CN114204596A - 一种有源功率解耦电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有源功率解耦电路及控制方法，该电路可应用于单相整流或逆变系统中，其包括：第一降压电路、第二降压电路、第一直流电容C1和第二直流电容C2。其中，C1和C2串联后并接到系统直流侧的直流母线上；第一降压电路包括：第一功率开关管S1、第一功率二级管D1和第一滤波电感L1；L1的第一端和S1与D1的串联连接点连接，L1的第二端和C1、C2构成的直流母线中性点连接；第二降压电路包括：第二功率开关管S2、第二功率二级管D2和第二滤波电感L2；L2的第一端与S2与D2的串联连接点连接，L2的第二端和C1、C2构成的直流母线中性点连接。

Description

一种有源功率解耦电路及控制方法

技术领域

本发明实施例涉及电力电子变流与控制领域，具体涉及一种有源功率解耦电路及控制方法。

背景技术

单相交直流变换器具有非常广泛的应用，包括单相逆变器和整流器，在很多场合都扮演着至关重要的角色。在这些系统的直流侧通常会有容值较大的电容，比如电解电容，通常有两个主要用途，一个是为负载切换等系统动态场合快速提供缓冲能量，这部分对应的是系统有用功；另一个用途则是用来存储由交流侧产生的二倍频脉动功率。单相系统的二倍频功率由系统交流侧产生且不可避免，从某种意义上讲这部分功率是无功功率，并不对系统做有用功，但是如若处理不当，反而可能对系统前级和交流输出等都造成坏的影响，降低系统性能甚至是寿命。因而，为了降低其影响，需要使用大的直流母线电容来存储，直观上获得可接受的直流电压纹波(主要对于电压源型逆变器而言)。

为了抵消系统中二倍频功率对直流侧的影响，需要在其发源处交流侧传到直流侧的路径上设置吸收电路，即所谓的解耦电路，来存储/补偿二倍频瞬时功率，使其不对直流前级或者输出电能质量产生直接或二次影响。有源控制电路实现的原理是，通过电力电子技术使储能无源器件上允许有较大电压或电流波动，从而提高储能器件的利用率，更好利用无源器件，进而减小系统对容值或感值的需求。

已有的有源功率解耦电路总会存在各种问题，包括实现复杂、引入额外谐波、电容电压利用率低等，少有方法能够同时克服上述方面。而且大多现有方法是基于传统单相桥臂实现，存在上下开关管直通的安全隐患，插入死区的方法简单但是会引入其他已知的问题。

从控制方法上来说，现有的有源功率解耦方案的控制方法大多针对电容电压或电感电流的波形控制实现，其思路是首先通过功率守恒获得想要的电容电压或者电感电流作为参考，再通过传统的比例积分(proportional integral,PI)或者比例谐振(proportional-resonant,PR)补偿器来反馈管理电容电压或电感电流。作为一种间接功率管理实现的方法，其功率管理的动态性在一定程度上受限，由于控制带宽的限制以及无源器件充放电过程的影响，导致其无法瞬时追踪瞬时功率的变化。如果有源功率解耦方法不能快速追踪系统中的变化，将可能反向增大系统谐波功率，甚至引发振荡。另外，现有的控制方法在电容电压或电感电流参考值获取上往往最终只考虑理想的纯正弦信号的情况，然而实际中由于电网和负载的多变，系统中可能存在其他低频成分，尤其是系统中含有非线性负载的时候。

发明内容

为此，本发明实施例提供一种有源功率解耦电路及控制方法，以解决现有技术中已有的有源功率解耦电路总会存在各种问题，包括实现复杂、引入额外谐波、电容电压利用率低等，而且大多现有方法是基于传统单相桥臂实现，存在上下开关管直通的安全隐患，插入死区的方法简单但是会引入其他已知的问题。

