CN108566096B - 一种双向dc-dc变换器谐振槽参数的设计方法 - Google Patents

一种双向dc-dc变换器谐振槽参数的设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开的双向DC‑DC变换器谐振槽参数的设计方法，首先计算变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k；再经步骤1后，根据式
Figure DDA0002475961700000011
和最小归一化频率fn，min得出品质因数Q的最大值Qmax，取Q＝Qmax；经步骤2后，计算谐振槽参数Lr1、Lr2、Lm和Cr1、Cr2；其中，
Figure DDA0002475961700000012
Zr＝QReq；解决了对称型LLC谐振双向DC‑DC变换器谐振槽参数在进行设计时需要试凑，反复迭代，设计过程繁琐的问题。

Description

一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法
技术领域
本发明属于变换器参数设计技术领域，涉及一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法。
背景技术
大功率隔离型双向DC-DC变换器可实现直流变压、双向传输能量和电气隔离的功能，在电动汽车、可再生能源、直流配电系统、不间断电源系统及电力电子变压器等领域应用前景广阔。
由于采用LLC谐振的DC-DC变换器拓扑具有自然软开关特性，可在较宽的输入电压和全负载范围实现变压器一次侧逆变开关管的零电压导通和变压器二次侧整流二极管的零电流关断，不需要任何辅助网络且控制简单等优势成为研究热点。所以将LLC谐振技术引入到双向DC-DC变换器中成为该领域的发展趋势。
现有的专利和文献主要集中在将LLC谐振技术应用于单向DC-DC变换器中，而将LLC谐振技术应用于双向DC-DC变换器中还存在设计难度大，双向运行下的谐振参数过多，双向运行时工作特性不一致的问题，当前相关专利和文献还不多见。专利《基于LLC谐振的双向DC/DC变换器的控制方法》(申请号：201510451866.9，公开号：CN 104993707A，公开日：2015.10.21) 提出了一种基于LLC谐振的不对称型双向DC-DC变换器的控制方法，使得其反向工作时的归一化最大电压增益大于1，但其反向工作时的归一化最大电压增益只能达到2，从而在电压变化范围大的场合，这种控制方法不再适用。文献《同步控制双向LLC谐振变换器》(电工技术学报第30卷第12期 87-96页，作者：江添洋，张军明，汪槱生)提出了一种增加辅助电感的不对称型LLC谐振双向DC-DC变换器，使得变换器双向运行时都能实现软开关，提升效率，但增加的辅助电感一方面使变换器成本和设计难度增加，另一方面在逆变侧输入电压较高时，流过该辅助电感的电流较大，会导致较大的损耗甚至出现电感饱和的现象，严重时会使逆变开关失效。
对称型LLC谐振双向DC-DC变换器可以避免上述不对称型DC-DC变换器的缺点，但由于对称型LLC谐振双向DC-DC变换器在变压器二次侧增加了额外的一个谐振电感与一个谐振电容，使得其电路结构对称，但这也使其谐振槽发生了变化，且还需要保证双向运行时，变换器均具有良好的软开关特性和电压变换能力，这使得传统的LLC谐振变换器的参数设计方法不再适用于对称型LLC谐振双向DC-DC变换器。因此针对对称型LLC谐振双向DC-DC变换器提出一种依据双向电压增益关系、额定功率和品质因数等参数对软开关约束条件的谐振槽参数设计方法。
发明内容
本发明的目的是提供一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，解决了对称型LLC谐振双向DC-DC变换器谐振槽参数在进行设计时需要试凑，反复迭代，设计过程繁琐的问题。
本发明所采用的技术方案是，
一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、计算变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k；
步骤2、经步骤1后，根据式(6)和最小归一化频率fn，min得出品质因数Q的最大值Qmax，即当fn＝fn，min时Q＝Qmax，
Figure GDA0002475961680000031
式(6)中，φ为一次侧谐振槽电流滞后于一次侧谐振槽电压的相位差， zn为归一化谐振槽的输入阻抗，fn为归一化频率，Coss为开关管两端的输出电容，Vin为双向DC-DC变换器第一电源输入电压，td为死区时间，Pin为谐振槽的输入功率，Pin＝Po/η，Po为谐振槽的输出功率，η为对称型LLC 谐振双向DC-DC变换器的效率；
用特征阻抗Zr对输入阻抗进行归一化处理得到：
Figure GDA0002475961680000032
步骤3、经步骤2后，根据式(7)～(12)计算谐振槽参数Lr1、Lr2、 Lm和Cr1、Cr2；
Figure GDA0002475961680000033
Figure GDA0002475961680000034
Figure GDA0002475961680000035
Figure GDA0002475961680000036
Figure GDA0002475961680000037
Zr＝QReq (12)；
式(7)～式(12)中，Lr1为第一谐振电感，Lr2为第二谐振电感，Cr1为第一谐振电容，Cr2为第二谐振电容，Lm为励磁电感，Zr为特征阻抗，fr为谐振频率，n为变压器一次侧和二次侧的匝数比，Req为等效负载。
本发明的特点还在于，
步骤1中，k的计算过程具体如下：
步骤1.1、根据式(1)得出对称型LLC谐振双向DC-DC变换器增益M，
Figure GDA0002475961680000041
步骤1.2、对称型LLC谐振双向DC-DC变换器谐振槽的输入阻抗为：
Figure GDA0002475961680000042
令式(3)的谐振槽阻抗的虚部为0，此时的相角为0，保持谐振槽呈感性的情况下，对称型LLC谐振双向DC-DC变换器增益M的最大值为：
Figure GDA0002475961680000043
式(1)～(4)中，fn为归一化频率，Q为品质因数，Zin为输入阻抗， Cr为谐振腔谐振电容，Lr为谐振电感，Req为等效负载，Lm为励磁电感，s 为复频率；
步骤1.3、经步骤1.2后，将式(4)变形，得到变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k：
Figure GDA0002475961680000044
式(5)中，fn,min为最小归一化频率，且
Figure GDA0002475961680000045
fmin为工作频率的最小值，
Figure GDA0002475961680000051
Vomax为输出电压的最大值。
步骤2中，品质因数Q的最大值Qmax的具体计算过程如下：
步骤2.1、将步骤1得出的k值代入
Figure GDA0002475961680000052
并对品质因数Q进行取值，归一化频率fn的取值为[0，1]，得出tanφ与fn的关系图；
步骤2.2、根据
Figure GDA0002475961680000053
得出tanφ的具体数值，并在tanφ与fn的关系图中画出平行于横轴归一化频率fn的直线tanφ；在tanφ与fn的关系图中画出平行于纵轴tanφ的直线fn，min；
步骤2.3、经步骤2.2后，根据直线tanφ和直线fn,min的交点和
Figure GDA0002475961680000054
的关系，得出品质因数Q的最大值Qmax。
步骤3中，变压器一次侧和二次侧的匝数比n取1，且Lr1＝Lr2＝Lr，Lr表示谐振腔谐振电感的参数大小。
步骤3中，Req的计算公式如下：
Figure GDA0002475961680000055
式(13)中，Vonom为额定输出电压，Po为输出功率。
本发明的有益效果是：
本发明的一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，根据双向电压增益关系、额定功率和品质因数等参数对软开关条件的约束关系，通过理论推导获得，由此得到的参数值可以保证对称型LLC谐振双向DC-DC变换器逆变侧开关管在全负载范围内实现软开关，且整流侧开关管实现零电流关断，且该方法还具有无需反复迭代的试凑、参数精确和设计流程简单等优点。
附图说明
图1是本发明的对称型LLC谐振双向DC-DC变换器的电路结构原理图；
图2是本发明的对称型LLC谐振双向DC-DC变换器的基波等效电路；
图3是本发明的双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法中tanφ与fn的关系图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
对称型LLC谐振双向DC-DC变换器如图1所示，包括第一开关网络、谐振槽、第二开关网络、第一电源和第二电源，第一开关网络的直流侧的两端分别与第一电源的两端连接，第一开关网络的交流侧的两端之间连接所述谐振槽的输入端，第二电源通过第二开关网络与所述谐振槽的输出端连接。
第一开关网络包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4、电容 C1、电容C2、电容C3、电容C4、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4。
谐振槽包括第一谐振槽、励磁电感Lm、变压器和第二谐振槽，第一谐振槽先与励磁电感Lm连接，再通过变压器与第二谐振槽连接。第一谐振槽包括第一谐振电感Lr1和第一谐振电容Cr1，所述第二谐振槽包括第二谐振电感 Lr2和第二谐振电容Cr2。
第二开关网络包括开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7、开关管Q8、电容 C5、电容C6、电容C7、电容C8、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8。
对称型LLC谐振双向DC-DC变换器在变压器二次侧额外增加一个谐振电感和一个谐振电容，使其电路结构对称。对称的电路结构不但可以保证所述基于LLC谐振的对称型双向DC-DC变换器双向运行时的运行特性一致，而且可以保证所述基于LLC谐振的对称型双向DC-DC变换器无论是在正向运行时还是反向运行时，都具备LLC谐振变换器的软开关特性，不需要额外的缓冲电路。
对称型LLC谐振双向DC-DC变换器的第一开关网络和第二开关网络需全为全桥结构或半桥结构，以保证其电路结构对称。
与传统的LLC谐振变换器相比，增加的谐振电感和谐振电容使得所述对称型LLC谐振双向DC-DC变换器的谐振槽发生了改变，使得所述对称型 LLC谐振双向DC-DC变换器的频率特性和增益特性等工作特性也与传统的 LLC谐振变换器存在一定的差异，从而导致传统的LLC谐振变换器的参数设计方法不再适用于所述对称型LLC谐振双向DC-DC变换器。
由于需要保证所述对称型LLC谐振双向DC-DC变换器双向运行时的运行特性一致，则需要将谐振槽的参数也设计为对称的，那么此时对称型LLC 谐振双向DC-DC变换器正向运行和反向运行的运行机理和工作特性完全相同，下面以正向运行为例进行分析。
本发明一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、计算变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k，计算过程具体如下：
步骤1.1、根据式(1)得出对称型LLC谐振双向DC-DC变换器增益M，
Figure GDA0002475961680000071
步骤1.2、对称型LLC谐振双向DC-DC变换器谐振槽的输入阻抗为：
Figure GDA0002475961680000081
用特征阻抗Zr对输入阻抗进行归一化处理得到：
Figure GDA0002475961680000082
要实现开关管的零电压开通，需要使谐振槽的输入电流滞后于输入电压，即要求谐振槽的输入阻抗呈感性，因此，令式(3)的输入阻抗的虚部
Figure GDA0002475961680000083
为0，此时的相角为0，可得到谐振槽的输入阻抗呈容性或感性的边界条件，保持谐振槽呈感性的情况下，对称型LLC谐振双向DC-DC变换器增益M的最大值为：
Figure GDA0002475961680000084
式(1)～(4)中，fn为归一化频率，Q为品质因数，Zin为输入阻抗， Cr为谐振电容，Lr为谐振电感，Req为等效负载，Lm为励磁电感，s为复频率。
对称型LLC谐振双向DC-DC变换器的基波等效电路图，如图2所示，其中，uAB为谐振槽输入电压的基波有效值；uCD为谐振槽输出电压的基波有效值；n为变压器一次侧和二次侧的匝数比；C′r2为第二谐振电容Cr2耦合到变压器一次侧的等效电容，C′r2＝Cr2/n2；L'r2为第二谐振电感Lr2耦合到变压器一次侧的等效电感，L'r2＝n2Lr2。
为了简化分析，将变压器一次侧和二次侧的匝数比n设为1，则L'r2＝Lr1＝Lr，C'r2＝Cr1＝Cr。
步骤1.3、经步骤1.2后，将式(4)变形，得到变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k：
Figure GDA0002475961680000091
式(5)中，fn,min为最小归一化频率，且
Figure GDA0002475961680000092
fmin为工作频率的最小值，
Figure GDA0002475961680000093
Vomax为输出电压的最大值。
步骤2、经步骤1后，考虑开关管的零电压开通条件，得到式(6)，并根据式(6)和最小归一化频率fn,min得出品质因数Q的最大值Qmax，Q越大，变换器的效率越高，因此，即当fn＝fn，min时Q＝Qmax，
Figure GDA0002475961680000094
式(6)中，φ为一次侧谐振槽电流滞后于一次侧谐振槽电压的相位差， zn为归一化谐振槽的输入阻抗，fn为归一化频率，Coss为开关管两端的输出电容，Vin为双向DC-DC变换器第一电源输入电压，td为死区时间，Pin为谐振槽的输入功率，Pin＝Po/η，Po为谐振槽的输出功率，η为对称型LLC 谐振双向DC-DC变换器的效率。
品质因数Q的最大值Qmax的具体计算过程如下：
步骤2.1、将步骤1得出的k值代入
Figure GDA0002475961680000095
并对品质因数Q进行取值，分别为Q1，Q2，Q3，且Q1<Q2<Q3，归一化频率fn的取值为[0，1]，得出tanφ与fn的关系图，如图3所示；
步骤2.2、根据
Figure GDA0002475961680000096
得出tanφ的具体数值，此时的tanφ值不随归一化频率fn的改变而改变，在tanφ与fn的关系图中画出平行于横轴归一化频率fn的直线tanφ；在tanφ与fn的关系图中画出平行于纵轴tanφ的直线fn，min，如图3所示；
步骤2.3、经步骤2.2后，根据直线tanφ和直线fn，min的交点和
Figure GDA0002475961680000101
的关系，得出品质因数Q的最大值Qmax。
如图3所示，当Q为Q1和Q2时，tanφ值符合
Figure GDA0002475961680000102
因此Q的最大值为Q2。
步骤3、经步骤2后，根据式(7)～(12)计算谐振槽参数Lr1、Lr2、 Lm和Cr1、Cr2；
Figure GDA0002475961680000103
Figure GDA0002475961680000104
Figure GDA0002475961680000105
Figure GDA0002475961680000106
Figure GDA0002475961680000107
Zr＝QReq (12)；
式(7)～式(12)中，Lr1为第一谐振电感，Lr2为第二谐振电感，Cr1为第一谐振电容，Cr2为第二谐振电容，Lm为励磁电感，Zr为特征阻抗，fr为谐振频率，n为变压器一次侧和二次侧的匝数比，Req为等效负载。
为了简化分析，将变压器一次侧和二次侧的匝数比n设为1，则 L'r2＝Lr1＝Lr，C'r2＝Cr1＝Cr，Lr表示谐振腔谐振电感的参数大小。
Req的计算公式如下：
Figure GDA0002475961680000111
式(13)中，Vonom为额定输出电压，Po为输出功率。

Claims (3)

1.一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
步骤1、计算变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k；
步骤2、经步骤1后，根据式(6)和最小归一化频率fn,min得出品质因数Q的最大值Qmax，即当fn＝fn,min时Q＝Qmax，
Figure FDA0002475961670000011
式(6)中，φ为一次侧谐振槽电流滞后于一次侧谐振槽电压的相位差，zn为归一化谐振槽的输入阻抗，fn为归一化频率，Coss为开关管两端的输出电容，Vin为双向DC-DC变换器第一电源输入电压，td为死区时间，Pin为谐振槽的输入功率，Pin＝Po/η，Po为谐振槽的输出功率，η为对称型LLC谐振双向DC-DC变换器的效率；
用特征阻抗Zr对输入阻抗进行归一化处理得到：
Figure FDA0002475961670000012
步骤3、经步骤2后，根据式(7)～(12)计算谐振槽参数Lr1、Lr2、Lm和Cr1、Cr2；
Figure FDA0002475961670000013
Figure FDA0002475961670000014
Figure FDA0002475961670000021
Figure FDA0002475961670000022
Figure FDA0002475961670000023
Zr＝QReq (12)；
式(7)～式(12)中，Lr1为第一谐振电感，Lr2为第二谐振电感，Cr1为第一谐振电容，Cr2为第二谐振电容，Lm为励磁电感，Zr为特征阻抗，fr为谐振频率，n为变压器一次侧和二次侧的匝数比，Req为等效负载；步骤3中，所述变压器一次侧和二次侧的匝数比n取1，Lr1＝Lr2＝Lr，Lr表示谐振腔谐振电感的参数大小；步骤3中，所述Req的计算公式如下：
Figure FDA0002475961670000024
式(13)中，Vonom为额定输出电压，Po为输出功率。
2.如权利要求1所述的一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，其特征在于，步骤1中，所述k的计算过程具体如下：
步骤1.1、根据式(1)得出对称型LLC谐振双向DC-DC变换器增益M，
Figure FDA0002475961670000025
步骤1.2、对称型LLC谐振双向DC-DC变换器谐振槽的输入阻抗为：
Figure FDA0002475961670000026
令式(3)的谐振槽阻抗的虚部为0，此时的相角为0，保持谐振槽呈感性的情况下，对称型LLC谐振双向DC-DC变换器增益M的最大值为：
Figure FDA0002475961670000031
式(1)～(4)中，fn为归一化频率，Q为品质因数，Zin为输入阻抗，Cr为谐振腔谐振电容，Lr为谐振电感，Req为等效负载，Lm为励磁电感，s为复频率；
步骤1.3、经步骤1.2后，将式(4)变形，得到变压器一次侧第一谐振电感与励磁电感的比值k：
Figure FDA0002475961670000032
式(5)中，fn,min为最小归一化频率，且
Figure FDA0002475961670000033
fmin为工作频率的最小值，
Figure FDA0002475961670000034
Vomax为输出电压的最大值。
3.如权利要求2所述的一种双向DC-DC变换器谐振槽参数的设计方法，其特征在于，步骤2中，所述品质因数Q的最大值Qmax的具体计算过程如下：
步骤2.1、将步骤1得出的k值代入
Figure FDA0002475961670000035
并对品质因数Q进行取值，归一化频率fn的取值为[0，1]，得出tanφ与fn的关系图；
步骤2.2、根据
Figure FDA0002475961670000036
得出tanφ的具体数值，并在tanφ与fn的关系图中画出平行于横轴归一化频率fn的直线tanφ；在tanφ与fn的关系图中画出平行于纵轴tanφ的直线fn,min；
步骤2.3、经步骤2.2后，根据直线tanφ和直线fn,min的交点和
Figure FDA0002475961670000037
的关系，得出品质因数Q的最大值Qmax。
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