CN114499247A - 一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法 - Google Patents

一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN114499247A
CN114499247A CN202210182588.1A CN202210182588A CN114499247A CN 114499247 A CN114499247 A CN 114499247A CN 202210182588 A CN202210182588 A CN 202210182588A CN 114499247 A CN114499247 A CN 114499247A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching
converter
frequency
cycle
modulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210182588.1A
Other languages
English (en)
Inventor
江驰
孙志超
嵇保健
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN202210182588.1A priority Critical patent/CN114499247A/zh
Publication of CN114499247A publication Critical patent/CN114499247A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法，该系统包括主电路拓扑、双闭环控制器、开关调制策略模块。方法为：以开关管电压应力为出发点，分析电压应力与开关时序之间的关系，通过不同调制策略下变压器漏感电流的状态，得到不同调制策略下的开关组合，实现变换器原副边之间的能量传输；之后建立变换器动态数学模型，得到系统的传递函数；设计离散控制器得到参考调制波，最后通过设计相应开关管间的逻辑关系，实现周波变换器的安全软换流和变换器功能。本发明为高频链逆变器提供了有效的调制策略，变压器漏感电流自然降为零，能够降低开关管换流时因电感电流断续产生的电压应力，并且能够实现变换器的软开关，具有很高的实用性。

Description

一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法。
背景技术
常见的逆变器按照变压器隔离可划分为工频隔离型和高频隔离型。相较于传统的工频变压器，高频变压器的使用将会减小系统的体积，提高变换器的功率密度。与非隔离型逆变器相比，高频链逆变器可以实现输入输出侧电气隔离，同时可以实现电压匹配，对于一些输入电压相对较低的应用场合有着重要的意义。高频链逆变器还可以应用在整流环节，能够实现能量的双向流动，而且可以使用特殊的调制策略在所有半导体器件中实现软开关。高频链逆变器有着丰富的拓扑结构，其灵活适用于不同功率和电压等级的应用场合。这些高频链逆变器可以应用于不间断(UPS)电源、光伏发电系统、电动汽车的充电桩、音频扩放器等。因此，研究高频链(High-Frequency-Link)逆变技术有着重要的意义。
高频链逆变器在光伏等新能源并网场合中应用广泛，其中周波变换型高频链逆变器具有单级功率转换、能量双向流动、电气隔离等优点，但存在安全换流问题，影响周波变换器的可靠性。例如，单级高频链逆变器在工作过程中，变压器漏感和输出滤波电感都被视为电流源。通过对常见两种调制策略下变换器工作模态的分析，都忽视了变压器漏感换流的问题。尽管两种调制策略下在副边换流期间加入死区重叠时间，让副边开关管全部导通来进行软换流，然而换流时漏感电流依然存在。关断开关管时，换流开关管中的电流没有流通路径从而强迫降为零，会在副边开关管两端产生较大的电压尖峰，存在周波变换器电感电流硬关断的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法，在原边能够实现全负载范围内的软开关，副边周波变换器能够实现软开关，同时在传递能量阶段提供同步整流的功能，提高变换器的效率。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种周波变换型高频链逆变器的调制系统，包括主电路拓扑、双闭环控制器、开关调制策略模块；
主电路拓扑包含前级全桥变换器、后级周波变换器及LC滤波器，其中：前级全桥变换器，将直流输入电压转化为50％占空比的正负方波电压，作用在变压器原边，转换后的电压由高频电压分量组成，原边开关管的驱动信号是由载波的上升沿二分频实现；后级周波变换器，将变压器原边传递的电压解调为单极性SPWM电压信号，采用设定的调制方法，实现周波变换器的软换流，将高频AC转化为带有基波分量的低频AC，实现单级功率转换；LC滤波器用于去除高频谐波分量；