为了实现上述目的，本发明的实施方式提供如下技术方案：

在本发明的实施方式的一个方面中，提供了一种

进一步地，所述有源功率解耦电路还包括：

调制开关，所述调制开关分别与所述第一功率开关管S1和所述第二功率开关管S2电连接，用于控制所述第一功率开关管S1和所述第二功率开关管S2的导通与关断状态。

在本发明的实施方式的另一个方面中，提供了一种有源功率解耦控制方法，使用所述有源功率解耦电路进行控制，所述有源功率解耦电路应用于单相整流或逆变系统中，所述有源功率解耦控制方法包括：

步骤1：在k时刻，根据所述系统的交流侧输出获取要补偿的二倍频功率信息；

步骤2：根据获取到的要补偿的所述二倍频功率信息，计算对应地所需要流经所述第一直流电容C1和所述第二直流电容C2的电流值，当电容电流流过所述第一滤波电感L1时，启用所述第一降压电路，当所述电容电流流过所述第二滤波电感L2时，启用所述第二降压电路；

步骤3：获取k时刻所述第一滤波电感L1的电流i_L1(k)与所述第二滤波电感L2的电流i_L2(k)以及所述第一直流电容C1的电压u_C1(k)和所述第二直流电容L2的电压u_C2(k)；

当选择启用所述第一降压电路后，分别计算第一功率开关管S1处于导通或关断状态下的成本函数输出值，当所述第一功率开关管S1处于导通状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第一功率开关管S1在k+1时刻导通，当所述第一功率开关管S1处于关断状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第一功率开关管S1在k+1时刻关断；或

当选择启用所述第二降压电路后，分别计算第二功率开关管S2处于导通或关断状态下的成本函数输出值，当所述第二功率开关管S2处于导通状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第二功率开关管S2在k+1时刻导通，当所述第二功率开关管S2处于关断状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第二功率开关管S2在k+1时刻关断。

进一步地，所述步骤1具体为：

在第k时刻完成对所述系统交流侧的电流输出i_ac(k)和所述系统交流侧的电压输出u_ac(k)的采样；

根据所述系统交流侧的电流输出i_ac(k)、电压输出u_ac(k)信息获得k时刻所述系统的所述二倍频功率信息，以此作为所述有源功率解耦电路在第k+1时刻所要补偿的二倍频功率参考值。

进一步地，要补偿的所述二倍频功率为：

p_ripple(k+1)＝p_ac(k)-p_dc(k)

p_dc(k)为所述系统的有功功率，p_ac(k)为所述系统交流侧的输出功率。

进一步地，当电容电流流过所述第一滤波电感L1时，启用所述第一降压电路，所述第二功率开关管S2为关断状态，所述第一功率开关管S1处于导通或关闭状态；

启用所述第一降压电路，所述第二功率开关管S2为关断状态，分别计算在k时刻所述第一功率开关管S1处于导通或关闭状态下所述成本函数的输出。

进一步地，当电容电流流过所述第一滤波电感L2时，启用所述第二降压电路，所述第一功率开关管S1为关断状态，所述第二功率开关管S2处于导通或关闭状态；

启用所述第二降压电路，所述第一功率开关管S1为关断状态，分别计算在k时刻所述第二功率开关管S2处于导通或关闭状态下所述成本函数的输出。

进一步地，计算电容储存的功率，包括：

获取所述第一降压电路对应桥臂的输出电压

获取通过所述桥臂的直流电容的电流

其中，T_s是采样周期，i_C1(k)是所述第一直流电容电流在第k时刻的值；i_C1(k+1)是预测的在第(k+1)时刻所述第一直流电容电流值；u_ph1(k)和u_C1(k)是所述桥臂的输出电压值以及所述桥臂上所述第一直流电容的电压值；

