CN110995006B - 一种电力电子变压器设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电力电子变压器设计方法，该方法包括以下步骤：第一步，建立包含谐振网络的电力电子变压器硬件拓扑模型；第二步，对包含谐振网络的电力电子变压器进行基波分析建模并进行稳态分析，得到变压器归一化后直流电压增益G_n；第三步，分别推导变压器的谐振参数与变压器的直流电压增益、输入阻抗和变换效率的关系；第四步采用智能鸟群搜索算法，对谐振参数L_r、L_m取值进行优化，针对变压器的变换效率得到L_r、L_m优选值。该发明针对谐振网络存在局部最优、精度不高等问题，采用智能鸟群算法对电流目标函数进行优化，避免陷入局部最优，从而满足电力电子变压器能够在不同输入情况下、全负载范围内实现稳压输出及高功率密度需求。

Description

一种电力电子变压器设计方法

技术领域

本发明涉及一种变压器设计方法技术领域，并涉及一种提升电力电子变压器性能的优化方法。

背景技术

电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)，又被称为固态变压器(Solid State Transformer，SST)。它是由电力电子变压器以及中高频变压器构成的基于电力电子变流技术的高频电力设备。电力电子变压器的核心是高频DC-DC变压器，开关频率越高，功率开关管的开关损耗越显著。为了降低开关损耗，通常利用谐振电路使开关器件运行在软开关状态。而电力电子变压器的软开关性能与谐振参数和控制策略的选择有直接关系。目前LLC谐振型电力电子变压器的设计主要围绕3个参数——并联谐振电感L_m、串联谐振电感L_r以及谐振电容C_r。谐振电路的参数选择对软开关的性能有很大的影响，对此，不同的参数设计方案被相继提出。基于基波分析法从不同优化角度提出了谐振网络的参数设计方法，但是FHA法忽略了谐振电流中的谐波成分，因而当谐振电路运行在偏离谐振频率较远时，变压器性能有较大偏差。采用基波分析法结合时域仿真来优化谐振参数，利用仿真所得数据进行插值得到增益曲线，但是拟合曲线的精度取决于归一化频率的插值精度，并且该方法是优化的电感比K和品质因数Q，而非直接对谐振元件优化。采用基于时域谐振波形，电荷守恒定律和能量守恒的谐振参数精确设计算法，其本质还是模态分析。此类方法能精确地设计谐振参数，但是由于谐振网络的运行过程十分复杂，模态分析法就显得繁琐，不适合在工程领域推广。此外，对于不同输入电压范围的电力电子变压器参数设计及输出效率等整体分析较少，但这正是目前工程实际需要解决的问题。

发明内容

本发明内容是涉及电力电子变压器并进行参数优化的方法，进而提升电力电子变压器在不同输入电压下、保持低耗高功率输出性能。

本发明提出了一种电力电子变压器的设计方法，该方法包括以下步骤：

(1)建立包含谐振网络的电力电子变压器硬件拓扑模型；

(2)对包含谐振网络的电力电子变压器进行基波分析建模并进行稳态分析，得到归一化后直流电压增益G_n；

(3)分别推导变压器的谐振参数与变压器直流电压增益、输入阻抗和变换效率的关系，其中，所述变换效率需考虑到谐振电流、激励电流和副边二极管电流；

(4)采用智能鸟群搜索算法对根据步骤3所得到谐振电流、激励电流和副边二极管电流为目标，对谐振参数L_r、L_m取值进行优化，得到变压器效率的优选值。

进一步的，所述电力电子变压器硬件拓扑，它主要由以下部分组成：包含谐振网络电力电子变压器硬件拓扑模型由方波发生器、高频变压器、整流网络、输出滤波电路和负载组成，其中谐振网络由谐振电容C_r、串联谐振电感L_r和并联谐振电感L_m构成，方波发生器，采用半桥式开关电路，由上下两个MOS管构成，半桥式开关电路通过接近50％的占空比交替驱动上下两个MOS管，来产生幅值为0到V_in的方波电压。高频变压器副边采用中心抽头式与整流网络相连，整流网络由整流二极管VD₁和VD₂构成，输出滤波电路由并联并联电容C_o，负载电阻R_L构成。