双闭环控制器由电压外环和电流内环组成，输出电压参考值Vref减去主电路拓扑的输出电压采样值Vo后，经过电压外环控制器作为电流内环的参考值iref，iref与主电路拓扑的滤波电感电流采样值iLf比较后经过电流内环控制器作为参考正弦调制波；
开关调制策略模块，前级全桥变换器中开关管驱动信号由锯齿载波经过上升沿二分频后，加入死区时间得到；参考正弦调制波与锯齿波通过PWM比较器得到初始驱动信号，初始驱动信号通过逻辑变换得到后级周波变换器中开关管的驱动信号。
一种周波变换型高频链逆变器的调制方法，该方法基于所述的周波变换型高频链逆变器的调制系统，包括如下步骤：
步骤1、根据周波变换型高频链逆变器的调制系统，通过状态空间平均法得到高频链逆变器占空比指令-输出电压传递函数，用来设计离散控制器及其补偿参数；
步骤2、采样得到主电路拓扑的输出电压采样值Vo、滤波电感电流采样值iLf，通过步骤1设计的离散控制器得到参考正弦调制波，确定正、负半周期的电平切换时间；根据不同开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关序列下的工作模式，给出不同开关序列下软开关特性；
步骤3、通过对后级周波变换器进行解调，设计对应的调制策略：先判断高频链逆变器的工作范围，前级全桥变换器通过分频采用50％占空比控制；参考正弦调制波与锯齿波通过PWM比较器得到初始驱动信号，初始驱动信号通过逻辑变换得到中间逻辑信号，然后再得到后级周波变换器逻辑信号，最后通过延时时间关断，实现周波变换器安全软换流。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)考虑到变压器漏感因素，副边周波变换器实现了零电流关断，实现了自然软换流，不会因漏感电流断续产生电压过冲现象；(2)原边全桥MOS管实现全负载范围软开关，优化了软开关范围；(3)传递能量阶段，周波变换器属于同步整流，电流流过的是MOS管的沟道而非体二极管，减小了电路导通损耗，提高了变换器的效率。
附图说明
图1为周波变换型高频链逆变器的调制系统结构框图。
图2为周波变换型高频链逆变器的调制方法流程图。
图3为高频链逆变器简化逻辑时序。
图4为新型调制策略时序原理图。
图5为一个周期内电路运行状态时序图。
图6为新型调制策略下正半周期逻辑框图。
图7为变换器副边电流软换流波形图。
具体实施方式
如何采用合适的调制策略解决换流问题，是逆变器稳定运行和改善电能质量的保证。基于上述问题，本发明提出了一种新型开关调制策略，基于让变压器漏感电流自然降为零的思路，实现了功率开关管的软开关和输出滤波电感及变压器漏感的软换流。
本发明一种周波变换型高频链逆变器的调制系统，包括主电路拓扑、双闭环控制器、开关调制策略模块；
主电路拓扑包含前级全桥变换器、后级周波变换器及LC滤波器，其中：前级全桥变换器，将直流输入电压转化为50％占空比的正负方波电压，作用在变压器原边，转换后的电压由高频电压分量组成，原边开关管的驱动信号是由载波的上升沿二分频实现；后级周波变换器，将变压器原边传递的电压解调为单极性SPWM电压信号，采用设定的调制方法，实现周波变换器的软换流，将高频AC转化为带有基波分量的低频AC，实现单级功率转换；LC滤波器用于去除高频谐波分量；
双闭环控制器由电压外环和电流内环组成，输出电压参考值Vref减去主电路拓扑的输出电压采样值Vo后，经过电压外环控制器作为电流内环的参考值iref，iref与主电路拓扑的滤波电感电流采样值iLf比较后经过电流内环控制器作为参考正弦调制波；
开关调制策略模块，前级全桥变换器中开关管驱动信号由锯齿载波经过上升沿二分频后，加入死区时间得到；参考正弦调制波与锯齿波通过PWM比较器得到初始驱动信号，初始驱动信号通过逻辑变换得到后级周波变换器中开关管的驱动信号。
进一步的，所述前级全桥变换器包括输入电压源Vin，前级第一～第四功率开关管M1、M2、M3、M4；所述M1、M2的漏极共同连接到Vin一端，M1、M2的源极分别连接到M3、M4的漏极上，M3、M4的源极共同连接到Vin另一端，两桥臂中点A、B接在变压器T原边两端；桥臂中点A与变压器T之间串联漏感Lr，漏感Lr提供软开关条件；励磁电感Lm并联在变压器T两端，起到传递能量的作用；
所述前级全桥变换器在一个开关周期内提供正负交替的方波电压，工作在50％占空比的驱动信号下。
进一步的，所述后级周波变换器，由四组双向开关(Sxa、Sxb)组成，x＝1,2,3,4，每组双向开关分别由两个反向串联的MOS管组成；S1a、S2a的漏极共同连接到变压器T副边的一端，S1b的漏极连接S3a的漏极且公共端为E，S2b的漏极连接S4a的漏极且公共端为F，S3b、S4b的漏极共同连接到变压器T副边的另一端；公共端E通过滤波电感Lf连接滤波电容Cf的一端，公共端F连接滤波电容Cf的另一端，滤波电感Lf、滤波电容Cf组成低通滤波器，经滤波后的输出电压作用给负载Ro；