在第(k+1)时刻，获取所述桥臂的所述第一直流电容上储存的瞬时功率：

在功率预测过程中，假设相邻两个采样时刻间的电压值保持不变，用u_C1(k)代替u_C1(k+1)，则得到所述第一直流电容上的功率预测公式为：

同理可得，所述第二直流电容C2的功率预测公式：

则所述有源功率解耦电路上电容储存的功率为：

p_C(k+1)＝p_C1(k+1)+p_C2(k+1)。

进一步地，计算所述成本函数：

f_cost(k)＝|p_ripple(k+1)-p_C(k+1)|，

其中，p_ripple(k+1)为k+1时刻的所述二倍频功率，p_C(k+1)为所述有源功率解耦电路上电容储存的功率。

进一步地，其中，p_ripple(k+1)＝p_ripple(k)，据此将计算得到的较小所述成本函数输出下对应的开关状态作为k+1时刻的控制策略。

本发明的实施方式具有如下优点：

本发明实施例公开了一种有源功率解耦电路及控制方法，提出了一种基于分裂直流母线电容结构和双降压电路的有源功率解耦新电路，通过增加两个降压电路分时工作来完成对两个电容的充放电管理，获得包含直流量和基频交流分量的电容电压，使电容在母线位置上继续为系统动态提供所需的缓冲有功功率的同时，能够有效的解耦二倍频功率。同时为了实现更好的瞬时功率补偿效果，针对此电路提出了基于模型预测控制的瞬时功率控制器(调制开关)，旨在提高系统的瞬时追踪性能和调控灵活性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是示例性的，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图引申获得其它的实施附图。

本说明书所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。

图1为本发明的实施例提供的一种有源功率解耦电路的结构示意图；

图2为本发明的实施例提供的有源功率解耦电路运行的电容波形及工作过程示意图；

图3为本发明的实施例提供的有源功率解耦电路的四种工作模式的示意图；

图4为本发明的实施例提供的有源功率解耦电路的控制策略框图；

图5为本发明的实施例提供的有源功率解耦控制方法的流程示意图；

图6为本发明的实施例提供的无解耦电路时的电路运行结果示意图；

图7为本发明的实施例提供的应用有源功率解耦电路的电路运行结果示意图。

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。

参考图1，本发明公开了一种新型有源功率解耦电路，适用于单相整流/逆变器或包含单相整流/逆变模组的系统，用来缓冲系统中存在的二倍频功率，从而减小系统所需的直流电容值，这对系统减小体积以及提高系统寿命产生积极的影响。所提新电路基于分裂直流母线电容结构和双降压电路，通过增加两个降压电路分时工作来完成对两个电容的充放电管理，获得包含直流量和基频交流分量的电容电压，使电容在母线位置上继续为系统动态提供所需的缓冲有功功率的同时，能够有效的解耦二倍频功率。为了实现更好的瞬时功率补偿效果，针对此电路提出了基于模型预测控制的瞬时功率控制器，旨在提高系统的瞬时追踪性能和调控灵活性。系统能够有效解耦二倍频功率，极大地减小单相系统所需的电容值。

具体地，该电路可应用于单相整流或逆变系统中，其包括：第一降压电路、第二降压电路、第一直流电容C1和第二直流电容C2。其中，C1和C2串联后并接到系统直流侧的直流母线上；第一降压电路包括：第一功率开关管S1、第一功率二级管D1和第一滤波电感L1；L1的第一端和S1与D1的串联连接点连接，L1的第二端和C1、C2构成的直流母线中性点连接；第二降压电路包括：第二功率开关管S2、第二功率二级管D2和第二滤波电感L2；L2的第一端与S2与D2的串联连接点连接，L2的第二端和C1、C2构成的直流母线中性点连接。

为了解耦单相交直流变换器中的二倍频功率，本发明提出了一种基于双降压电路和分裂母线电容实现的简单可靠的新型有源功率解耦电路。不同于传统方法使用一个电容来储存功率纹波，本方法使用两个直流电容组成分裂的直流母线，通过两个降压电路分时工作来实现对每个电容的充放电管理。两个母线电容上的电压除了直流分量还将允许较大幅值的基波交流分量，这使得两个电容在提供暂态能量的同时能够具有存储二倍频功率的能力，而且大幅度的交流电压分量使得母线电容得到比传统方式更大的利用率，从而减小需要的容值。另外，所用的功率开关管不存在上下管直通的问题，无需设置死区，增强了相关系统的可靠性设计。

