CN114640257A - 直流变换电路、逆变器及逆变器中点平衡方法 - Google Patents

直流变换电路、逆变器及逆变器中点平衡方法 Download PDF

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Abstract

本申请提供了一种直流变换电路，用于提供第一直流电压和第二直流电压之间的直流变换，包括：变压器，变压器包括原边绕组和副边绕组，原边绕组包括中心抽头、以及分别与中心抽头连接的第一原边绕组和第二原边绕组；原边电路，原边电路的第一侧和原边绕组连接，原边电路的第二侧包括第一端、第二端以及位于第一端和第二端中间的第三端，原边电路的第一端和第二端之间提供第一直流电压；副边电路，副边电路的第一侧和副边绕组连接，副边电路的第二侧提供第二直流电压，其中，原边电路的第三端和中心抽头连接，提供电流回路以平衡原边电路第一端和第三端之间的电压与原边电路第二端和第三端之间的电压。本申请还提供一种逆变器及逆变器中点平衡方法。

Description

直流变换电路、逆变器及逆变器中点平衡方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种直流变换电路、逆变器及逆变器中点平衡方法。
背景技术
近年光伏储能与电动汽车行业飞速发展， 对DC/DC变换电路的研究也越来越多。在一些典型的应用场景中，例如储能逆变器， DC/DC变换电路与后级的逆变电路组成两级结构，DC/DC变换电路可将电池的直流低压转换为直流高压电，然后再由逆变电路转换为交流电并馈入电网。部分逆变电路为了减少谐波含量与开关器件的电压应力，采用三电平结构，例如T型三电平或者NPC型三电平，通常将直流高压通过电容分压产生中点电位。
但是实际电路中可能由于电容参数不一致，或者外部带有半波负载，引起中点电位偏移，使输出波形畸变，导致电容的寿命降低，更甚者会导致部分元器件过压而损坏设备。
为解决中点电位平衡问题，目前有硬件解决方案和软件解决方案。硬件方案是添加中点平衡桥，平衡桥相当于Buck/Boost电路，在中点电位偏移时将高压侧的能量转移到低压侧。但是这种方案需要额外增加功率器件与电感元件，会降低设备效率，提高设备的成本。软件方案是通过特殊的控制方法，来平衡中点电位，这样就使控制变得复杂不易实现。
发明内容
为解决现有技术中存在的上述问题，本申请提出直流变换电路、逆变器及逆变器中点平衡方法。该逆变器中的直流变换电路的变压器带中心抽头，与逆变器中点相连，提供电流回路以平衡所述逆变器中点的电位。该方案可以不用增加额外平衡桥，也不需要复杂的控制算法，便能实现逆变器中点电位的平衡。
基于上述发明目的，本申请提供了一种直流变换电路，用于提供第一直流电压和第二直流电压之间的直流变换，包括：
变压器，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组包括中心抽头、以及分别与中心抽头连接的第一原边绕组和第二原边绕组；
原边电路，所述原边电路的第一侧和原边绕组连接，所述原边电路的第二侧包括第一端、第二端以及位于第一端和第二端中间的第三端，原边电路的第一端和第二端之间提供第一直流电压；
副边电路，副边电路的第一侧和副边绕组连接，副边电路的第二侧提供第二直流电压，
其中，所述原边电路的第三端和所述中心抽头连接，提供电流回路以平衡所述原边电路第一端和第三端之间的电压与所述原边电路第二端和第三端之间的电压。
进一步的，所述原边电路包括多个开关管，通过控制开关管的工作状态，选择性的提供流经原边电路的第一端、第三端和中心抽头之间的第一电流回路，以及，流经原边电路的中心抽头、第三端和第二端之间的第二电流回路，所述第一电流回路和第二电流回路的方向相反。
