CN103825454A - 一种三电平直流变换装置及采用该装置的电能变换方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平直流变换装置及采用该装置的电能变换方法。本发明的三电平直流变换装置包括n个三电平直流变换模块M₁、M₂、······、M_i、······M_n，所述n个三电平直流变换模块彼此并联连接，且每一个模块都具有相同的电路结构和参数。本发明的电能变换方法对模块内和模块之间的开关管都进行移相控制。本发明的三电平直流变换器装置结构简单，扩展性强，冗余能力高，且将低压的单个开关管应用到高压大功率的电能变换场合；本发明的控制方法可将三电平直流变换装置的等效开关频率提高至原开关频率的2n倍，大幅度减小输入电流和输出电压的脉动，从而大大减小输入和输出滤波器的体积、重量和成本，同时电路的效率和动态性能也得到提高。

Description

一种三电平直流变换装置及采用该装置的电能变换方法

技术领域

本发明涉及一种直流-直流电能变换装置，具体涉及适用于高压、大功率应用场合的一种三电平直流变换装置及采用该装置的电能变换方法。

背景技术

近年来，电力电子技术在现代工业社会中的应用越来越广泛，对电能变换装置的要求也越来越高，高效、高可靠性、高功率密度、低成本、模块化已经成为电力电子技术发展的主要趋势。在很多场合，如通信电源、三相功率因数校正变换器、舶电气、高速铁路电气、轨道交通电气等，它们的输入或输出电压都较高，采用传统的变换器，如Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、SEPIC、Zeta、半桥和全桥等，需要选择高电压定额的开关管。高压的MOSFET开关管，通态电阻大，导通损耗大，不利于提高变换器效率；高压的IGBT开关管，电流拖尾现象严重，限制开关频率的提高，不利于减小变压器和滤波器的体积、重量和成本；开关管串联，需要较复杂的电路和控制来保证串联开关管之间较好同步控制和均压。此外，上述场合中，其输入或输出电流也都很大，采用开关管并联的方式以满足大电流需求，一方面要求器件本身有较好的一致性，另一方面也要求开关管有较好的同步控制，这样大大增加了器件筛选的成本，和电路控制的难度，整个系统的可靠性也较低；再者，大功率变压器和滤波器的制作工艺复杂，成本较高，且不利于安装和维护。

因此，目前传统变换器和技术在高压大功率场合应用时存在种种问题，这些问题尚未得到解决。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种三电平直流变换装置及采用该装置的电能变换方法。本发明的三电平直流变换装置及电能变换方法在满足高压大功率需求的基础上，不仅拓扑结构简单、标准化、模块化，具有冗余能力，而且还将低电压定额的单个开关管运用到高压、大功率的领域，从而大大降低了装置的成本和提高了可靠性。此外，本发明的电能变换方法通过采用移相控制结合多个三电平直流变换模块并联的方式，将在保证每一个开关管开关频率不变的基础上，提高整个装置的等效开关频率，从而进一步减小装置的滤波器体积、重量和成本，同时电路的效率和动态性能也得到提高。

具体而言，本发明提供了一种三电平直流变换装置，其特征在于，所述直流变换装置包括n个三电平直流变换模块M₁、M₂、······、M_i、······M_n，其中，i、n为正整数，i≤n，所述n个三电平直流变换模块彼此并联连接；

每个三电平直流变换模块包括第一升压电感L_{Mi_1}和第二升压电感L_{Mi_2}、第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}、第一二极管D_{Mi_1}和第二二极管D_{Mi_2}以及第一分压电容C_{Mi_1}和第二分压电容C_{Mi_2}，低压直流输入端U_in的两端分别输入至每个三电平直流变换模块的两个输入端，

其中，所述直流变换装置还包括驱动控制电路，所述驱动控制电路输出的驱动控制信号分别输送至每个三电平直流变换模块的第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}，依次驱动所述直流变换装置中的所有开关管，使得每个开关管之间的驱动控制信号相差预定相位周期。