所述后级周波变换器在一个开关周期内向负载Ro两次传递能量，将方波高频信号转换为低频输出信号。
本发明一种周波变换型高频链逆变器的调制方法，该方法基于所述的周波变换型高频链逆变器的调制系统，包括如下步骤：
步骤1、根据周波变换型高频链逆变器的调制系统，通过状态空间平均法得到高频链逆变器占空比指令-输出电压传递函数，用来设计离散控制器及其补偿参数；
步骤2、采样得到主电路拓扑的输出电压采样值Vo、滤波电感电流采样值iLf，通过步骤1设计的离散控制器得到参考正弦调制波，确定正、负半周期的电平切换时间；根据不同开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关序列下的工作模式，给出不同开关序列下软开关特性；
步骤3、通过对后级周波变换器进行解调，设计对应的调制策略：先判断高频链逆变器的工作范围，前级全桥变换器通过分频采用50％占空比控制；参考正弦调制波与锯齿波通过PWM比较器得到初始驱动信号，初始驱动信号通过逻辑变换得到中间逻辑信号，然后再得到后级周波变换器逻辑信号，最后通过延时时间关断，实现周波变换器安全软换流。
进一步的，步骤1所述的占空比指令-输出电压传递函数，具体如下：
Figure BDA0003521615370000051
其中：GVd(s)为周波变换型高频链逆变器占空比指令-输出电压传递函数，s指频域的时间，Vin为变换器输入电压，n为变压器T匝比，Ro为输出负载，r为输出滤波电感内阻，Lf为输出滤波电感，Cf为输出滤波电容。
进一步的，步骤2中所述确定正、负半周期的电平切换时间；由不同的开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关序列下的工作模式，给出不同开关序列下软开关特性，具体如下：
(1)正、负半周期判断条件：
当主电路拓扑的输出电压采样值Vo、滤波电感电流采样值iLf经过双闭环控制器后，得到参考正弦调制波，由于输出电压在一个工频周期内正负变化，因此正负半周期内的调制策略的判断依据为：
Figure BDA0003521615370000052
所述Us为经过电压外环、电流内环后的参考正弦调制波，需要判断正负半周期的切换时间，从而得到两种极性下调制策略的逻辑原理；
(2)开关组合选择依据：
在工频周期内，一个开关周期中输出电压的平均值表示为：
<VEF＞＝±nVinm(t)
其中<VEF>为一个开关周期中输出电压的平均值，m(t)为正弦变化的占空比，n为变压器T匝比，Vin为变换器输入电压；
其中m(t)Ts/2为半个开关周期内电路传递能量时间，m(t)表示为：
Figure BDA0003521615370000053
其中m(t)为正弦变化的占空比，Vm为载波幅值，Vin为变换器输入电压，n为变压器匝比，ω为正弦波角频率，t为时间；
在一个开关周期内，定义输出电感电流续流阶段为‘0’状态，原边向副边传递能量阶段为‘1’状态；不同的开关组合序列会产生不同的工作模态；根据不同的开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关组合序列下的工作模式；在传递能量结束后切换原边对角开关管，由于换流时负载电流的存在，因此保证原边漏感存在足够多的能量在死区时间内对寄生电容充、放电，从而实现原边MOS管的零电压开通。
进一步的，步骤3所述通过对后级周波变换器进行解调，设计对应的调制策略，具体如下：
(1)高频链逆变器的工作范围逻辑判断信号：
Figure BDA0003521615370000061
所述Us为经过电压外环、电流内环后的参考正弦调制波，u1为参考正弦调制波的正半周期逻辑信号，u2为参考正弦调制波的负半周期逻辑信号，用来确定高频链逆变器的工作范围；
(2)原边MOS管驱动逻辑信号：
载波信号Uc经过上升沿分频触发器后得到的原边MOS管开关逻辑：
Figure BDA0003521615370000062
所述
Figure BDA0003521615370000063
为原边MOS管M1的驱动逻辑信号；
Figure BDA0003521615370000064
为原边MOS管M2的驱动逻辑信号；
Figure BDA0003521615370000065
为原边MOS管M3的驱动逻辑信号；
Figure BDA0003521615370000066
为原边MOS管M4的驱动逻辑信号；
(3)中间逻辑信号判断：
Figure BDA0003521615370000067
所述K为参考正弦调制波与载波比较得到的逻辑信号；
Figure BDA0003521615370000068
为原边MOS管M2的驱动逻辑信号；S9～S11均为中间逻辑信号；
(4)副边周波变换器MOS管驱动逻辑信号：
Figure BDA0003521615370000071
Figure BDA0003521615370000072
所述u1为参考正弦调制波的正半周期逻辑信号，
Figure BDA0003521615370000073
为原边MOS管M1的驱动逻辑信号；