进一步的，所述第一原边绕组和第二原边绕组的匝数相等。
进一步的，所述原边电路为全桥结构或半桥结构。
进一步的，直流变换电路还包括：谐振腔，所述谐振腔包括谐振电容、第一谐振电感和第二谐振电感，其中，所述谐振电容连接在副边电路和副边绕组之间， 第一谐振电感和第二谐振电感连接在所述副边电路和副边绕组之间或连接在原边绕组和原边电路之间。
进一步的，所述副边电路为全桥结构。
本申请还提供一种逆变器，包括多电平逆变电路以及如上任一所述的直流变换电路；
所述多电平逆变电路的直流侧与直流变换电路的原边电路的第二侧电性连接，多电平逆变电路交流侧提供交流输出。
进一步的，所述多电平逆变电路为T型多电平逆变电路或二极管钳位型多电平逆变电路。
进一步的，所述逆变器还包括串联连接在所述原边电路的第一端和第二端之间的第一分压电容和第二分压电容，第一分压电容与第二分压电容之间的节点分别与所述中心抽头和所述多电平逆变电路的中点连接。
进一步的，所述逆变器为三相逆变器，包括三个所述多电平逆变电路。
本申请还提供一种逆变器中点平衡方法，所述逆变器包括如上任一项所述的直流变换电路，所述方法包括：将逆变器中的直流变换电路的变压器的中心抽头与逆变器中点连接，提供电流回路以平衡所述逆变器中点的电位。
与现有技术相比，本申请提供的直流变换电路和逆变器以及逆变器中点平衡方法，通过在直流变换电路的变压器的原边绕组设置中心抽头，与逆变器中点相连，提供电流回路以平衡逆变器中点的电位，在保证直流变换电路和逆变器可以正常进行电压变换的情况下，可以不用增加额外平衡桥，也不需要复杂的控制算法，便能实现中点电位的平衡，降低了成本和控制难度。
附图说明
图1为本申请实施例提供的直流变换电路的示意图；
图2为本申请实施例提供的直流变换电路的原边电路开关管控制信号的示意图；
图3为本申请实施例提供的直流变换电路的原边电路处于第一工作模态时的电流回路的示意图；
图4为本申请实施例提供的直流变换电路的原边电路处于第一工作模态时的等效电路图；
图5为本申请实施例提供的直流变换电路的原边电路处于第二工作模态时的电流回路的示意图；
图6为本申请实施例提供的直流变换电路的原边电路处于第二工作模态时的等效电路图；
图7为本申请一实施例提供的逆变器的示意图；
图8为本申请另一实施例提供的逆变器的示意图；
图9为本申请又一实施例提供的逆变器的示意图；
图10为本申请再一实施例提供的逆变器的示意图。
具体实施方式
为了使阅读者能够更好的理解本发明之设计宗旨，特提供下述具体实施例，以使得阅读者能够形象的理解本发明所涉及到结构、结构组成、作用原理和技术效果。但应当注意，下述各实施例并非是对本发明技术方案的限定，本领域技术人员在对各实施例进行分析和理解的同时，可结合现有知识对本发明提供的技术方案做一系列变形与等效替换，该变形与等效替换而得的新的技术方案亦被本发明囊括在内。
如图1所示，为本申请提供的直流变换电路的示意图。直流变换电路包括：
变压器T1，变压器T1包括原边绕组rp和副边绕组rs，所述原边绕组rp包括中心抽头、以及分别与中心抽头连接的第一原边绕组rp1和第二原边绕组rp2；
原边电路100，原边电路100的第一侧和原边绕组rp连接，原边电路100的第二侧包括第一端、第二端以及第一端和第二端中间的第三端，所述原边电路100的第一端和第二端之间提供第一直流电压；
副边电路200，副边电路200的第一侧和副边绕组rs连接，副边电路200的第二侧提供第二直流电压Vbat；
其中，原边电路100的第三端和所述中心抽头连接，提供电流回路以平衡所述原边电路100第一端和第三端之间的电压与所述原边电路第二端和第三端之间的电压。
所述原边电路100包括多个开关管，通过控制开关管的工作状态，选择性的提供流经原边电路100的第一端、第三端和中心抽头之间的第一电流回路以及流经原边电路100的中心抽头、第三端和第二端之间的第二电流回路，所述第一电流回路和第二电流回路的方向相反。