进一步地，对于每个三电平直流变换模块，低压直流输入端U_in的正极连接至第一升压电感L_{Mi_1}的第一端，第一升压电感L_{Mi_1}的第二端分别连接至第一二极管D_{Mi_1}的阳极和第一开关管S_{Mi_1}的集电极，第一开关管S_{Mi_1}的发射极连接至第二开关管S_{Mi_2}的集电极，第二开关管S_{Mi_2}的发射极分别连接至第二升压电感的第二端和第二二极管D_{Mi_2}的阴极，第二升压电感的第一端连接至直流输入端U_in的负极，第一二极管D_{Mi_1}的阴极连接至第一分压电容C_{Mi_1}的正极，第一分压电容C_{Mi_1}的负极分别连至第一开关管S_{Mi_1}的发射极和第二分压电容C_{Mi_2}的正极，第二分压电容C_{Mi_2}的负极连接至第二二极管D_{Mi_2}的阳极，第一分压电容C_{Mi_1}的正极和第二分压电容C_{Mi_2}的负极分别作为高压直流输出端U_o的正极和负极。

进一步地，每个三电平直流变换模块彼此相同，并且对于每个三电平直流变换模块，其中的第一升压电感L_{Mi_1}和第二升压电感L_{Mi_2}的感值相等,第一分压电容C_{Mi_1}和第二分压电容C_{Mi_2}的容值相等。

进一步地，所述驱动控制电路从每个三电平直流变换模块接收其中的开关管的导通压降信号，并且判断所述导通压降信号是否超出预定阈值，如果所述导通压降信号超出所述预定阈值，则所述驱动控制电路关断该三电平直流变换模块内的两个开关管，并相应改变所述n值。

另一方面，本发明提供一种上述三电平直流变换装置进行电能变换的方法，其特征在于，所述方法包括：

确定低压直流输入端U_in的输入电压值；

判断所述输入电压值是否大于待输出电压U_o的1/2；

如果所述输入电压值U_in>U_o/2，利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路依次向所述三电平直流变换装置中的开关管输出占空比小于0.5的输出脉冲；

如果所述输入电压值U_in≤U_o/2，则利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路依次向所述三电平直流变换装置中的开关管输出占空比大于或等于0.5的输出脉冲。

进一步地，所述方法包括利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路驱动所述三电平直流变换装置中的所有开关管，使得每个开关管之间的驱动控制信号相差预定相位周期。

本发明的三电平直流变换装置中，不仅每一个三电平直流变换器模块中的两个开关管是移相控制的，而且模块与模块之间的开关管也是移相控制，也就是说整个结构中的开关管都进行了移相控制，具体为开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}······S_{Mn_1}、S_{Mn_2}具有相同的开关频率和占空比，但其驱动信号的相位依次相差180°/n，从开关管的开通时刻来看，则依次相差T_s/(2n)，T_s＝1/f_s为开关管的开关周期，f_s为开关管的开关频率。这样一来，所述三电平直流变换装置的等效开关频率相当于2n×f_s。

在本发明的一个优选实施例中，对于三电平直流变换装置中所有的开关管，所述驱动控制电路输送给每个开关管的驱动控制信号依次相差1/2n个开关周期。优选地，所述开关周期为500微秒、200微秒或者150微秒。

在本发明的另一个优选实施例中，并且，所述驱动控制电路输送给每个开关管的驱动控制信号的结束时间与所述驱动控制电路输送给下一开关管的驱动控制信号的开始时间之间的间隔小于每个驱动控制信号的持续时间。

所述三电平直流变换装置及采用该装置的电能变换方法的优点在于：

（1）每一个模块的结构都较简单，且具有统一的尺寸和接口，有利于标准化和模块化的设计和生产，扩展性强；

（2）任意一个模块损坏后，通过关断对应模块内的开关管，可以使该模块自动停止工作，对正常工作的模块无影响，也无需开关等将其切除，整个结构可继续冗余且可靠运行，冗余能力强，可靠性高；

（3）每增加一个模块，整个结构的等效开关频率增加一倍，即整个结构的等效开关频率表达式为2n×f_s，这样一来，输入电流和输出电压的脉动将大幅度减小，从而大大减小整个结构的滤波器体积、重量和成本，同时整个结构的效率和动态性能也得到提高；