进一步的，为了使电子变压器在宽输入电压场合仍能保持输出电压的稳定，需要对变压器的谐振参数与电流进行推导。模态分析法是根据电荷守恒和能量守恒定律列出时域高阶微分方程并求解，此类模态分析方法能精确地设计谐振参数，但是由于谐振网络的运行过程十分复杂，模态分析法就显得繁琐，不适合在工程领域推广，因此本发明采用基波分析法来对LLC谐振网络进行建模，由此可得变压器直流电压增益的具体表达式为：

其中，品质因数为

R_eq为变压器副边的等效输入阻抗，

R_ac为变压器原边的等效纯阻性负载，

其中V_o、I_o、P_o分别表示负载上的直流电压、电流及功率；特性阻抗

电感比

f_r为谐振频率，

f_m为并联谐振频，

归一化开关频率

f_s为开关频率；n为匝数。

进一步的，对LLC谐振网络进行稳态分析，首先定义归一化直流电压增益Gn为：

G_n＝2n·G (2)

其中G为变压器的直流电压增益。将式(1)代入式(2)可得：

根据稳态分析得到变压器归一化直流电压增益G_n。

进一步的，推导变压器的谐振参数与变压器直流电压增益的关系，为了直接观察谐振参数对变压器性能的影响，将公式(3)中的K和Q改为L_m、L_r和C_r表示，其中L_r和C_r满足下式：

利用公式(4)，可以将归一化直流电压增益表达式中的谐振参数转化为L_r和L_r,即公式(5)：

采用基波分析建模，推导谐振参数与电子变压器输入阻抗的关系，得到谐振网络输入阻抗Z_in为：

式中的Req为变压器副边的等效输入阻抗，

R_eq为变压器原边的等效纯阻性负载，

其中V_o、I_o、P_o分别表示负载上的直流电压、电流及功率；

对上式(6)输入阻抗采用归一化处理后，可得起输入阻抗Z_in的实部与虚部如下：

实部:

虚部:

为确保谐振网络的输入阻抗始终为感性，得到输入阻抗角θ应满足式(9)：

式中I_m为输入阻抗归一化的虚部，也就是式(7)，R_e为输入阻抗归一化的实部，也就是式(8)；

推导谐振参数对变压器的效率影响的过程如下，变压器的励磁电流是一个三角波：

式(10)中T_s是开关周期，对应于开关频率f_s，i_m(t)为励磁电流，对应于不同的开关周期T_s，其表达式不一样，N表示第N个开关周期；

励磁电流的峰值为：

励磁电流的有效值为：

式(11)、(12)中n表示电子变压器的匝比，V_o表示负载上的直流电压，L_m为励磁电感,f_r为谐振频率；

谐振槽电流ir的表达式：

由于谐振腔输入阻抗Z_in的阻抗角为

I_{r_rms}为谐振槽电流i_r的有效值，f_s为开关频率。

在每个开关周期的起点都有ir(0)＝im_peak，即

变压器原边电流i₁为谐振槽电流i_r与励磁电流i_m之差，即i₁(t)＝i_r(t)-i_m(t)，由电荷守恒定律，

时间内有等式(14)成立：

联立等式(11)和(12)可以解得，谐振电流的有效值为：

则高频变压器原边电流的有效值为：

变压器副边电流的有效值为：

进一步的，采用智能鸟群搜索算法进行优化，以谐振电流、高频变压原边电流和变压器副边电流为目标函数，可以对目标函数存在不可导点的目标函数进行优化，并且其特有的巢寄生行为和莱维飞行(Lévy flight)特性使得该搜索算法具有更优的搜索路径和更强的全局搜索能力，可以避免陷入局部最优，进而得到谐振参数对变压器效率的优选值，从而满足电力电子变压器能够在不同输入电压下，全负载范围内实现稳压输出，得到高功率密度的谐振型电力电子变压器。

进一步的，智能鸟群算法包括适应度函数和约束条件，其中，所述适应度函数对应到实际电路中的自变量是电路参数L_m和L_r，即鸟巢的位置坐标(L_m，L_r)，适应度函数适应度函数Fitness是谐振电流I_{r_rms}、励磁电流I_{m_rms}、副边电流I_{2_rms}以及逻辑判断式logic三者之和，如公式(18)所示：

min Fitness(L_m,L_r)＝I_{r_rms}+I_{m_rms}+I_{2_rms}-logic (18)