如图1、2所示，本发明的有源功率解耦电路的左右两个降压电路各包括一个功率开关管、一个功率二极管以及滤波电感。在每个基频周期内，左右两个桥臂各只需工作半个周期，流过各桥臂电感的电流为单向的。

具体如图6所示，当电流流过L1时，左桥臂工作，此时开关S2一直保持关断，开关S1由脉宽调制信号控制导通关断，二极管D1帮助实现电感电流续流，通过开关来控制流过C1和C2的电流，当C1工作在充电模式时，C2工作在放电模式。当电流流过L2时，右桥臂工作，此时开关S1一直保持关断，开关S2由脉宽调制信号控制导通关断，二极管D2帮助实现电感电流续流，通过开关来控制流过C1和C2的电流，当C2工作在充电模式时，C1工作在放电模式。

进一步地，在一些实施例中，本发明的有源功率解耦电路还包括：调制开关。调制开关分别与第一功率开关管S1和第二功率开关管S2电连接，用于控制第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的导通与关断状态。通过调制开关控制S1、S2的状态，从而调整工作模式。

如图3所示，所提功率解耦电路总共有四种工作模式，如前所述，每相降压电路组成的桥臂在单个基波周期里只工作半周期，由电容电流极性决定。且根据开关开通和关断状态的不同，可分为两种工作模式。

如图3(a)，当电容电流流过L₁时，开关S₂为关断状态，若开关S₁处于PWM模式下的导通状态时，电路的运行状态如图3(a)所示，此时电感电流线性增加，

在这种情况下，C₁工作在放电状态，放电能量给电感L₁充电，流过电容C₂的电流由逆变器输入侧电流决定。续流二极管D₁的电压应力为输入电压。

如图3(b)所示，当电容电流流过L₁时，开关S₂为关断状态，若开关S₁处于PWM模式下的关断状态时，电路的运行状态如图3(b)所示，电感电流将通过二极管D₁续流，此时电感电流线性减小，则有

在这种情况下，C₁电流等于i_com，C₂电流等于i_com和i_L1之和。开关S₁的电压应力为输入电压。

当电容电流改变方向，另一相桥臂开始运行，之后电路将工作在另外两种模式下。当右边桥臂开始工作，左桥臂开关将停止工作。

如图3(c)所示，当电容电流流过L₂时，开关S₁为关断状态，若开关S₂处于PWM模式下的导通状态时，电路的运行状态如图3(c)所示，此时电感电流线性增加，

这种情况下，C₁工作在放电状态，放电能量存储在电感L₂上，流过电容C₁的电流由逆变器输入侧电流决定。续流二极管D₂的电压应力为输入电压。

如图3(d)所示，当电容电流流过L₂时，开关S₁为关断状态，若开关S₂处于PWM模式下的关断状态时，电路的运行状态如图3(d)所示，电感电流将通过二极管D₂续流，此时电感电流线性减小，

在这种情况下，C₂的电流等于i_com，C₁电流等于i_com和i_L2之和。开关S₂的电压应力为输入电压。

在本发明的另一实施例中，提供了一种基于模型预测控制的有源功率解耦控制方法，其控制框图如图4所示。首先通过系统交流侧输出获得二倍频功率信息，之后根据预测的有源解耦电路输出以及预定的成本函数来选取最优的开关状态控制输出。有源解耦电路与单相主电路的控制是相互独立的，对于主电路的控制不在本文的讨论范围内，所有现有的相关控制方法都将继续适用。

如图5所示，如图所示，在第k时刻完成电路变量i_ac(k)、u_ac(k)、i_C(k)、u_C(k)以及u_dc(k)的采样，并根据交流侧i_ac(k)和u_ac(k)信息获得系统瞬时二倍频功率信息。之后将根据电感电流的方向判定启用的降压电路，之后根据预设的成本函数来确定对应桥臂开关的导通或关闭状态，导通和关闭状态的选择取决于哪种状态能够产生更小的成本函数输出，获得更小的成本函数输出的开关状态将作用到下一控制周期。