Figure BDA0003521615370000074
为原边MOS管M2的驱动逻辑信号，S9～S11均为中间逻辑信号，
Figure BDA0003521615370000075
为副边周波变换器MOS管S1a～S4b驱动逻辑信号；
(5)延时关断时间设置：
通过对S1a开关管的关断信号加入延时时间，从而保证在过渡阶段让变压器漏感电流自然降为零，实现S1a开关管零电流关断；副边周波变换器的软开关实现通过延时关断开关管，让电流自然降为0，从而实现零电流关断；则延时关断时间为：
Figure BDA0003521615370000076
其中Δt1为寄生电容放电从输入电压Vin降为0的时间；Δt2为副边周波变换器续流二极管导通时，电流从is降为0的时间；tdelay为开关管延时关断时间；Coss为MOS管寄生电容，Vin为变换器输入电压，Lδ为变压器漏电感，ip为原边电流，iLf为滤波电感电流；
在电路正常运行状态下，由于电感电流在工频周期内是呈正弦包络线，采用添加固定时间给相应开关管来延时关断；在设置延时时间时，tdelay最小值不小于Δt1+Δt2max。
下面结合附图及具体实施例对本发明作更进一步的说明。
实施例
图1为周波变换型高频链逆变器整体控制框图，图2为周波变换型高频链逆变器的调制方法流程图，输出电压、电流采样后进入闭环控制器，控制器输出正弦参考电压，与载波比较后通过逻辑模块变换后实现开关管驱动信号的生成。变换器简化后的逻辑时序如图3所示，原边开关管对角开关管同开同断，同一桥臂上下两个开关互补导通180°，副边周波变换器开关管通过移相角m(t)Ts/2来传递能量，移相角随正弦变化。
根据变换器的等效模型，得到其占空比指令-输出电压传递函数；
Figure BDA0003521615370000081
其中：Vin为变换器输入电压，n为变压器匝比，Ro为输出负载，r为输出滤波电感内阻，Lf为输出滤波电感，Cf为输出滤波电容。
当采样过后的输出电压Vo与滤波电感电流iLf经过双环控制器后，将其作为正弦调制波，由于输出电压在一个工频周期内正负变化，因此正负半周期内的调制策略的判断依据为：
Figure BDA0003521615370000082
所述Us为经过电压外环、电流内环后的正弦调制波，需要判断正负半周期的切换时间，从而得到两种输出电压极性下调制策略的逻辑原理。
由图4可得，高频锯齿载波信号Uc通过上升沿二分频模块可以得到原边对角开关管驱动信号，再进行取‘反’操作后，加入少量死区时间作为对角互补开关管驱动信号。开关S1b的驱动信号与原边开关M1、M4驱动信号相同，开关S1a的驱动信号为二分频信号加入少量延时时间组成，使其延时关断，实现变压器电流软换流。同理可得，开关S3a的驱动信号与开关M2、M3的驱动信号相同，开关S3b的关断驱动信号也是加入少量延时时间，与开关S1a类似。开关S4b的驱动信号是由反馈后的调制波us与载波比较得到的中间信号K再与开关M2、M3的驱动信号进行逻辑‘异或’操作得到，其逻辑取‘反’后加入死区时间可以得到开关S2a的驱动信号。开关S2b的驱动信号则是由比较得到的中间信号K与开关M2、M3的驱动信号进行逻辑‘与’操作得到，相应的S4a的开关驱动信号是由比较得到的中间信号K与开关M1、M4的驱动信号进行逻辑‘与’操作得到，这就是正半周期各开关管驱动信号的生成原理，具体的门级驱动逻辑框图如图5所示，负半周期开关管驱动信号对称，生成原理与正半周期类似。
图6是变换器在一个周期内电路运行状态时序图，电路传递能量是从DC侧到AC侧，输出电压大于0的工作情况下。在一个高频开关周期内，电路运行状态可以划分为16个工作模态，变压器原边向副边两次传递能量。图7展示出了变压器副边电流is与S1a开关管驱动波形，可以看出，在电感电流自然降为零后，MOS管才关断，实现其零电流关断。同时副边电感电流自然换流，不存在强迫换流的情况，从而解决了周波变换器换流的问题，减小了开关管两端电压应力。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种周波变换型高频链逆变器的调制系统，其特征在于，包括主电路拓扑、双闭环控制器、开关调制策略模块；
主电路拓扑包含前级全桥变换器、后级周波变换器及LC滤波器，其中：前级全桥变换器，将直流输入电压转化为50％占空比的正负方波电压，作用在变压器原边，转换后的电压由高频电压分量组成，原边开关管的驱动信号是由载波的上升沿二分频实现；后级周波变换器，将变压器原边传递的电压解调为单极性SPWM电压信号，采用设定的调制方法，实现周波变换器的软换流，将高频AC转化为带有基波分量的低频AC，实现单级功率转换；LC滤波器用于去除高频谐波分量；
双闭环控制器由电压外环和电流内环组成，输出电压参考值Vref减去主电路拓扑的输出电压采样值Vo后，经过电压外环控制器作为电流内环的参考值iref，iref与主电路拓扑的滤波电感电流采样值iLf比较后经过电流内环控制器作为参考正弦调制波；