所述逻辑判断式logic由公式(19)-(21)相与构成：

其中，C_oss表示功率开关管结电容的电容值，式(20)中T_dead表示上下功率开关管开通与关断的死区时间，所述约束条件为下式所示：

G(f_{n_min})≥G_max 且G_min≥G(f_{n_max}) (22)

其中，G(f_{n_min})为实际所能达到的最大直流电压增益，G(f_{n_max})为实际所能达到的最小直流电压增益，G_max和G_min分别为设计规格所要求的最大和最小直流电压增益。

进一步的，根据公式(18)所建立的适应度函数来对谐振参数优化进行求解，鸟群算法具体求解过程如下：第一步，初始化变压器的设计规格，其中变压器的规格参数包括额定输入、输出电压、输入电压宽范围、额定输出功率，谐振频率、允许的开关频率范围、死区时间和开关管结电容。第二步，绘制L_m和L_r的分布地图，图中凹陷区域是满足条件的参数范围。第三步，CS算法的初始化，设置CS算法的相关参数包括迭代次数K、位置更新的步长α和布谷鸟蛋的发现概率P_a。第四步，更新全局极小值和个体极小值。第五步，更新鸟巢位置。第六步，判断是否达到最大迭代次数K，达到，执行第七步，未达到继续重复第四步。第七步，输出参数优化结果。

本发明内容是针对电力电子变压器谐振参数的优化，进而提升电力电子变压器不同输入范围、低损耗高功率密度性能的技术。其发明技术是采用基波分析法对电力电子变压器进行建模，得到电力电子变压器的关键点电流，然后以三个电流和为目标，采用智能鸟群搜索算法，能够对电力电子变压器关键点电流存在不可导点的目标函数进行优化，并且其特有的巢寄生行为和莱维飞行(Lévy flight)特性使得该搜索算法具有更优的搜索路径和更强的全局搜索能力，可以避免陷入局部最优，进而得到谐振参数对变换器效率的优选值，从而满足电力电子变压器能够在不同输入、全负载范围内实现稳压输出，得到较高功率密度的谐振型电力电子变压器。

附图说明

图1电力电子变压器硬件拓扑模型

图2谐振型电力电子变压器的归一化直流电压增益曲线

图3电力电子变压器直流电压增益曲线

图4 tanθ与归一化频率f_n的关系

图5额定频率下(f_s＝f_r)谐振电流和励磁电流的波形

图6变压器电流有效值与L_m的关系曲线

图7满足约束条件的优化参数合适区域

图8 N组鸟巢的初始化位置(N＝20)

图9智能鸟群算法的迭代优化结果

图10闭环调节下输出电压的动态响应

图11不同输入电压下谐振电流i_r和输出电压纹波Uopp的波形

图12不同负载下谐振网络的电压和电流波形

图13全负载范围内谐振型电力电子变压器的效率曲线

方波发生器1，谐振网络2，高频变压器3，整流网络4，输出滤波电路5，负载6

具体实施方法

本发明内容是涉及电力电子变压器并进行参数的方法，进而提升电力电子变压器在不同输入电压下、保持低耗高功率输出性能。

本发明提出了一种电力电子变压器的设计方法，该方法包括以下步骤：

(1)建立包含谐振网络的电力电子变压器硬件拓扑模型；

(2)对包含谐振网络的电力电子变压器进行基波分析建模并进行稳态分析，得到归一化后直流电压增益G_n；

(3)分别推导变压器的谐振参数与变压器直流电压增益、输入阻抗和变换效率的关系，其中，所述变换效率需考虑到谐振电流、激励电流和副边二极管电流；

(4)采用智能鸟群搜索算法对根据步骤3所得到谐振电流、激励电流和副边二极管电流为目标，对谐振参数L_r、L_m取值进行优化，得到变压器效率的优选值。

进一步的，所述电力电子变压器硬件拓扑模型，如图1所示，它主要由以下部分组成：方波发生器、谐振网络、高频变压器、整流网络、输出滤波电路和负载，其中谐振网络由谐振电容C_r、串联谐振电感L_r和并联谐振电感L_m构成，高频变压器副边采用中心抽头式与整流网络相连，由整流二极管VD₁和VD₂构成整流网络，输出滤波电路由并联电容C_o构成。