具体地，如图4、5所示，本发明的有源功率解耦控制方法，使用有源功率解耦电路进行控制，有源功率解耦电路应用于单相整流或逆变系统中，有源功率解耦控制方法包括：

步骤1：在k时刻，根据系统的交流侧输出获取要补偿的二倍频功率信息；

步骤2：根据获取到的要补偿的二倍频功率信息，计算对应地所需要流经第一直流电容C1和第二直流电容C2的电流值，当电容电流流过第一滤波电感L1时，启用第一降压电路，当电容电流流过第二滤波电感L2时，启用第二降压电路；

步骤3：获取k时刻第一滤波电感L1的电流i_L1(k)与第二滤波电感L2的电流i_L2(k)以及第一直流电容C1的电压u_C1(k)和第二直流电容L2的电压u_C2(k)；

当选择启用第一降压电路后，分别计算第一功率开关管S1处于导通或关断状态下的成本函数输出值，当第一功率开关管S1处于导通状态时，成本函数输出值较小，则控制第一功率开关管S1在k+1时刻导通，当第一功率开关管S1处于关断状态时，成本函数输出值较小，则控制第一功率开关管S1在k+1时刻关断；或

当选择启用第二降压电路后，分别计算第二功率开关管S2处于导通或关断状态下的成本函数输出值，当第二功率开关管S2处于导通状态时，成本函数输出值较小，则控制第二功率开关管S2在k+1时刻导通，当第二功率开关管S2处于关断状态时，成本函数输出值较小，则控制第二功率开关管S2在k+1时刻关断。

结合图1、4、5，步骤1具体为：

在第k时刻完成对系统交流侧的电流输出i_ac(k)和系统交流侧的电压输出u_ac(k)的采样；

根据系统交流侧的电流输出i_ac(k)、电压输出u_ac(k)信息获得k时刻系统的二倍频功率信息，以此作为有源功率解耦电路在第k+1时刻所要补偿的二倍频功率参考值。

进一步地，要补偿的二倍频功率为：

p_ripple(k+1)＝p_ac(k)-p_dc(k)

p_dc(k)为系统的有功功率，p_ac(k)为系统交流侧的输出功率。

具体地，当电容电流流过第一滤波电感L1时，启用第一降压电路，第二功率开关管S2为关断状态，第一功率开关管S1处于导通或关闭状态。启用第一降压电路，第二功率开关管S2为关断状态，分别计算在k时刻第一功率开关管S1处于导通或关闭状态下成本函数的输出。

当电容电流流过第一滤波电感L2时，启用第二降压电路，第一功率开关管S1为关断状态，第二功率开关管S2处于导通或关闭状态；

启用第二降压电路，第一功率开关管S1为关断状态，分别计算在k时刻第二功率开关管S2处于导通或关闭状态下成本函数的输出。

在本发明提供的有源功率解耦控制方法中，计算电容储存的功率，包括以下步骤：

获取第一降压电路对应桥臂的输出电压

获取通过桥臂的直流电容的电流

其中，T_s是采样周期，i_C1(k)是第一直流电容电流在第k时刻的值；i_C1(k+1)是预测的在第(k+1)时刻第一直流电容电流值；u_ph1(k)和u_C1(k)是桥臂的输出电压值以及桥臂上第一直流电容的电压值；

在第(k+1)时刻，获取桥臂的第一直流电容上储存的瞬时功率：

在功率预测过程中，假设相邻两个采样时刻间的电压值保持不变，用u_C1(k)代替u_C1(k+1)，则得到第一直流电容上的功率预测公式为：

同理可得，第二直流电容C2的功率预测公式：

则有源功率解耦电路上电容储存的功率为：

p_C(k+1)＝p_C1(k+1)+p_C2(k+1)。

进一步地，计算成本函数：

f_cost(k)＝|p_ripple(k+1)-p_C(k+1)|，

其中，p_ripple(k+1)为k+1时刻的二倍频功率，p_C(k+1)为有源功率解耦电路上电容储存的功率。

其中，p_ripple(k+1)＝p_ripple(k)，据此将计算得到的较小成本函数输出下对应的开关状态作为k+1时刻的控制策略。

为了验证本发明所提电路和控制方法的有效性，针对独立运行的单相逆变器主电路以及搭建的新有源功率解耦电路系统，开展了相关系统的仿真和实验研究。表1是仿真和实验系统的一些关键参数：