所述第一原边绕组rp1和第二原边绕组rp2的匝数相等。
作为一种可选的实现方式，如图1所示，原边电路包括第一全桥，第一全桥包括并联在所述原边电路100的第一端和第二端之间的第一桥臂和第二桥臂。
其中，第一桥臂包括串联的第一开关管Q1和第三开关管Q3，第一开关管Q1和第三开关管Q3的连接点作为第一桥臂的中点并与第一原边绕组rp1的一端连接。
第二桥臂包括串联的第二开关管Q2和第四开关管Q4，第二开关管Q2和第四开关管Q4的连接点作为第二桥臂的中点并与第二原边绕组rp2的一端连接，第一原边绕组rp1的另一端以及第二原边绕组rp2的另一端与中心抽头连接。
第一开关管Q1至第四开关管Q4可以为MOS管或IGBT，具体的，本申请以MOS管为例说明。如图1所示，第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极连接。第一开关管Q1的源极和第三开关管Q3的漏极连接，连接点作为第一桥臂的中点，第二开关管Q2的源极和第四开关管Q4的漏极连接，连接点作为第二桥臂的中点。第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的源极连接。
进一步的，在本申请实施例中，原边电路100的第二侧与母线电容电性连接。其中，母线电容包括第一分压电容C1和第二分压电容C2。第一分压电容C1和第二分压电容C2串联连接在原边电路100的第一端和第二端之间，其中，第一分压电容C1与第二分压电容C2之间的节点为直流母线中点，并与变压器T1的原边绕组rp的中心抽头连接。第一分压电容C1和第二分压电容C2的容值相等，参数一致。
进一步的，通过选择性的控制第一开关管Q1和第四开关管Q4导通，提供了流经第一原边绕组rp1、第一开关管Q1以及第一分压电容C1的第一电流回路，以及，流经第二原边绕组rp2、第四开关管Q4以及第二分压电容C2的第二电流回路。
作为一种可选的实现方式，通过选择性的控制第二开关管Q2和第三开关管Q3导通，提供了流经第一原边绕组rp1、第三开关管Q3以及第二分压电容C2的第二电流回路，以及，流经第二原边绕组rp2、第二开关管Q2以及第一分压电容C1的第一电流回路。
若第三端的电压发生偏移时，即第一分压电容C1和第二分压C2上的电压大小不同，因第一分压电容C1上的电压和第二分压电容C2上的电压大小不同，导致第一电流回路和第二电流回路的电流值大小不同，两电流之间的差值流经变压器T1的中心抽头，通过对第一分压电容C1和第二分压电容C2进行充放电，使得第一分压电容C1上的电压和第二分压电容C2上的电压之间的差值逐渐减小，直至第一分压电容C1上的电压和第二分压电容C2上的电压相等，最终使得所述原边电路100第一端和第二端的之间电压与所述原边电路100第二端和第三端之间的电压达到平衡。
作为一种可选的实现方式，第二开关管Q2和第三开关管Q3或第一开关管Q1和第四开关管Q4可以替换为二极管等。
作为一种可选的实现方式，原边电路100可以是半桥结构。
作为一种可选的实现方式，如图1所示，副边电路200包括第二全桥和稳压电容CS，第二全桥包括并联的第三桥臂和第四桥臂，其中，第三桥臂包括第五开关管S1和第七开关管S3，第四桥臂包括串联的第六开关管S2和第八开关管S4；第五开关管S1与第七开关管S3的连接点作为第三桥臂的中点并与副边绕组rs的一端连接，第六开关管S2和第八开关管S4的连接点作为第四桥臂的中点并与副边绕组rs的另一端连接。
第五开关管S1至第八开关管S4为MOS管或IGBT，本申请MOS管为例说明，第五开关管S1的漏极和第六开关管S2的漏极连接，第五开关管S1的源极与第七开关管S3的漏极相连，第六开关管S2的源极和第八开关管S4的漏极相连，第七开关管S3的源极和第四开关管S3的源极连接。