开关调制策略模块，前级全桥变换器中开关管驱动信号由锯齿载波经过上升沿二分频后，加入死区时间得到；参考正弦调制波与锯齿波通过PWM比较器得到初始驱动信号，初始驱动信号通过逻辑变换得到后级周波变换器中开关管的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的周波变换型高频链逆变器的调制系统，其特征在于，所述前级全桥变换器包括输入电压源Vin，前级第一～第四功率开关管M1、M2、M3、M4；所述M1、M2的漏极共同连接到Vin一端，M1、M2的源极分别连接到M3、M4的漏极上，M3、M4的源极共同连接到Vin另一端，两桥臂中点A、B接在变压器T原边两端；桥臂中点A与变压器T之间串联漏感Lr，漏感Lr提供软开关条件；励磁电感Lm并联在变压器T两端，起到传递能量的作用；
所述前级全桥变换器在一个开关周期内提供正负交替的方波电压，工作在50％占空比的驱动信号下。
3.根据权利要求1所述的周波变换型高频链逆变器的调制系统，其特征在于，所述后级周波变换器，由四组双向开关(Sxa、Sxb)组成，x＝1,2,3,4，每组双向开关分别由两个反向串联的MOS管组成；S1a、S2a的漏极共同连接到变压器T副边的一端，S1b的漏极连接S3a的漏极且公共端为E，S2b的漏极连接S4a的漏极且公共端为F，S3b、S4b的漏极共同连接到变压器T副边的另一端；公共端E通过滤波电感Lf连接滤波电容Cf的一端，公共端F连接滤波电容Cf的另一端，滤波电感Lf、滤波电容Cf组成低通滤波器，经滤波后的输出电压作用给负载Ro；
所述后级周波变换器在一个开关周期内向负载Ro两次传递能量，将方波高频信号转换为低频输出信号。
4.一种周波变换型高频链逆变器的调制方法，其特征在于，该方法基于权利要求1～3任一项所述的周波变换型高频链逆变器的调制系统，包括如下步骤：
步骤1、根据周波变换型高频链逆变器的调制系统，通过状态空间平均法得到高频链逆变器占空比指令-输出电压传递函数，用来设计离散控制器及其补偿参数；
步骤2、采样得到主电路拓扑的输出电压采样值Vo、滤波电感电流采样值iLf，通过步骤1设计的离散控制器得到参考正弦调制波，确定正、负半周期的电平切换时间；根据不同的开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关序列下的工作模式，给出不同开关序列下软开关特性；
步骤3、通过对后级周波变换器进行解调，设计对应的调制策略：先判断高频链逆变器的工作范围，前级全桥变换器通过分频采用50％占空比控制；参考正弦调制波与锯齿波通过PWM比较器得到初始驱动信号，初始驱动信号通过逻辑变换得到中间逻辑信号，然后再得到后级周波变换器逻辑信号，最后通过延时时间关断，实现周波变换器安全软换流。
5.根据权利要求4所述的周波变换型高频链逆变器的调制方法，其特征在于，步骤1所述的占空比指令-输出电压传递函数，具体如下：
Figure FDA0003521615360000021
其中：GVd(s)为周波变换型高频链逆变器占空比指令-输出电压传递函数，s指频域的时间，Vin为变换器输入电压，n为变压器T匝比，Ro为输出负载，r为输出滤波电感内阻，Lf为输出滤波电感，Cf为输出滤波电容。
6.根据权利要求4所述的周波变换型高频链逆变器的调制方法，其特征在于，步骤2中所述确定正、负半周期的电平切换时间；由不同的开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关序列下的工作模式，给出不同开关序列下软开关特性，具体如下：
(1)正、负半周期判断条件：
当主电路拓扑的输出电压采样值Vo、滤波电感电流采样值iLf经过双闭环控制器后，得到参考正弦调制波，由于输出电压在一个工频周期内正负变化，因此正负半周期内的调制策略的判断依据为：
Figure FDA0003521615360000031
所述Us为经过电压外环、电流内环后的参考正弦调制波，需要判断正负半周期的切换时间，从而得到两种极性下调制策略的逻辑原理；
(2)开关组合选择依据：
在工频周期内，一个开关周期中输出电压的平均值表示为：
<VEF>＝±nVinm(t)
其中<VEF>为一个开关周期中输出电压的平均值，m(t)为正弦变化的占空比，n为变压器T匝比，Vin为变换器输入电压；
其中m(t)Ts/2为半个开关周期内电路传递能量时间，m(t)表示为：
Figure FDA0003521615360000032
其中m(t)为正弦变化的占空比，Vm为载波幅值，Vin为变换器输入电压，n为变压器匝比，ω为正弦波角频率，t为时间；
在一个开关周期内，定义输出电感电流续流阶段为‘0’状态，原边向副边传递能量阶段为‘1’状态；不同的开关组合序列会产生不同的工作模态；根据不同开关组合下的工作模态，选择‘0101’开关组合序列下的工作模式；在传递能量结束后切换原边对角开关管，由于换流时负载电流的存在，因此保证原边漏感存在足够多的能量在死区时间内对寄生电容充、放电，从而实现原边MOS管的零电压开通。