（4）任意一个模块损坏且退出模块化组合结构后，将剩余模块按照180°/(n–1)更改移相角度，可继续保留提高整个结构等效开关频率的优点，这样输入电流和输出电压的脉动依然较小，有利于保证整个结构的高效率、高功率密度和高动态性能。

附图说明

图1是根据本发明一个实施例的三电平直流变换装置的主电路图；

图2是用于驱动本发明的三电平直流变换装置的一种驱动控制信号示意图；

图3是用于驱动本发明的三电平直流变换装置的另一种驱动控制信号示意图；

图4是本发明的具有2个三电平直流变换模块的变换装置的主电路图；

图5是用于驱动图4所示实施例的一种驱动控制信号示意图；

图6是用于驱动图4所示实施例的另一种驱动控制信号示意图；

图7是用于驱动图4所示实施例的一种驱动控制信号仿真波形；

图8是现有技术的一种驱动控制信号仿真波形；

图9是现有技术的另一种驱动控制信号仿真波形；

图10是图4所示实施例分别采用图7、图8和图9所示驱动控制信号的输入电流和输出电压脉动比较仿真波形；

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

图1是根据本发明一个实施例的三电平直流变换装置的主电路图。如图1所示，本实施例中的三电平直流变换装置包括n个三电平直流变换模块M₁、M₂、······、M_i、······M_n，其中，i、n为正整数，i≤n，i代表1～n中任何一个模块，所述n个三电平直流变换模块彼此并联连接。

从图1中可以看出，每个三电平直流变换模块包括第一升压电感L_{Mi_1}和第二升压电感L_{Mi_2}、第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}、第一二极管D_{Mi_1}和第二二极管D_{Mi_2}以及第一分压电容C_{Mi_1}和第二分压电容C_{Mi_2}，低压直流输入端U_in的两端分别输入至每个三电平直流变换模块的两个输入端。其中，所述直流变换装置还包括驱动控制电路（图中未示出），所述驱动控制电路分别连接至每个三电平直流变换模块的第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}，以便分别向每个三电平直流变换模块的第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}输出驱动控制信号，依次驱动所述直流变换装置中的所有开关管，使得每个开关管之间的驱动控制信号相差预定相位周期。

例如，每个开关管的驱动控制信号依次相差1/2n个开关周期，优选地，所述开关周期为500微秒、200微秒或者150微秒。

从图1中还可以看出，对于每个三电平直流变换模块，低压直流输入端U_in的正极连接至第一升压电感L_{Mi_1}的第一端，第一升压电感L_{Mi_1}的第二端分别连接至第一二极管D_{Mi_1}的阳极和第一开关管S_{Mi_1}的集电极，第一开关管S_{Mi_1}的发射极连接至第二开关管S_{Mi_2}的集电极，第二开关管S_{Mi_2}的发射极分别连接至第二升压电感的第二端和第二二极管D_{Mi_2}的阴极，第二升压电感的第一端连接至直流输入端U_in的负极，第一二极管D_{Mi_1}的阴极连接至第一分压电容C_{Mi_1}的正极，第一分压电容C_{Mi_1}的负极分别连至第一开关管S_{Mi_1}的发射极和第二分压电容C_{Mi_2}的正极，第二分压电容C_{Mi_2}的负极连接至第二二极管D_{Mi_2}的阳极，第一分压电容C_{Mi_1}的正极和第二分压电容C_{Mi_2}的负极分别作为高压直流输出端U_o的正极和负极。

在本实施例中，每个三电平直流变换模块彼此相同，包括尺寸、接口、电路结构和参数，并且对于每个三电平直流变换模块，其中的第一升压电感L_{Mi_1}和第二升压电感L_{Mi_2}的感值相等,第一分压电容C_{Mi_1}和第二分压电容C_{Mi_2}的容值相等。

驱动控制电路从每个三电平直流变换模块接收其中的开关管的导通压降信号，并且判断所述导通压降信号是否超出预定阈值，如果所述导通压降信号超出所述预定阈值（例如，上述预定阈值可以为时间阈值，优选地，10微秒），则所述驱动控制电路关断该三电平直流变换模块内的两个开关管，并相应将n值改变为n–1。

