比闭环控制回路11工作过程为端电压波动引起变压器原边电压低于副边折算到原边的电压时增加第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂的占空比，变压器原边电压高于副边折算到原边的电压时减小第一功率开关管S₁和第二功率开关管S₂的占空比。

下面以附图1的主电路结构和附图2的控制原理对变换器的稳态工作模态做具体分析。双向DC-DC变换器有两个工作模式，定义能量从较低电压的电池流向较高电压的有源负载为Boost模式工作，能量从较高电压的有源负载流向电池为Buck模式工作。在分析工作模态之前，作如下假设：①所有开关管等效为理想开关、反并二极管和寄生电容的并联组合；②电感L₁和L₂感值足够大，稳定时其电流基本不变，为0.5I₁；③变压器等效为理想变压器与漏感的串联组合。附图3示出了该变换器稳态Boost模式工作时的主要波形图，附图4示出了该变换器稳态Buck模式工作时的主要波形图。由于电路结构和工作过程具有对称性，这里只以Boost模式工作的前半个开关周期作详细分析，模态等效电路如附图5(a)-(f)所示。

模态0：图5(a)所示，t₀时刻前功率开关管S₁、S_a2和S₄开通。漏感L_r电流i_Lr＝-I(0)，为能量传送阶段。

模态1[t₀，t₁]：图5(b)所示，t₀时刻，第二辅助功率开关管S_a2关断，为漏感L_r、寄生电容C₂和C_a2谐振阶段，寄生电容C₂被放电，寄生电容C_a2被充电。到t₁时刻该模态结束。

模态2[t₁，t₂]：图5(c)所示，到t₁时刻寄生电容C₂被放电到零，其体二极管D₂导通，寄生电容C_a2电压被箝位在V_Cc。此时第二功率开关管S₂为零电压开通。电流i_Lr＝-I(0)+n₁V₂θ/2n₂ωL_r，到t₂时刻该模态结束。

模态3[t₂，t₃]：图5(d)所示，t₂时刻第一功率开关管S₁关断，为漏感L_r、寄生电容C₁和C_a1谐振阶段，寄生电容C₁被充电，寄生电容C_a1被放电。电流 $i_{\mathrm{Lr}}=-I\left(0\right)+\frac{{n_1}_{}{V}_2(2d-1)\mathrm{\π}}{2n_2\mathrm{\ω}{L}_r}+\frac{n_1{V}_2(\mathrm{\θ}-(2d-1)\mathrm{\π})}{n_2\mathrm{\ω}{L}_r},$ 到t3时刻该模态结束。

模态4[t₃，t₄]：图5(e)所示，t₃时刻寄生电容C_a1被放电到零，其体二极管D_a1导通，寄生电容C₁电压被箝位在V_Cc。此时第一辅助功率开关管S_a1为零电压开通。到t₄时刻该模态结束，该模态中漏感L_r电流过零为正。

模态5[t₄，t₅]：图5(f)所示，到t₄时刻漏感L_r电流为正，其体二极管D₃导通，此时第三功率开关管S₃为零电压开通，电流i_Lr＝I(0)，为能量传送阶段。到t₅时刻第一辅助功率开关管S_a1关断该模态结束，下半个开关周期开始。

从上面的分析可知，该变换器可以在全负载范围内实现所有开关管的软开关。

本发明的一个具体实例如下：端电压V₁＝22-32V，V₂＝270V；额定功率P_N＝1.5kW；变压器变比n₂∶n₁＝2.1，漏感Lr＝1.2μH；电感L₁＝L₂＝15μH；箝位电容C_c＝3μF；分压电容C_a＝C_b＝470μF；开关管S₁、S₂：APT20M11JFLL，开关管S₃、S₄：APT77N60JC3，辅助管S_a1、S_a2：APT20M16LFLL；开关频率f＝100kHZ。附图6-9为该实例的具体实验波形图，其中，附图6是本发明不同电池电压下变压器两端电压和漏感电流实验波形图；附图7(a)-(c)是本发明的Boost模式工作时各开关管的电压电流实验波形图；附图8(a)-(c)是本发明的Buck模式工作时各开关管的电压电流实验波形图；附图9是本发明能量自由双向流动试验波形。