图6和图7所示分别是启用有源功率解耦电路系统前后系统的仿真对比结果。如图6所示，当系统中没有接入有源功率解耦电路时，在母线电容容值为470μF的情况下，系统直流母线电压二倍频纹波比例达到9％，若想将电压纹波控制在3％以内，传统系统需要高达1500μF的直流母线电容，这反映出传统单相系统非常依赖于使用大的直流母线电容来减小母线电压纹波。相比而言，当接入所提出的有源功率解耦电路系统后，系统将大大减小对电容的依赖。在图7所示的情况中，当使用新电路系统后，只需要两个90μF的直流母线电容，系统的直流母线电压纹波就控制在3％以内。

综上所述，本发明具有以下优点：

(1)通过提出的方法可以缓冲直流侧的二倍频功率，从而大幅降低直流母线电容值。

(2)相比其他有源功率解耦电路方法，本方法克服了传统方法存在的直通击穿的潜在风险，能够更多地减小需要的直流母线电容量。

(3)相比于其他有源功率解耦控制方法，该方法不仅控制简单，而且可以获得较高的电压利用率，同时也不会额外引入其他频率的低频功率。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明做了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims (10)

1.一种有源功率解耦电路，其特征在于，应用于单相整流或逆变系统中，所述有源功率解耦电路包括：第一降压电路、第二降压电路、第一直流电容C1和第二直流电容C2；

其中，所述第一直流电容C1的第一端与所述系统直流侧的直流母线正端连接，所述第一直流电容C1的第二端与所述第二直流电容C2的第一端电连接，所述第二直流电容C2的第二端与所述系统直流侧的直流母线负端连接；

所述第一降压电路包括：第一功率开关管S1、第一功率二级管D1和第一滤波电感L1；所述第一功率开关管S1的第一端与所述直流母线正端连接，所述第一功率开关管S1的第二端与所述第一功率二极管D1的阴极端连接，所述第一功率二级管D1的阳极端与所述另一直流母线负端连接；所述第一滤波电感L1的第一端分别与所述第一功率开关管S1的第二端、所述第一功率二级管D1的阴极端连接，所述第一滤波电感L1的第二端分别与所述第一直流电容C1的第二端、所述第二直流电容C2的第一端连接；

所述第二降压电路包括：第二功率开关管S2、第二功率二级管D2和第二滤波电感L2；所述第二功率开关管S2的第一端与所述另一直流母线负端连接，所述第二功率开关管S2的第二端与所述第二功率二极管D2的阳极端连接，所述第二功率二级管D2的阴极端与所述直流母线正端连接；所述第二滤波电感L2的第一端分别与所述第二功率开关管S2的第一端、所述第二功率二级管D2的阳极端连接，所述第二滤波电感L2的第二端分别与所述第一直流电容C1的第二端、所述第二直流电容C2的第一端连接。

2.根据权利要求1所述的有源功率解耦电路，其特征在于，还包括：

调制开关，所述调制开关分别与所述第一功率开关管S1和所述第二功率开关管S2电连接，用于控制所述第一功率开关管S1和所述第二功率开关管S2的导通与关断状态。

3.一种有源功率解耦控制方法，其特征在于，使用具有权利要求1至2中任一项所述的有源功率解耦电路进行控制，所述有源功率解耦电路应用于单相整流或逆变系统中，所述有源功率解耦控制方法包括：

步骤1：在k时刻，根据所述系统的交流侧输出获取要补偿的二倍频功率信息；

步骤2：根据获取到的要补偿的所述二倍频功率信息，计算对应地所需要流经所述第一直流电容C1和所述第二直流电容C2的电流值，当电容电流流过所述第一滤波电感L1时，启用所述第一降压电路，当所述电容电流流过所述第二滤波电感L2时，启用所述第二降压电路；