如上所述，本发明还提供了利用三电平直流变换装置进行电能变换的方法，该方法包括：

确定低压直流输入端U_in的输入电压值；

判断所述输入电压值是否大于待输出电压U_o的1/2；

如果所述输入电压值U_in>U_o/2，利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路依次向所述三电平直流变换装置中的开关管输出相同开关频率，相同占空比，但占空比<0.5的输出脉冲；

如果所述输入电压值U_in≤U_o/2，则利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路依次向所述三电平直流变换装置中的开关管输出相同开关频率，相同占空比，但占空比大于或等于0.5的输出脉冲。

图2示出了输入电压值U_in>U_o/2情况下的一种驱动控制信号，其中G_{M1_1}、G_{M1_2}、······、G_{Mi_1}、G_{Mi_2}、·····G_{Mn_1}、G_{Mn_2}分别为输送至三电平直流变换装置中相应开关管的驱动控制信号，例如，G_{M1_1}、G_{M1_2}分别为输送至第1个模块中第一开关管S_{M1_1}和第二开关管S_{M1_2}的驱动控制信号。从图中可以看到，它们的开关频率和占空比相同，但开通时刻依次相差1/2n个开关周期，且它们输送至开关管的控制信号为占空比<0.5的脉冲信号。

图3示出了输入电压值U_in≤U_o/2情况下的一种驱动控制信号，其中G_{M1_1}、G_{M1_2}、······、G_{Mi_1}、G_{Mi_2}、·····G_{Mn_1}、G_{Mn_2}分别为输送至三电平直流变换装置中相应开关管的驱动控制信号。从图中可以看到，每个开关管驱动控制信号具有相同的开关频率和占空比，但开通时刻依次相差1/2n个开关周期，且它们输送至开关管的控制信号为占空比≥0.5的脉冲信号。

图4是本发明的一个优选实施例的主电路图，其具有2个三电平直流变换模块。图5和图6分别为U_in>U_o/2和U_in≤U_o/2两种情况下驱动图4中三电平直流变换装置中开关管的驱动控制信号，其中G_{M1_1}、G_{M1_2}、G_{M2_1}、G_{M2_2}为输送至开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}的驱动控制信号，它们的开关频率相同，t₀=0、t₂=T_s/4、t₄=T_s/2、t₆=3T_s/4分别为开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}一个开关周期内的开通时刻，依次相差T_s/4。

下面结合图5，简要介绍图4所示实施例在U_in>U_o/2情况下的工作过程。t₀之前，S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}均关断，二极管D_{M1_1}、D_{M1_2}、D_{M2_1}、D_{M2_2}均导通，此时电感L_{M1_1}、L_{M1_2}、L_{M2_1}、L_{M2_2}释放能量，一方面给输出供电，另一方面给电容C_{M1_1}、C_{M1_2}、C_{M2_1}和C_{M2_2}充电，输出电压上升；t₀～t₁，开关管S_{M1_1}导通，S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}关断，二极管D_{M1_1}关断，D_{M1_2}、D_{M2_1}、D_{M2_2}导通，电感L_{M1_1}、L_{M1_2}的电流上升，电感L_{M2_1}、L_{M2_2}的电流下降，电容C_{M1_1}、C_{M2_1}、C_{M2_2}放电，C_{M1_2}充电，输出电压下降；t₁～t₂类似于t₀之前，此时电感L_{M1_1}、L_{M1_2}、L_{M2_1}、L_{M2_2}释放能量，一方面给输出供电，另一方面给电容C_{M1_1}、C_{M1_2}、C_{M2_1}和C_{M2_2}充电，输出电压上升；t₂～t₄、t₄～t₆、t₆～t₈的能量变换过程和t₀～t₂一样，这意味t₀～t₂的时间持续过程相当于整个电能变换装置的等效开关周期，该持续过程也即是之前定义的开关管之间的移相周期，大小等于T_s/4。可以看出，实施例的等效开关周期缩短至原来的1/4，等效开关频率提高至原来的4倍。