稳压电容CS与第三桥臂并联，用于稳定副边电路200第二侧提供的第二直流电压Vbat。
在本实施例中，通过控制原边电路100和副边电路200中开关管的工作状态，在实现直流变换的同时平衡所述原边电路100第一端和第三端之间的电压与所述原边电路100第二端和第三端之间的电压，防止由于电容参数不一致，或者外部带有半波负载，引起中点电位偏移，使输出波形畸变，导致电容的寿命降低和部分元器件过压而损坏设备。
作为一种可选的实现方式，如图1所示，直流变换电路还包括谐振腔，谐振腔包括谐振电容Cr和谐振电感，所述谐振电感包括第一谐振电感Lr1和第二谐振电感Lr2。
其中，谐振电容Cr连接在副边电路200和副边绕组rs之间，第一谐振电感Lr1和第二谐振电感Lr2连接在原边绕组rp和原边电路100之间，具体的，第一谐振电感Lr1的一端与第一桥臂的中点连接，第一谐振电感Lr1的另一端与第一原边绕组rp1的一端连接。第二谐振电感Lr2的一端与第二桥臂的中点连接，第二谐振电感Lr2的另一端与第二原边绕组rp2的一端连接。
作为一种可选的实现方式，谐振电感可以设置在副边电路200和副边绕组rs之间。
以下将以所述直流变换电路为双向双有源桥式电路为例说明本发明的工作原理，可以采用现有的各种控制方式控制所述双有源桥式电路，例如，双重移相控制技术等，在此不再赘述。
双向双有源桥式电路可以工作在电能从副边传递到原边的升压模式和电能从原边传递到副边的降压模式，本实施例以双有源桥式电路工作在电能从原边传递到副边的降压模式为例，作为一种可选的实现方式，原边电路100中各个开关管的控制信号如图2所示，第一开关管Q1和第三开关管Q3互补导通，第二开关管Q2和第四开关管Q4互补导通。第一开关管Q1和第四开关管Q4的导通信号相差一个移相角Φ1，第二开关管Q2和第三开关管Q3的导通信号也相差一个移相角Φ1。
由以上可知，原边电路100包括四种工作模态，将结合图3至图6说明。
如图3所示，其示出了本申请实施例提供的原边电路的第一工作模态。在第一工作模态，第一开关管Q1和第二开关管Q2处于导通状态，第三开关管Q3和第四开关管Q4处于断开状态，此时原边电路100处于续流状态，第一分压电容C1放电。此时，原边电路100中的电流回路如图3所示，包括依次流经第一分压电容C1 、第一开关管Q1、第一谐振电感Lr1、以及第一原边绕组rp1的第三电流回路，以及依次流经第一分压电容C1、第二开关管Q2、第二谐振电感Lr2、以及第二原边绕组rp2的第四电流回路，第三电流回路和第四电流回路的方向相同。
如图4所示，其示出了第一工作模态下原边电路的等效电路图。其中，Irp1为流经第一原边绕组rp1的电流，Irp2为流经第二原边绕组rp2的电流，Inl为电流Irp1和电流Irp2之差，箭头方向表述各电流的参考方向。在第一工作模态下，原边电路100相当于第一开关管Q1与第一谐振电感Lr1串联后并联在第一分压电容C1的两端，第二开关管Q2与第二谐振电感Lr2串联后并联在第一分压电容C1的两端。将副边绕组rs折算到原边电路100，对应于第三电流回路和第四电流回路，其等效电感分别为Ls1和Ls2。具体的，第一谐振电感Lr1的一端与第一分压电容C1的一端连接，第一谐振电感Lr1的另一端通过等效电感Ls1与第一原边绕组rp1的同名端连接，第一原边绕组rp1的异名端与第一分压电容C1的另一端连接。第二谐振电感Lr2的一端与第一分压电容C1的一端连接，第二谐振电感Lr2的另一端通过等效电感Ls2与第二原边绕组rp2的异名端连接，第二原边绕组rp2的同名端与第一分压电容C1的另一端连接。