7.根据权利要求4所述的周波变换型高频链逆变器的调制方法，其特征在于，步骤3所述通过对后级周波变换器进行解调，设计对应的调制策略，具体如下：
(1)高频链逆变器的工作范围逻辑判断信号：
Figure FDA0003521615360000033
所述Us为经过电压外环、电流内环后的参考正弦调制波，u1为参考正弦调制波的正半周期逻辑信号，u2为参考正弦调制波的负半周期逻辑信号，用来确定高频链逆变器的工作范围；
(2)原边MOS管驱动逻辑信号：
载波信号Uc经过上升沿分频触发器后得到的原边MOS管开关逻辑：
Figure FDA0003521615360000041
所述
Figure FDA0003521615360000042
为原边MOS管M1的驱动逻辑信号；
Figure FDA0003521615360000043
为原边MOS管M2的驱动逻辑信号；
Figure FDA0003521615360000044
为原边MOS管M3的驱动逻辑信号；
Figure FDA0003521615360000045
为原边MOS管M4的驱动逻辑信号；
(3)中间逻辑信号判断：
Figure FDA0003521615360000046
所述K为参考正弦调制波与载波比较得到的逻辑信号；
Figure FDA0003521615360000047
为原边MOS管M2的驱动逻辑信号；S9～S11均为中间逻辑信号；
(4)副边周波变换器MOS管驱动逻辑信号：
Figure FDA0003521615360000048
Figure FDA0003521615360000049
所述u1为参考正弦调制波的正半周期逻辑信号，
Figure FDA00035216153600000410
为原边MOS管M1的驱动逻辑信号；
Figure FDA00035216153600000411
为原边MOS管M2的驱动逻辑信号，S9～S11均为中间逻辑信号，
Figure FDA00035216153600000412
为副边周波变换器MOS管S1a～S4b驱动逻辑信号；
(5)延时关断时间设置：
通过对S1a开关管的关断信号加入延时时间，从而保证在过渡阶段让变压器漏感电流自然降为零，实现S1a开关管零电流关断；副边周波变换器的软开关实现通过延时关断开关管，让电流自然降为0，从而实现零电流关断；则延时关断时间为：
Figure FDA0003521615360000051
其中Δt1为寄生电容放电从输入电压Vin降为0的时间；Δt2为副边周波变换器续流二极管导通时，电流从is降为0的时间；tdelay为开关管延时关断时间；Coss为MOS管寄生电容，Vin为变换器输入电压，Lδ为变压器漏电感，ip为原边电流，iLf为滤波电感电流；
在电路正常运行状态下，由于电感电流在工频周期内是呈正弦包络线，采用添加固定时间给相应开关管来延时关断；在设置延时时间时，tdelay最小值不小于Δt1+Δt2max。
CN202210182588.1A 2022-02-25 2022-02-25 一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法 Pending CN114499247A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210182588.1A CN114499247A (zh) 2022-02-25 2022-02-25 一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210182588.1A CN114499247A (zh) 2022-02-25 2022-02-25 一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114499247A true CN114499247A (zh) 2022-05-13

Family

ID=81484081

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210182588.1A Pending CN114499247A (zh) 2022-02-25 2022-02-25 一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114499247A (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114884336A (zh) * 2022-07-01 2022-08-09 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法
CN117526718A (zh) * 2024-01-08 2024-02-06 宁波亿储电气科技有限公司 一种dc/dc变换器的控制方法及dc/dc变换器