Claims (4)

1. 一种双向直流变换器，包括主电路、开关控制电路和闭环控制电路，其特征在于，所述主电路的组成是：第一储能电感(L₁)与第一功率开关管(S₁)串联成第一支路(1)和第二储能电感(L₂)与第二功率开关管(S₂)串联成第二支路(2)均分别并联在蓄电池(V₁)正负端；箝位支路(3)的组成是，该支路的第一辅助功率开关管(S_a1)漏极与第二辅助功率开关管(S_a2)的漏极串联，这两个辅助功率开关管(S_a1、S_a2)的源极分别连于第一功率开关管(S₁)的漏极和第二功率开关管(S₂)的漏极，箝位电容(C_C)的正极连接在第一辅助功率开关管(S_a1)和第二辅助功率开关管(S_a2)的串联线上，该箝位电容(C_C)的负极连于蓄电池(V₁)的负极；第三功率开关管(S₃)源极与第四功率开关管(S₄)漏极串联成第四支路(4)和两个分压电容(C_a、C_b)串联的第五支路(5)均分别并联在有源负载(V₂)的正负极；隔离变压器(6)原边绕组(n₁)同名端通过漏电感(L_r)连于第一功率开关管(S₁)的漏极，原边绕组(n₁)异名端直接连于第二功率开关管(S₂)的漏极，该隔离变压器(6)副边绕组(n₂)同名端连于第三功率开关管(S₃)与第四功率开关管(S₄)的串联线上，副边绕组(n₂)异名端连于两个分压电容(C_a、C_b)的串联线上；所述开关控制电路的组成是：相移控制芯片(7)的四路输出经两个单稳触发器(8)分别与四路PWM控制芯片(9)的同步端相连，所得的控制信号分别输给主电路中的每个功率开关管；所述闭环控制电路包括与相移控制芯片(7)的输入相连的相移角闭环控制回路(10)和与PWM控制芯片(9)相连的占空比闭环控制回路(11)。

2. 根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，所述的相移角闭环控制回路(10)的组成是，电压给定电路(12)连于由运算放大器组成的电压调节器(14)的正输入端，有源负载电压(V₂)信号连于电压调节器(14)的负输入端，该电压调节器(14)的输出端连于由运算放大器组成的电流调节器(15)的正输入端，电池电流(I₁)信号连于电流调节器(15)的负输入端，该电流调节器(15)的输出端与相移控制芯片(7)的输入端相连，电流给定限幅电路(13)连于电流调节器(15)的正输入端。

3. 一种如权利要求1所述的双向直流变换器的开关控制方法，其特征在于，第一功率开关管(S₁)与第一辅助功率开关管(S_a1)互补工作，第二功率开关管(S₂)与第二辅助功率开关管(S_a2)互补工作，第一功率开关管(S₁)和第二功率开关管(S₂)相移180°交错导通，第三功率开关管(S₃)和第四功率开关管(S₄)等占空比互补导通，第三功率开关管(S₃)超前或滞后第二功率开关管(S₂)，第四功率开关管(S₄)超前或滞后第一功率开关管(S₁)。

4. 一种如权利要求1所述的双向直流变换器的能量双向自由流动控制方法，其特征在于，由如权利要求2所述的相移角闭环控制回路(10)实现双向直流变换器一端稳压一端稳流工作和能量的自由双向流动，当有源负载(V₂)电压跌落时，变换器自动工作于Boost模式电压电流双闭环控制，维持高压侧电压为额定值；当有源负载(V₂)电压高于额定值时，变换器自动工作于Buck模式电流单闭环控制，给蓄电池(V₁)恒流充电。

Images