如图5所示，其示出了本申请实施例提供的原边电路的第二工作模态。在第二工作模态，第一开关管Q1和第四开关管Q4处于导通状态，第二开关管Q2和第三开关管Q3处于断开状态，原边电路100中的电流回路如图5所示，包括依次流经第一原边绕组rp1、第一谐振电感Lr1、第一开关管Q1以及第一分压电容C1的第一电流回路，以及，流经第二原边绕组rp2、第二分压电容C2、第四开关管Q4以及第二谐振电感Lr2的第二电流回路
如图6所示，其示出了第二工作模态下原边电路的等效电路图。其中，Irp1为流经第一原边绕组rp1的电流，Irp2为流经第二原边绕组rp2的电流，Inl为电流Irp1和电流Irp2之差，箭头方向表述各电流的参考方向。在第二工作模态下，第一谐振电感Lr1的一端与第一分压电容C1的一端连接，第一谐振电感Lr1的另一端通过等效电感Ls1与第一原边绕组rp1的同名端连接，第一原边绕组rp1的异名端与第一分压电容C1的另一端连接。第二谐振电感Lr2的一端与第二原边绕组rp2的异名端连接，第二谐振电感Lr2的另一端通过等效电感Ls2与第二分压电容C2的一端连接，第二分压电容C2的另一端与第二原边绕组rp2的同名端连接。
本申请实施例提供的原边电路还包括第三工作模态。在第三工作模态下，原边电路第三开关管Q3和第四开关管Q4导通，第一开关管Q1和第二开关管Q2断开。由于第三工作模态与第一工作模态对称，在此不再进行赘述。
本申请实施例提供的原边电路还包括第四工作模态。在第四工作模态下，原边电路第二开关管Q2和第三开关管Q3导通，第一开关管Q1和第四开关管Q4断开。由于第四工作模态与第二工作模态对称，在此不再进行赘述。
根据分析可知，本申请实施例提供的双有源桥式电路中原边电路的第三端电压发生偏移时，可以通过以下方式使其电位平衡：
当原边电路100工作在第二工作模态或第四工作模态，若第一分压电容C1上的电压和第二分压电容C2上的电压不同。以第一分压电容C1两端的电压大于第二分压电容C2两端的电压为例，则第一电流回路的电流大于第二电流回路的电流，两个电流回路之间的差值电流流经变压器T1的原边绕组rp的中心抽头，对第一分压电容C1放电，对第二分压电容C2充电，使第一分压电容C1和第二分压电容C2之间的电压差逐渐减小，直至两个电容两端的电压趋于相等，进而达到中点电位平衡的目标。同理，当第二分压电容C2两端的电压大于第一分压电容C1两端电压时，第二分压电容C2放电，第一分压电容C1充电，使第二分压电容C2和第一分压电容C1之间的电压差逐渐减小，直至两个电容两端的电压趋于相等。
综上所述，本方案提出了一种直流变换电路，直流变换电路的变压器的原边绕组带中心抽头，该中心抽头与直流母线中点相连，在直流变换电路直流侧的直流母线中点电位偏移时，可调节中点电位使其平衡，该方案无需增加额外的元器件，无需复杂的控制方式，有很好的实用价值。
作为一种可选的实现方式，本申请实施例还提供一种逆变器，包括如上所述的直流变换电路以及多电平逆变电路300。
多电平逆变电路300的直流侧例如通过直流母线与直流变换电路的原边电路的第二侧电性连接，多电平逆变电路的交流侧例如与交流电网连接，提供交流输出。
进一步的，逆变器还包括母线电容，连接在直流母线之间，所述直流母线中点和多电平逆变电路的中点连接。
如图7所示，其示出了本申请一实施方式提供的逆变器的示意图。多电平逆变电路300为T型三电平逆变电路，包括四个开关器件，其中，第一开关器件SA1和第二开关器件SA2串联后连接在原边电路100的第一端和第二端之间，第一开关器件SA1和第二开关器件SA2之间的连接点作为多电平逆变电路300的第一输出端，例如通过逆变电感LXA与交流电网连接。第三开关器件SA3和第四开关器件SA4反向串联，第三开关器件SA3的第一端与原边电路100的第三端连接并作为多电平逆变电路300的第二输出端，例如与电网的零线连接，第三开关器件SA3的第二端与第四开关器件SA4的第二端连接，第四开关器件SA4的第一端与第一开关器件SA1和第二开关器件SA2之间的连接点连接，多电平逆变电路300的第一输出端和第二输出端之间提供交流输出。