步骤3：获取k时刻所述第一滤波电感L1的电流i_L1(k)与所述第二滤波电感L2的电流i_L2(k)以及所述第一直流电容C1的电压u_C1(k)和所述第二直流电容L2的电压u_C2(k)；

当选择启用所述第一降压电路后，分别计算第一功率开关管S1处于导通或关断状态下的成本函数输出值，当所述第一功率开关管S1处于导通状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第一功率开关管S1在k+1时刻导通，当所述第一功率开关管S1处于关断状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第一功率开关管S1在k+1时刻关断；或

当选择启用所述第二降压电路后，分别计算第二功率开关管S2处于导通或关断状态下的成本函数输出值，当所述第二功率开关管S2处于导通状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第二功率开关管S2在k+1时刻导通，当所述第二功率开关管S2处于关断状态时，所述成本函数输出值较小，则控制所述第二功率开关管S2在k+1时刻关断。

4.根据权利要求3所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，所述步骤1具体为：

在第k时刻完成对所述系统交流侧的电流输出i_ac(k)和所述系统交流侧的电压输出u_ac(k)的采样；

根据所述系统交流侧的电流输出i_ac(k)、电压输出u_ac(k)信息获得k时刻所述系统的所述二倍频功率信息，以此作为所述有源功率解耦电路在第k+1时刻所要补偿的二倍频功率参考值。

5.根据权利要求4所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，要补偿的所述二倍频功率为：

p_ripple(k+1)＝p_ac(k)-p_dc(k)

p_dc(k)为所述系统的有功功率，p_ac(k)为所述系统交流侧的输出功率。

6.根据权利要求5所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，

当电容电流流过所述第一滤波电感L1时，启用所述第一降压电路，所述第二功率开关管S2为关断状态，所述第一功率开关管S1处于导通或关闭状态；

启用所述第一降压电路，所述第二功率开关管S2为关断状态，分别计算在k时刻所述第一功率开关管S1处于导通或关闭状态下所述成本函数的输出。

7.根据权利要求6所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，

当电容电流流过所述第一滤波电感L2时，启用所述第二降压电路，所述第一功率开关管S1为关断状态，所述第二功率开关管S2处于导通或关闭状态；

启用所述第二降压电路，所述第一功率开关管S1为关断状态，分别计算在k时刻所述第二功率开关管S2处于导通或关闭状态下所述成本函数的输出。

8.根据权利要求6所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，计算电容储存的功率，包括：

获取所述第一降压电路对应桥臂的输出电压

获取通过所述桥臂的直流电容的电流

其中，T_s是采样周期，i_C1(k)是所述第一直流电容电流在第k时刻的值；i_C1(k+1)是预测的在第(k+1)时刻所述第一直流电容电流值；u_ph1(k)和u_C1(k)是所述桥臂的输出电压值以及所述桥臂上所述第一直流电容的电压值；

在第(k+1)时刻，获取所述桥臂的所述第一直流电容上储存的瞬时功率：

在功率预测过程中，假设相邻两个采样时刻间的电压值保持不变，用u_C1(k)代替u_C1(k+1)，则得到所述第一直流电容上的功率预测公式为：

同理可得，所述第二直流电容C2的功率预测公式：

则所述有源功率解耦电路上电容储存的功率为：

p_C(k+1)＝p_C1(k+1)+p_C2(k+1)。

9.根据权利要求8所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，计算所述成本函数：

f_cost(k)＝|p_ripple(k+1)-p_C(k+1)|，

其中，p_ripple(k+1)为k+1时刻的所述二倍频功率，p_C(k+1)为所述有源功率解耦电路上电容储存的功率。

10.根据权利要求9所述的有源功率解耦控制方法，其特征在于，

其中，p_ripple(k+1)＝p_ripple(k)，据此将计算得到的较小所述成本函数输出下对应的开关状态作为k+1时刻的控制策略。

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