进一步的，为了使电子变压器在宽输入电压场合仍能保持输出电压的稳定，需要对变压器的谐振参数与关键点电流进行推导。模态分析法是根据电荷守恒和能量守恒定律列出时域高阶微分方程并求解，此类模态分析方法能精确地设计谐振参数，但是由于谐振网络的运行过程十分复杂，模态分析法就显得繁琐，不适合在工程领域推广，因此本发明采用基波分析法来对LLC谐振网络进行建模，由此可得变压器直流电压增益的具体表达式为：

其中，品质因数为

R_eq为变压器副边的等效输入阻抗，

R_ac为变压器原边的等效纯阻性负载，

其中V_o、I_o、P_o分别表示负载上的直流电压、电流及功率；特性阻抗

电感比

f_r为谐振频率，

f_m为并联谐振频，

归一化开关频率

f_s为开关频率，n为匝数；

对谐振网络进行稳态分析，首先定义变压器的归一化直流电压增益G_n为：

G_n＝2n·G (2)

其中G为变压器的直流电压增益，将式(1)代入式(2)可得变压器的归一化直流电压增益G_n：

根据稳态分析得到变压器的归一化直流电压增益曲线，如附图2所示，即纵坐标为归一化直流电压增益G_n和横坐标为归一化开关频率f_n。

附图2中的虚曲线是由峰值增益点连接而成的曲线，它是谐振腔输入阻抗感性和容性的分界线，在虚曲线的左侧输入阻抗呈容性，在虚曲线的右侧输入阻抗呈感性。输入阻抗呈感性时，谐振电流i_r滞后于谐振腔输入电压V_AB，此时MOS管可以实现零电压开通(ZVS)；输入阻抗呈容性时，i_r超前于V_AB，在开关切换过程中MOS管的体二极管反向恢复将引起严重的噪声。由附图2可知进入容性区间后，电压增益斜率出现反向，输出电压会失控。因此网络通常工作在输入阻抗呈感性的区域，在设计电路时应注意最小工作频率要适当高于峰值增益频率。由附图2可见，在输入阻抗的感性区域(虚曲线的右侧)，变压器的归一化直流电压增益G_n随频率f_n的增大而减小。当f_n＝1，即f_s＝f_r时，无论Q取何值，归一化直流电压增益始终为1。由于，品质因数Q与负载大小有关，说明在该点处变压器的直流电压增益不受负载变化影响。这是因为当开关频率等于谐振频率时，L_r和C_r的电压之和为零，相当于输入电压源两端直接接在负载两端。理想状态下，输出电压V_o只与输入电压V_in和变压器匝比n有关，和负载大小无关，因此该工作点又被称为负载独立点，此时变压器输出特性最佳，所以LLC网络通常运行在负载独立点附近。由图2还可以看出，当品质因数Q值下降(即负载加重)时，峰值增益频率逐渐向并联谐振频率f_m靠近，峰值增益随之增大。由于网络的工作范围受限于峰值增益(运行时变压器增益可以达到的上限值)，因此对谐振参数的优化设计而言，满载条件(Q值取到最大值1)为最差的情况。

进一步的，推导谐振参数与变压器直流电压增益的关系，为了直接观察谐振参数对变压器性能的影响，将公式(3)中的K和Q改为L_m、L_r和C_r表示，其中L_r和C_r满足下式：

利用公式(4)，可以将归一化直流电压增益表达式中的谐振参数转化为L_r和L_r,即公式(5)：

根据公式5可以绘制出不同激励电感L_m下的直流电压增益曲线和不同L_r下的直流电压增益曲线，如附图3(a)和(b)所示：附图3(a)中固定n和L_r，随着L_m的增大，直流电压增益的峰值降低，如果L_m取得过大，满载时电路的输出电压无法维持在额定值。Lm增大时曲线斜率也会变的越来越平坦，为了维持输出电压的恒定就需要在更大范围内调节开关频率，说明电路的调频调压能力变弱。考虑到电路的调节能力，在设计谐振参数时应当尽量减小L_m的值。附图3(b)中固定n和L_m，随着L_r增大，直流电压增益的峰值降低，但曲线斜率变陡峭，说明电路的调节能力有所提高。