具体的，在本申请实施例中，各开关器件分别包括一IGBT管以及一与其反向并联的续流二极管。以第一开关器件SA1为例，包括第一IGBT管和第一续流二极管，其中，第一IGBT管的集电极与第一续流二极管的负极连接，第一IGBT管的发射极与第一续流二极管的正极连接。
根据以上分析可知，在电容参数不一致，或者外部带有半波负载等，引起逆变器中点电位偏移时，通过逆变器的直流母线中点和变压器T1的中心抽头之间的电流回路可以平衡直流母线中点的电位，防止输出波形畸变、电容的寿命降低以及部分元器件过压而损坏设备。
进一步的，本发明实施例的逆变器复用了直流变换电路，其即可以实现直流变换又可以在直流变换的同时平衡中点电位，不用增加额外平衡桥，也不需要复杂的控制算法，降低了成本和控制难度。
如图8所示，其示出了本申请另一实施方式提供的逆变器的示意图。多电平逆变电路300为三相逆变电路，包括三个T型三电平逆变电路，T型三电平逆变电路的实现方式与上一实施方式类似，在此不再进行赘述。
如图9所示，其示出了本申请又一实施方式提供的逆变器示意图。多电平逆变电路300为二极管钳位型三电平逆变电路，包括两个钳位二极管、串联在原边电路100的第一端和第二端之间的第一至第四开关器件SA1- SA4，其中，第一开关器件SA1和第三开关器件SA3串联构成正半桥臂，第二开关器件SA2和第四开关器件SA4串联构成负半桥臂，正半桥臂和负半桥臂之间的连接点作为多电平逆变电路300的第一输出端，两个钳位二极管串联后跨接在正、负半桥臂对应开关器件之间进行钳位，两个钳位二极管之间的连接点与原边电路100的第三端连接并作为多电平逆变电路300的第二输出端，多电平逆变电路300的第一输出端和第二输出端之间提供交流输出。
如图10所示，其示出了本申请再一实施方式提供的逆变器示意图。多电平逆变电路300为五电平逆变电路，包括八个开关器件以及一钳位电容Cf。
其中，第一至四开关器件SA1-SA4串联后连接在原边电路100的第一端和第二端之间，第五开关器件SA5和第六开关器件SA6反向串联，第五开关器件SA5的第一端与原边电路100的第三端连接，作为多电平逆变电路300的第一输出端，第五开关器件SA5的第二端与第六开关器件SA6的第二端连接，第六开关器件SA6的第一端与第二开关器件SA2和第三开关器件SA3之间的连接点连接；
钳位电容Cf的第一端连接在第一开关器件SA1与第二开关器件SA2之间，钳位电容Cf的第二端连接在第三开关器件SA3与第四开关器件SA4之间，第七开关器件SA7与第八开关器件SA8串联后连接在钳位电容Cf的两端，第七开关器件SA7与第八开关器件SA8之间的连接点作为多电平逆变电路300的第二输出端，多电平逆变电路300的第一输出端和第二输出端之间提供交流输出。
综上所述，本申请实施例提供一种逆变器，包括直流变换电路和多电平逆变电路，该直流变换电路的变压器的原边绕组带有中心抽头，中心抽头与直流母线中点连接，本发明的逆变器复用了直流变换电路，其即可以实现直流变换又可以在直流变换的同时平衡中点电位，不用增加额外平衡桥，也不需要复杂的控制算法，降低了成本和控制难度。并兼顾了多电平逆变电路可以减少谐波含量的优点。
作为一种可选的实现方式，本申请实施例还提供一种逆变器中点平衡方法，逆变器包括如上所述的直流变换电路，所述方法包括：将逆变器中的直流变换电路的变压器的中心抽头与逆变器中点连接，提供电流回路以平衡所述逆变器中点的电位。通过这种方式，可以不用增加额外平衡桥，也不需要复杂的控制算法，便能实现中点电位的平衡，降低了成本和控制难度。