下面结合图6，简要介绍图4所示实施例在U_in≤U_o/2情况下的工作过程。t₀之前，开关管S_{M1_1}和S_{M1_2}关断，S_{M2_1}和S_{M2_2}导通，二极管D_{M1_1}和D_{M1_2}导通，D_{M2_1}和D_{M2_2}关断，电感L_{M1_1}、L_{M1_2}的电流下降，L_{M2_1}、L_{M2_2}的电流上升，电容C_{M1_1}、C_{M1_2}、C_{M2_1}和C_{M2_2}充电，输出电压上升；t₀～t₁，开关管S_{M1_1}、S_{M2_1}、S_{M2_2}导通，S_{M1_2}关断，二极管D_{M1_1}、D_{M2_1}、D_{M2_2}关断，D_{M1_2}导通，电感L_{M1_1}、L_{M1_2}的电流下降，L_{M2_1}、L_{M2_2}的电流上升，电容C_{M1_1}、C_{M2_1}、C_{M2_2}放电，C_{M1_2}充电，输出电压下降；t₁～t₂，开关管S_{M1_1}和S_{M2_2}导通，S_{M1_2}和SM_{2_1}关断，二极管D_{M1_1}和D_{M2_2}关断，D_{M1_2}和D_{M2_1}导通，电感L_{M1_1}、L_{M1_2}、L_{M2_1}、L_{M2_2}的电流下降，电容C_{M1_2}和C_{M2_1}充电，C_{M1_1}和C_{M2_2}放电，由于充电电流大于放电电流，输出电压上升；t₂～t₄、t₄～t₆、t₆～t₈的能量变换过程和t₀～t₂一样，这意味t₀～t₂的时间持续过程同样为整个电能变换装置的等效开关周期，也就是之前定义的开关管之间的移相周期，大小等于T_s/4。可以看出，该情况下实施例的等效开关周期同样缩短至原来的1/4，等效开关频率提高至原来的4倍。

图7是图4所示实施例采用本发明控制方法的驱动控制信号仿真波形，其中G_{M1_1}、G_{M1_2}、G_{M2_1}、G_{M2_2}为输送至开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}的驱动控制信号，它们的开关频率和占空比相同，但开通时刻依次相差T_s/4。

图8是现有技术中采用的一种控制方法的驱动控制信号仿真波形，其中G_{M1_1}、G_{M1_2}、G_{M2_1}、G_{M2_2}为输送至开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}的驱动控制信号，它们的开关频率、占空比和图7中所示一样，不同的则是图8中开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}都是同步开关工作，G_{M1_1}、G_{M1_2}、G_{M2_1}和G_{M2_2}完全同步，四个开关管同时开通，同时关断。这意味着现有技术中的驱动控制方法的控制下，模块内和模块之间的开关管都没有移相控制，达不到提高等效开关频率的目的。

图9是现有技术中采用的另一种控制方法的驱动控制信号波形，其中G_{M1_1}、G_{M1_2}、G_{M2_1}、G_{M2_2}为输送至开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}、S_{M2_2}的驱动控制信号，它们的开关频率、占空比也和图7所示一样，不同的则是图9中开关管S_{M1_1}和S_{M1_2}交错导通，开通时刻相差1/2个开关周期；S_{M2_1}和S_{M2_2}交错导通，开通时刻相差1/2个开关周期；开关管S_{M1_1}和S_{M2_1}的驱动控制信号同步，S_{M1_2}和S_{M2_2}的驱动控制信号同步。这意味着现有技术中的驱动控制方法的控制下，模块内的开关管是移相控制，但模块之间相同位置的开关管是同步的，这样整个装置的等效开关频率只能提高至原来开关频率的2倍，且随着模块数的增加，该等效开关频率也不再增加。

图10是本发明实施例分别采用图7～图9所示控制方法下，输入电流和输出电压脉动的比较波形。可以看出，本发明控制方法可以进一步减小输入电流和输出电压脉动，进而减小滤波器的体积、重量和成本，同时提高变换器的效率和动态性能。需要强调的是，采用本发明控制方法下，本发明的直流变换装置的等效开关频率会随着模块数量的增加而增加，等效开关频率可以提高至原来开关频率的2n倍，