采用基波分析建模，推导谐振参数与电子变压器输入阻抗的关系，得到谐振网络输入阻抗Z_in为：

式中的R_eq为变压器副边的等效输入阻抗，

R_eq为变压器原边的等效纯阻性负载，

其中V_o、I_o、P_o分别表示负载上的直流电压、电流及功率；

对上式(6)输入阻抗采用归一化处理后，可得起输入阻抗Z_in的实部与虚部如下：

实部:

虚部:

为确保谐振网络的输入阻抗始终为感性，得到输入阻抗角θ应满足式(9)：

式中I_m为输入阻抗归一化的虚部，也就是式(7)，R_e为输入阻抗归一化的实部，也就是式(8)；

其中，推导谐振参数与变压器效率的关系，研究谐振参数对变压器的效率影响，其核心是研究谐振参数对电路损耗的影响，这些损耗分别与谐振电流、励磁电流、副边整流二极管的电流大小有直接关系。

变压器的励磁电流是一个三角波：

式(10)中T_s是开关周期，对应于开关频率f_s，i_m(t)为励磁电流，对应于不同的开关周期T_s，其表达式不一样，N表示第N个开关周期；

励磁电流的峰值为：

励磁电流的有效值为：

式(11)、(12)中n表示电子变压器的匝比，V_o表示负载上的直流电压，L_m为励磁电感，f_r为谐振频率；

谐振槽电流ir的表达式：

由于谐振腔输入阻抗Z_in的阻抗角为

I_{r_rms}为谐振槽电流i_r的有效值，f_s为开关频率。

在每个开关周期的起点都有i_r(0)＝i_{m_peak}，即

变压器原边电流i₁为谐振槽电流i_r与励磁电流i_m之差，即i₁(t)＝i_r(t)-i_m(t)，由电荷守恒定律，

时间内有等式(14)成立：

联立等式(11)和(12)可以解得，谐振电流的有效值为：

则高频变压器原边电流的有效值为：

变压器副边电流的有效值为：

如附图4为输入阻抗角θ与归一化频率f_n的关系曲线，虚曲线以上表示输入阻抗呈感性。可见L_m和L_r越小，能够实现ZVS的频带范围越宽，这对电路运行是有利的。

进一步的，采用智能鸟群搜索算法进行优化，以谐振电流、激励电流和副边整流二极管电流为目标，对电力电子变压器关键点电流存在不可导点的目标函数进行优化，并且其特有的巢寄生行为和莱维飞行(Lévy flight)特性使得该搜索算法具有更优的搜索路径和更强的全局搜索能力，可以避免陷入局部最优，进而得到谐振参数对变压器效率的优选值，从而满足电力电子变压器能够不同输入情况下，全负载范围内实现稳压输出，得到高功率密度的谐振型电力电子变压器。

如附图5所示，在每个开关周期的起点都有i_r(0)＝i_{m_peak}，如附图6所示，可以得出结论：在一定范围内增大励磁电感，可以明显的降低电路中的电流值，从而减小电路损耗，提高系统的能量传输效率。

进一步的，智能鸟群算法包括适应度函数和约束条件。

其中，所述适应度函数对应到实际电路中的自变量是电路参数L_m和L_r，即鸟巢的位置坐标(L_m，L_r)，适应度函数适应度函数Fitness是谐振电流I_{r_rms}、励磁电流I_{m_rms}、副边电流I_{2_rms}以及逻辑判断式logic三者之和，如公式(18)所示：

min Fitness(L_m,L_r)＝I_{r_rms}+I_{m_rms}+I_{2_rms}-logic (18)

所述逻辑判断式logic由公式(19)-(21)相与构成：

其中，C_oss表示功率开关管结电容的电容值，式(20)中T_dead表示上下功率开关管开通与关断的死区时间，所述约束条件为下式所示：

G(f_{n_min})≥G_max 且G_min≥G(f_{n_max}) (22)

其中，G(f_{n_min})为实际所能达到的最大直流电压增益，G(f_{n_max})为实际所能达到的最小直流电压增益，G_max和G_min分别为设计规格所要求的最大和最小直流电压增益。

进一步的，布谷鸟优化算法的具体求解过程步骤为：初始化变压器的设计规格、绘制L_m和L_r的分布地图、CS算法的初始化、更新下一代鸟巢的位置、判断迭代次数是否达到最大迭代次数，若没有继续CS算法的初始化、最终输出鸟巢的全局最优位置，即优化结果。