应当理解的是，对于本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。具体实施方案所对应的附图以为辅助理解的形式存在，能够方便阅读者通过理解具体形象化的下位概念以充分理解本发明所涉及的技术理念之抽象化的上位概念。在对本发明的整体理解和与其他除本发明所提供的技术方案之外的技术方案进行比对时，不应当以附图之表象作为唯一参考依据，还应在理解了本发明理念之后，依照附图或不依照附图做出的一系列变形、等效替换、特征元素之糅合、非必要技术特征元素之删减重组、现有技术中常见的非必要技术特征元素之合理增加重组等，均应理解为被囊括在本发明的精神之内。

Claims (11)

1.一种直流变换电路，用于提供第一直流电压和第二直流电压之间的直流变换，其特征在于，包括：
变压器，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组包括中心抽头、以及分别与中心抽头连接的第一原边绕组和第二原边绕组；
原边电路，所述原边电路的第一侧和原边绕组连接，所述原边电路的第二侧包括第一端、第二端以及位于第一端和第二端中间的第三端，原边电路的第一端和第二端之间提供第一直流电压；
副边电路，副边电路的第一侧和副边绕组连接，副边电路的第二侧提供第二直流电压；
其中，所述原边电路的第三端和所述中心抽头连接，提供电流回路以平衡所述原边电路第一端和第三端之间的电压与所述原边电路第二端和第三端之间的电压。
2.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，
所述原边电路包括多个开关管，通过控制开关管的工作状态，选择性的提供流经原边电路的第一端、第三端和中心抽头之间的第一电流回路，以及，流经原边电路的中心抽头、第三端和第二端之间的第二电流回路，所述第一电流回路和第二电流回路的方向相反。
3.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，
所述第一原边绕组和第二原边绕组的匝数相等。
4.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述原边电路为全桥结构或半桥结构。
5.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，还包括：
谐振腔，所述谐振腔包括谐振电容、第一谐振电感和第二谐振电感，其中，所述谐振电容连接在副边电路和副边绕组之间， 第一谐振电感和第二谐振电感连接在所述副边电路和副边绕组之间或连接在原边绕组和原边电路之间。
6.根据权利要求1所述的直流变换电路，其特征在于，所述副边电路为全桥结构。
7.一种逆变器，其特征在于，包括多电平逆变电路以及如权利要求1-6任一项所述的直流变换电路；
所述多电平逆变电路的直流侧与直流变换电路的原边电路的第二侧电性连接，所述多电平逆变电路的交流侧提供交流输出。
8.根据权利要求7所述的逆变器，其特征在于，所述多电平逆变电路为T型多电平逆变电路或二极管钳位型多电平逆变电路。
9.根据权利要求7所述的逆变器，其特征在于，所述逆变器还包括串联连接在所述原边电路的第一端和第二端之间的第一分压电容和第二分压电容，第一分压电容与第二分压电容之间的节点分别与所述中心抽头和所述多电平逆变电路的中点连接。
10.根据权利要求7所述的逆变器，其特征在于，所述逆变器为三相逆变器，包括三个所述多电平逆变电路。
11.一种逆变器中点平衡方法，其特征在于，所述逆变器包括如权利要求1-6任一项所述的直流变换电路，所述方法包括：将逆变器中的直流变换电路的变压器的中心抽头与逆变器中点连接，提供电流回路以平衡所述逆变器中点的电位。
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