本发明的实施例参数如下：输入电压U_in=510VDC；输出电压U_o=1200VDC；输出电流I_o=330A；电感L_{M1_1}=L_{M1_2}=L_{M2_1}=L_{M2_2}=300μH；电容C_{M1_1}=C_{M1_2}=C_{M2_1}=C_{M2_2}=1000μF；开关管S_{M1_1}、S_{M1_2}、S_{M2_1}和S_{M2_2}皆为IGBT；D_{M1_1}、D_{M1_2}、D_{M2_1}和D_{M2_2}皆为快恢复二极管；开关频率f_s=5kHz；开关周期T_s=200μs。

Claims (6)

1.一种三电平直流变换装置，其特征在于，所述直流变换装置包括n个三电平直流变换模块M₁、M₂、······、M_i、······M_n，其中，i、n为正整数，i≤n，所述n个三电平直流变换模块彼此并联连接；

每个三电平直流变换模块包括第一升压电感L_{Mi_1}和第二升压电感L_{Mi_2}、第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}、第一二极管D_{Mi_1}和第二二极管D_{Mi_2}以及第一分压电容C_{Mi_1}和第二分压电容C_{Mi_2}，低压直流输入端U_in的两端分别输入至每个三电平直流变换模块的两个输入端，

其中，所述直流变换装置还包括驱动控制电路，所述驱动控制电路输出的驱动控制信号分别输送至每个三电平直流变换模块的第一开关管S_{Mi_1}和第二开关管S_{Mi_2}，依次驱动所述三电平直流变换装置中的所有开关管，使得每个开关管之间的驱动控制信号相差预定相位周期。

2.根据权利要求1所述的三电平直流变换装置，其特征在于，对于每个三电平直流变换模块，低压直流输入端U_in的正极连接至第一升压电感L_{Mi_1}的第一端，第一升压电感L_{Mi_1}的第二端分别连接至第一二极管D_{Mi_1}的阳极和第一开关管S_{Mi_1}的集电极，第一开关管S_{Mi_1}的发射极连接至第二开关管S_{Mi_2}的集电极，第二开关管S_{Mi_2}的发射极分别连接至第二升压电感的第二端和第二二极管D_{Mi_2}的阴极，第二升压电感的第一端连接至直流输入端U_in的负极，第一二极管D_{Mi_1}的阴极连接至第一分压电容C_{Mi_1}的正极，第一分压电容C_{Mi_1}的负极分别连至第一开关管S_{Mi_1}的发射极和第二分压电容C_{Mi_2}的正极，第二分压电容C_{Mi_2}的负极连接至第二二极管D_{Mi_2}的阳极，第一分压电容C_{Mi_1}的正极和第二分压电容C_{Mi_2}的负极分别作为高压直流输出端U_o的正极和负极。

3.根据权利要求1所述的三电平直流变换装置，其特征在于，每个三电平直流变换模块彼此相同，并且对于每个三电平直流变换模块，其中的第一升压电感L_{Mi_1}和第二升压电感L_{Mi_2}的感值相等,第一分压电容C_{Mi_1}和第二分压电容C_{Mi_2}的容值相等。

4.根据权利要求1所述的三电平直流变换装置，其特征在于，所述驱动控制电路从每个三电平直流变换模块接收其中的开关管导通压降信号，并且判断所述导通压降信号是否超出预定阈值，如果所述导通压降信号超出所述预定阈值，则所述驱动控制电路关断该三电平直流变换模块内的两个开关管，并相应改变所述n值。

5.一种采用权利要求1-4中任意一项所述的三电平直流变换装置进行电能变换的方法，其特征在于，所述方法包括：

确定低压直流输入端U_in的输入电压值；

判断所述输入电压值是否大于待输出电压U_o的1/2；

如果所述输入电压值U_in>U_o/2，利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路依次向所述三电平直流变换装置中的开关管输出占空比小于0.5的输出脉冲；

如果所述输入电压值U_in≤U_o/2，则利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路依次向所述三电平直流变换装置中的开关管输出占空比大于或等于0.5的输出脉冲。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法包括利用所述三电平直流变换装置的驱动控制电路驱动所述三电平直流变换装置中的所有开关管，使得每个开关管之间的驱动控制信号相差预定相位周期。

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