其中，设置变压器的规格参数包括额定输入和输出电压，输入电压宽范围，额定输出功率，谐振频率，允许的开关频率范围，死区时间和开关管结电容。初步可以确定的参数是变压器变比

输出阻抗折算到原边的等效阻抗

变压器应满足的直流电压增益最大值

和最小值

其中，根据步骤1的设计规格，计算{0.1μH<L_m<1000μH，0.1μH<L_r<1000μH}合集对应的适应度值，并绘制Fitness(L_m，L_r)的三维分布地图，绘制L_m和L_r的分布图，如附图7所示，其中凹陷区域是满足增益要求和ZVS条件的参数范围，分布图高低曲面的连接处有一个明显的断崖，此为目标函数的不可导点。因此求导求最值的方法在本设计中不适用，而智能鸟群算法可以处理含有不可导点的情况。预期期望是CS算法的优化结果能收敛于凹陷区域。

如附图8所示，CS算法的初始化，需要设置CS算法的相关参数，包括迭代次数K、位置更新的步长a和布谷鸟蛋的发现概率P_a。随机生成N组{L_m,L_r}参数合集，即N组鸟巢的位置x_k,n＝(L_m,L_r)，x_k,n表示第k代第n个鸟巢的位置坐标，初始化时k＝0，n＝1,2…N。附图8为随机初始化的N组鸟巢的位置分布，其中左下角黑色区域对应附图7中的凹陷区域。

如附图9所示，本发明设置算法的迭代次数K＝1000，步长α＝0.01和发现概率P_a＝0.25，鸟巢个数N＝20。智能鸟群算法执行到10，200和1000次迭代时20个鸟巢的最优位置，即(L_m，L_r)的20个可能的取值分布图。20个鸟巢位置在经过1000次迭代后最终都收敛于凹陷区域，并且参数集中分布在{230μH<Lm<290μH，40μH<Lr<60μH}范围内。如果迭代次数增大，参数范围能进一步精确。CS算法输出的鸟巢位置的全局最优解为(L_m,L_r)＝(278.76μH,50.85μH)。

根据上述参数设计和优化需求，设计了一个LLC型电子变压器的性能测试平台，器谐振型电子变压器的设计规格如附表1所示；依照智能鸟群算法参数设计及优化需求，得到变压器参数的选取结果如附表2所示。

表1谐振型电子变压器的设计规格

表2电子变压器参数的优化运算结果

按照上述参数设计及附图1的电路拓扑进行设计，由DSP控制板、驱动电路、半桥LLC型电力电子变压器的主电路板构成。主电路由MOSFET、谐振电感、谐振电容、高频变压器、整流二极管、滤波电路以及负载电阻构成。控制电路包括采样电路和控制器TMS320F28335。输出电压经电阻分压、电压跟随和RC滤波后送入A/D信号口，后经DSP处理输出频率可变的信号到驱动电路，由驱动电路控制MOS管的开关。

进一步的，对电力电子变压器在宽输入电压下系统的调压性能测试，如附图10所示，是额定输入下(V_in＝400V)，系统闭环输出电压的动态响应。可见闭环系统能够较为快速的将系统的输出电压调节至给定值24V。说明本发明所设计的控制器具有较为快速的调节能力。附图11是宽输入电压下谐振电流和输出电压波形图。在f_s<f_r、f_s＝f_r和f_s>f_r三种情况下的谐振电流波形，同LLC谐振网络电流的理论波形基本一致，说明样机能够在较宽的输入电压范围内实现ZVS。不同输入电压下，输出电压Uo最终均能稳定于24V，且由U_o的纹波幅值U_opp可以看出三种情况下的输出电压峰峰值均小于360mV，满足电压纹波小于1.5％的要求。由不同输入电压V_in对应的开关频率f_s可知，归一化的调频范围在0.64<f_n<1.22，满足设计规格的要求且实际调频范围较小，说明本发明优化算法所设计的谐振参数研制的样机，能在较窄的频带范围内实现宽输入电压的调节，调压能力较优。