CN117955325A (zh) * 2024-03-20 2024-04-30 武汉海德博创科技有限公司 移相全桥变换器直流偏磁检测电路及直流偏磁抑制方法

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114884336A (zh) * 2022-07-01 2022-08-09 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法
CN114884336B (zh) * 2022-07-01 2022-09-16 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法
WO2024000949A1 (zh) * 2022-07-01 2024-01-04 杭州禾迈电力电子股份有限公司 Dc/ac变换电路及其控制方法、周波变换器的调制方法
CN117526718A (zh) * 2024-01-08 2024-02-06 宁波亿储电气科技有限公司 一种dc/dc变换器的控制方法及dc/dc变换器
CN117526718B (zh) * 2024-01-08 2024-04-12 宁波亿储电气科技有限公司 一种dc/dc变换器的控制方法及dc/dc变换器
CN117955325A (zh) * 2024-03-20 2024-04-30 武汉海德博创科技有限公司 移相全桥变换器直流偏磁检测电路及直流偏磁抑制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110149065B (zh) 一种升降压开关电容多电平逆变器及其调制方法
CN102185514B (zh) 一种单相三电平逆变器
CN110768549B (zh) 一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法
CN110504852B (zh) 一种带电压解耦的单相软开关充电器拓扑及其调制方法
CN110138250B (zh) 一种开关电容n电平逆变器及其调制方法
CN114499247A (zh) 一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法
CN108616224B (zh) 一种升压型单相七电平逆变器
CN109756138B (zh) 一种五电平全桥逆变器的控制电路
CN103618336B (zh) 整流式高频链并网逆变器的输出数字调制电路及控制系统
CN111835204B (zh) 谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器
Tong et al. A three-level LLC converter with flexible variable-mode control for wide gain range application
CN115833562A (zh) 基于图腾柱双向ac/dc变换器的开环pfc控制方法
CN108233746A (zh) Llc串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑及控制方法
CN109412447B (zh) 一种移相型三相高频链矩阵式逆变器拓扑结构及调制方法
CN112865580A (zh) 无重叠时间单电感电流逆变器及其控制方法和系统
CN111884535A (zh) 高频脉冲交流环节逆变器混合调制策略
CN110943641B (zh) 一种电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法
Wang et al. Digital ZVS BCM current controlled single-phase full-bridge inverter using DSP TMS320F28035
CN115021527B (zh) 一种三相单级式电能变换装置的控制电路及方法
CN111342690A (zh) 一种分裂电容功率单元多电平变换器及其调制策略
Jiang et al. Realization of adaptive soft-switching in high-frequency single-phase inverter based on parallel half bridges
CN115632567B (zh) 一种应用于anpc型三电平逆变器的反向载波移相调制方法
CN113437878B (zh) 一种电流型dc/dc隔离变换器
CN114884385B (zh) 双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统
CN112311271B (zh) 三电平双向升降压ac/dc变换器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination