CN108233746A - Llc串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑及控制方法 - Google Patents

Llc串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑及控制方法 Download PDF

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Abstract

一种LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑及控制方法，所述LLC串联谐振三相高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；该拓扑与其它变换器通过改变占空比来调节输出电压不同，LLC谐振电路通过控制开关的频率来调节输出电压，不存在输入电压范围宽时占空比严重偏离的情况；同时由于谐振电路的存在，可以实现变压器前级变换器开关管的零电压开关。变压器后级的矩阵式变换器可以解耦成两个普通电流型逆变器进行控制，后级正负组开关管在LLC谐振期间进行切换，此时变压器前级电流接近为0，可减小开关管的损耗。本发明具有变换等级少、控制方法简单、电路稳定性高等优点。

Description

LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换器拓扑，尤其是一种LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器的拓扑及控制方法。
背景技术
逆变器是一种把直流电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC：高频交流，LFAC：低频交流。可知此类逆变器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了AC/AC即交流/交流变换环节，该环节也常称为周波变换器或矩阵变换器环节，位于变压器副边。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
由于高频变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵/周波变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②单极性和双极性移相控制策略借助周波变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS，但存在换流重叠时间不易控制等问题；③在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。
然而，上述策略虽然能够实现安全换流，但造成逆变器的调制和控制更为复杂，导致系统可靠性降低以致影响了该类变换器的推广使用。
发明内容
本发明目的在于提供一种功率变换等级少的LLC串联谐振三相高频链矩阵式逆变器拓扑及方法。
为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；
全桥LLC串联谐振逆变器由直流输入电压Ui、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4、电感Lr、电感Lm、电容Cr组成；
矩阵变换器由可控开关管S1a、可控开关管S4b、可控开关管S4a、可控开关管S1b、可控开关管S3a、可控开关管S6b、可控开关管S6a、可控开关管S3b、可控开关管S5a、可控开关管S2b、可控开关管S2a、可控开关管S5b组成；
CL型滤波器由第一电感Lf1、第二电感Lf2、第三电感Lf3、第一电容Cf1、第二电容Cf2、第三电容Cf3、负载R1、负载R2、负载R3组成；
直流输入电压Ui的正极分别与可控开关管S1的集电极、可控开关管S3的集电极相连，直流输入电压Ui的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连；
可控开关管S1的发射极分别与电感Lr的一端、可控开关管S2的集电极相连；电感Lr的另一端与电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端分别与可控开关管S3的发射极、高频变压器T原边一端、电感Lm的一端相连，电感Lm的另一端与高频变压器T原边的另一端、可控开关管S4的集电极相连；
高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S1a的集电极、可控开关管S3a的集电极、可控开关管S5a的集电极相连，变压器T副边的另一端分别与可控开关管S1b的集电极、可控开关管S3b的集电极、可控开关管S5b的集电极相连；可控开关管S1a的发射极与可控开关管S4b的发射极相连，可控开关管S3a的发射极与可控开关管S6b的发射极相连，可控开关管S5a的发射极与可控开关管S2b的发射极相连；可控开关管S1b的发射极与可控开关管S4a的发射极相连，可控开关管S3b的发射极与可控开关管S6a的发射极相连，可控开关管S5b的发射极与可控开关管S2a的发射极相连；
可控开关管S4a的集电极与可控开关管S4b的集电极相连后分别与第一电容Cf1一端、第一电感Lf1一端相连，第一电感Lf1另一端与负载R1一端相连，负载R1另一端分别与负载R2、负载R3相连；第一电容Cf1另一端分别与第二电容Cf2、第三电容Cf3相连；
可控开关管S6a的集电极与可控开关管S6b的集电极相连后分别与第二电容Cf2、第二电感Lf2一端相连，第二电感Lf2另一端与负载R2一端相连，负载R2另一端分别与负载R1、负载R3相连；第二电容Cf2另一端分别与第一电容Cf1、第三电容Cf3相连；
可控开关管S2a的集电极与可控开关管S2b的集电极相连后分别与第三电容Cf3、第三电感Lf3一端相连，第三电感Lf3另一端与负载R3一端相连，负载R3另一端分别与负载R1、负载R2相连；第三电容Cf3另一端分别与第一电容Cf1、第二电容Cf2相连。
一种LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑的控制方法，全桥LLC串联谐振逆变器采用一定占空比的PWM控制，所述可控开关管S1、可控开关管S4组成的桥臂和可控开关管S2、可控开关管S3组成的桥臂交替导通，使电路处于谐振工作状态，即可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4的开关频率介于Lr、Cr谐振频率和Lr、Cr和Lm谐振频率之间，当电路处于Lr、Cr和Lm谐振状态时，变压器没有电流流过；故在一个高频周期内变压器输出面积一定且谐振电流周期性回归为零。
进一步的，变压器后级的矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器进行解结耦控制，依据电流型解结耦逻辑调制电路对可控开关管S1a～可控开关管S6a、可控开关管S1b～可控开关管S6b进行控制，将变压器T输出的高频谐振电流转换低频脉动电流。
进一步的，全桥LLC串联谐振逆变器在谐振周期内，变压器输出面积一定且谐振电流周期性回归为零,此时变压器后级矩阵变化器进行正负组开关管的切换。
进一步的，变压器T后级的矩阵变换器采用电流型解结耦控制，将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管S1a～S6a和可控开关管S1b～S6b，正组开关管工作时负组开关管全部关断，而负组开关管工作时正组全部关断，后级矩阵变换器可以等效成两组普通电流型逆变器。
工作过程大致如下：
变压器前级高频逆变器引入LLC串联谐振槽，前级开关管的开关频率介于Lr、Cr谐振频率和Lr、Cr和Lm谐振频率之间，使得在一个高频周期内变压器输出面积一定且谐振电流周期性回归为零。高频链后级的矩阵式变换器将高频交流电流转换成工频电流。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：LLC谐振槽的应用使变压器原边的功率管实现零电压开关，而且变压器原副边的电压无尖峰，变压器副边开关管的开通是在变压器原边电流为零期间，这样减少了因打断副边漏感电流而引起电压过冲的时刻，使得开关的损耗降低，提高了电路可靠性和效率。
附图说明
图1为本发明逆变器的电路拓扑图。
图2为本发明逆变器的一个高频周期内LLC谐振工作状态原理波形图。
图3为变压器副边矩阵变换器在电流型解结耦原理图。
图4为本发明逆变器的一个高频周期内的模态电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明：
如图1所示，本发明所述逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；
全桥LLC串联谐振逆变器由直流输入电压Ui、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4、电感Lr、电感Lm、电容Cr组成；
矩阵变换器由可控开关管S1a、可控开关管S4b、可控开关管S4a、可控开关管S1b、可控开关管S3a、可控开关管S6b、可控开关管S6a、可控开关管S3b、可控开关管S5a、可控开关管S2b、可控开关管S2a、可控开关管S5b组成；
CL型滤波器由第一电感Lf1、第二电感Lf2、第三电感Lf3、第一电容Cf1、第二电容Cf2、第三电容Cf3、负载R1、负载R2、负载R3组成；
直流输入电压Ui的正极分别与可控开关管S1的集电极、可控开关管S3的集电极相连，直流输入电压Ui的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连；
可控开关管S1的发射极分别与电感Lr的一端、可控开关管S2的集电极相连；电感Lr的另一端与电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端分别与可控开关管S3的发射极、高频变压器T原边一端、电感Lm的一端相连，电感Lm的另一端与高频变压器T原边的另一端、可控开关管S4的集电极相连；
高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S1a的集电极、可控开关管S3a的集电极、可控开关管S5a的集电极相连，变压器T副边的另一端分别与可控开关管S1b的集电极、可控开关管S3b的集电极、可控开关管S5b的集电极相连；可控开关管S1a的发射极与可控开关管S4b的发射极相连，可控开关管S3a的发射极与可控开关管S6b的发射极相连，可控开关管S5a的发射极与可控开关管S2b的发射极相连；可控开关管S1b的发射极与可控开关管S4a的发射极相连，可控开关管S3b的发射极与可控开关管S6a的发射极相连，可控开关管S5b的发射极与可控开关管S2a的发射极相连；
可控开关管S4a的集电极与可控开关管S4b的集电极相连后分别与第一电容Cf1一端、第一电感Lf1一端相连，第一电感Lf1另一端与负载R1一端相连，负载R1另一端分别与负载R2、负载R3相连；第一电容Cf1另一端分别与第二电容Cf2、第三电容Cf3相连；
可控开关管S6a的集电极与可控开关管S6b的集电极相连后分别与第二电容Cf2、第二电感Lf2一端相连，第二电感Lf2另一端与负载R2一端相连，负载R2另一端分别与负载R1、负载R3相连；第二电容Cf2另一端分别与第一电容Cf1、第三电容Cf3相连；
可控开关管S2a的集电极与可控开关管S2b的集电极相连后分别与第三电容Cf3、第三电感Lf3一端相连，第三电感Lf3另一端与负载R3一端相连，负载R3另一端分别与负载R1、负载R2相连；第三电容Cf3另一端分别与第一电容Cf1、第二电容Cf2相连。
图2为本发明一个高频周期内LLC谐振工作状态原理波形图。图中S为前级高频逆变器功率管的驱动信号，iLr、iLm和iT1分别为电感Lr、电感Lm和变压器原边的电流波形。由图2可以看出，前级功率开关管驱动信号的占空比固定；同时可以看出该拓扑一共对应两种谐振工作状态，即LC谐振以及LLC谐振，当工作于LLC谐振状态时，变压器原边输入电流为零，为后级提供开关管正负组切换时刻，可避免因变压器漏电流产生的电压尖峰。
图3为变压器后级矩阵变换器的电路解耦原理图。该调制方法使矩阵变换器等效分解成两个普通的电流型逆变器。当变压器输入电流为正时，正组逆变器的S1a、S2a、S3a、S4a、S5a、S6a导通，负组逆变器S1b、S2b、S3b、S4b、S5b、S6b处于关断状态；变压器输入电流信号为负时，负组逆变器S1b、S2b、S3b、S4b、S5b、S6b导通，正组逆变器的S1a、S2a、S3a、S4a、S5a、S6a处于关断状态。
图4为本发明LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图。图(a)～(h)分别为下述工作模态1～8。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在8个工作状态，具体模态分析如下：
1)工作模态1[t0-t1]，t0时刻开关管S1、S4导通，直流输入电压Ui加在LLC串联谐振槽上，由于电感上的电流不能突变，故iLr、iLm和iT1上的电流经过一定时间后变为正向电流，其中由于Lm较大，故反相过程较慢。此时矩阵变换器开关管S3a、S6a处于导通状态，其他开关管处于关断状态，直流输入侧能量通过谐振槽向负载侧传递，变压器原边电压被负载钳位，电路工作于LC谐振状态。输出滤波电容Cf和电感Lf处上一阶段的续流状态。
2)工作模态2[t1-t2]，t1时刻开关管S1、S4继续导通，矩阵变换器开关管S3a关断，开关管S5a导通，此时直流输入电压Ui和滤波电容等效到变压器原边的电压差值加在谐振槽上，使谐振电流iLr继续上升，速度比之前要慢，直流输入侧能量继续向负载侧传递，iLm反向上升。滤波网络中c相电容充电，a、b相电容放电。
3)工作模态3[t2-t3]，t2时刻开关管S1、S4继续导通，矩阵变换器开关管S5a关断，开关管S1a导通，直流输入电压Ui和滤波电容等效到变压器原边的电压差值仍加在谐振槽上，谐振电流iLr保持上升，速度较慢，直流输入能量继续向负载侧传递，此时iLm继续上升，但速度变慢。滤波网络中a相电容充电，b、c相电容放电。
4)工作模态4[t3-t4]，在t3时刻iLr＝iLm,前级谐振电路工作于LLC谐振状态，此时变压器原边输入电流为0，副边功率开关管切换负组工作。
5)工作模态5[t4-t5]，在t4时刻开关管S2、S3导通，直流输入电压Ui反向加在LLC串联谐振槽上，由于电感上的电流不能突变，故iLr、iLm和iT1上的电流经过一定时间后变为反向电流，其中由于Lm较大，故反相过程较慢。此时矩阵变换器开关管S3a、S6a处于导通状态，其他开关管处于关断状态，直流输入侧能量通过谐振槽向负载侧传递，变压器原边电压被负载钳位，电路工作于LC谐振状态。输出滤波电容Cf和电感Lf处上一阶段的续流状态。
6)工作模态6[t5-t6]，在t5时刻开关管S2、S3继续导通，矩阵变换器开关管S3a关断，开关管S5a导通，此时直流输入电压Ui和滤波电容等效到变压器原边的电压差值加在谐振槽上，使谐振电流iLr继续上升，速度比之前要慢，直流输入侧能量继续向负载侧传递，iLm反向上升。滤波网络中c相电容充电，a、b相电容放电。
7)工作模态7[t6-t7]，在t6时刻开关管S2、S3继续导通，矩阵变换器开关管S5a关断，开关管S1a导通，直流输入电压Ui和滤波电容等效到变压器原边的电压差值仍加在谐振槽上，谐振电流iLr保持上升，速度较慢，直流输入能量继续向负载侧传递，此时iLm继续上升，但速度变慢。滤波网络中a相电容充电，b、c相电容放电。
8)工作模态8[t7-t8]，在t7时刻iLr＝iLm,前级谐振电路工作于LLC谐振状态，此时变压器原边输入电流为0，副边功率开关管在下一时刻切换正组工作。
由以上工作过程可以看出，变压器后级矩阵式变换器正负组开关管的切换发生在LLC谐振工作期间，此时变压器原边输入电流为0，减小了因变压器漏电流的存在，而带来的电压尖峰问题。
以上所述的实例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (4)

1.一种LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑，其特征在于：所述逆变器拓扑由全桥LLC串联谐振逆变器、高频变压器T、矩阵变换器、CL型滤波器依次连接构成；
全桥LLC串联谐振逆变器由直流输入电压Ui、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4、电感Lr、电感Lm、电容Cr组成；
矩阵变换器由可控开关管S1a、可控开关管S4b、可控开关管S4a、可控开关管S1b、可控开关管S3a、可控开关管S6b、可控开关管S6a、可控开关管S3b、可控开关管S5a、可控开关管S2b、可控开关管S2a、可控开关管S5b组成；
CL型滤波器由第一电感Lf1、第二电感Lf2、第三电感Lf3、第一电容Cf1、第二电容Cf2、第三电容Cf3、负载R1、负载R2、负载R3组成；
直流输入电压Ui的正极分别与可控开关管S1的集电极、可控开关管S3的集电极相连，直流输入电压Ui的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连；
可控开关管S1的发射极分别与电感Lr的一端、可控开关管S2的集电极相连；电感Lr的另一端与电容Cr的一端连接，电容Cr的另一端分别与可控开关管S3的发射极、高频变压器T原边一端、电感Lm的一端相连，电感Lm的另一端与高频变压器T原边的另一端、可控开关管S4的集电极相连；
高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S1a的集电极、可控开关管S3a的集电极、可控开关管S5a的集电极相连，变压器T副边的另一端分别与可控开关管S1b的集电极、可控开关管S3b的集电极、可控开关管S5b的集电极相连；可控开关管S1a的发射极与可控开关管S4b的发射极相连，可控开关管S3a的发射极与可控开关管S6b的发射极相连，可控开关管S5a的发射极与可控开关管S2b的发射极相连；可控开关管S1b的发射极与可控开关管S4a的发射极相连，可控开关管S3b的发射极与可控开关管S6a的发射极相连，可控开关管S5b的发射极与可控开关管S2a的发射极相连；
可控开关管S4a的集电极与可控开关管S4b的集电极相连后分别与第一电容Cf1一端、第一电感Lf1一端相连，第一电感Lf1另一端与负载R1一端相连，负载R1另一端分别与负载R2、负载R3相连；第一电容Cf1另一端分别与第二电容Cf2、第三电容Cf3相连；
可控开关管S6a的集电极与可控开关管S6b的集电极相连后分别与第二电容Cf2、第二电感Lf2一端相连，第二电感Lf2另一端与负载R2一端相连，负载R2另一端分别与负载R1、负载R3相连；第二电容Cf2另一端分别与第一电容Cf1、第三电容Cf3相连；
可控开关管S2a的集电极与可控开关管S2b的集电极相连后分别与第三电容Cf3、第三电感Lf3一端相连，第三电感Lf3另一端与负载R3一端相连，负载R3另一端分别与负载R1、负载R2相连；第三电容Cf3另一端分别与第一电容Cf1、第二电容Cf2相连。
2.一种基于权利要求1所述LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑的控制方法，其特征在于：全桥LLC串联谐振逆变器采用一定占空比的PWM控制，所述可控开关管S1、可控开关管S4组成的桥臂和可控开关管S2、可控开关管S3组成的桥臂交替导通，使电路处于谐振工作状态，即可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4的开关频率介于Lr、Cr谐振频率和Lr、Cr和Lm谐振频率之间，当电路处于Lr、Cr和Lm谐振状态时，变压器没有电流流过；故在一个高频周期内变压器输出面积一定且谐振电流周期性回归为零。
3.根据权利要求2所述的一种LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑控制方法，其特征在于：变压器T后级的矩阵变换器可采用电流型解结耦控制，将矩阵变换器开关管分解成正负两组，即可控开关管S1a～S6a和可控开关管S1b～S6b，正组开关管工作时负组开关管全部关断，而负组开关管工作时正组全部关断，后级矩阵变换器可以等效成两组普通电流型逆变器。
4.根据权利要求2所述的一种LLC串联谐振型三相高频链矩阵式逆变器拓扑控制方法，其特征在于：全桥LLC串联谐振逆变器在谐振周期内，变压器输出面积一定且谐振电流周期性回归为零，此时变压器后级矩阵变化器进行正负组开关管的切换。
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