进一步的，对电力电子变压器在不同负载的运行效率测试，如附图12是不同负载情况下，谐振网络的电压电流波形图。由U_AB和i_r的相位关系可知，样机的开关管在满载和半载情况下均能够实现ZVS。附图13给出了在不同负载情况下的效率曲线。可以看出全负载范围内，谐振型电力电子变压器的效率随着输出功率的增加先上升后下降，这是因为本文所设计的LLC型电力电子变压器是一个小功率低压大电流输出的电路，轻载状态下输出电流小，功率小，主要损耗为高频变压器的空载损耗；而满载时的输出电流最大，电路损耗也最大，所以最高效率并不在满载处获得。满载范围内系统的效率在91％左右，全负载范围内的效率基本在90％以上，但轻载范围内系统效率快速下降。需要说明的是，样机的实际效率比损耗分析后的理论效率值要偏低，这部分损耗来自于谐振电感，在理论计算时并未考虑谐振电感的损耗。

以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明做任何形式的限制。虽然本发明已以较佳实例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述所述的方法及技术内容做出些许的更改或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术发案的内容，依据本发明的技术实质对以上实例所做的任何简单修改、等同变化与修饰，仍属于本发明技术方案的范围。

Claims (3)

1.一种电力电子变压器的设计方法，其特征在于：包括以下步骤：

(1)、建立包含谐振网络的电力电子变压器硬件拓扑模型；

(2)、对包含谐振网络的电力电子变压器基波分析建模并进行稳态分析，得到归一化后变压器的直流电压增益G_n；

(3)、分别推导变压器的谐振参数与变压器的直流电压增益、输入阻抗和变换效率的关系，其中，所述变压器的变换效率由谐振电流、激励电流和副边二极管电流决定；

(4)、采用智能鸟群搜索算法以谐振电流、激励电流和副边二极管电流的有效值为目标，对谐振参数f_r、f_m取值进行优化，针对变压器效率得到优选值；

所述步骤(2)中对包含谐振网络的电力电子变压器基波分析建模并进行稳态分析，具体包括：

首先对谐振网络进行基波分析建模，变压器直流电压增益G的具体表达式为：

其中，品质因数为

R_eq为变压器副边的等效输入阻抗，

R_ac为变压器原边的等效纯阻性负载，

其中V_o、I_o、P_o分别表示负载上的直流电压、电流及功率；特性阻抗

电感比

f_r为谐振频率，

f_m为并联谐振频率，

归一化开关频率

f_s为开关频率，n为匝数；

对谐振网络进行稳态分析，首先定义变压器的归一化直流电压增益G_n为：

G_n＝2n·G (2)

其中G为变压器的直流电压增益，将式(1)代入式(2)可得变压器的归一化直流电压增益G_n：

所述步骤(3)中进行推导变压器的谐振参数与变压器的直流电压增益、输入阻抗和变换效率的关系，首先推导谐振参数对变压器直流电压增益的关系，将公式(3)中的K和Q改为用L_m、L_r和C_r表示，其中L_r和C_r满足下式：

利用公式(4)，将归一化直流电压增益表达式中的谐振参数转化为只包含L_m和L_r，即公式(5)：

采用基波分析建模，推导谐振参数与电子变压器输入阻抗的关系，得到谐振网络输入阻抗Z_in为：

公式(6)中的R_eq为变压器副边的等效输入阻抗，

R_ac为变压器原边的等效纯阻性负载，

其中V_o、I_o、P_o分别表示负载上的直流电压、电流及功率；

对上式(6)输入阻抗采用归一化处理后，可得到输入阻抗Z_in的实部与虚部如下：

实部:

虚部:

为确保谐振网络的输入阻抗始终为感性，得到输入阻抗角θ应满足式(9)：

式中I_m为输入阻抗归一化的虚部，也就是式(7)，R_e为输入阻抗归一化的实部，也就是式(8)；

推导谐振参数对变压器的效率影响的过程如下，变压器的励磁电流是一个三角波：

式(10)中T_s是开关周期，对应于开关频率f_s，i_m(t)为励磁电流，对应于不同的开关周期T_s，其表达式不一样，N表示第N个开关周期；

励磁电流的峰值为：

励磁电流的有效值为：

式(11)、(12)中n表示电子变压器的匝比，V_o表示负载上的直流电压，L_m为励磁电感，f_r为谐振频率；

谐振槽电流i_r的表达式：

由于谐振腔输入阻抗Z_in的阻抗角为

I_{r_rms}为谐振槽电流i_r的有效值，f_s为开关频率；

在每个开关周期的起点都有i_r(0)＝i_{m_peak}，即：

变压器原边电流i₁为谐振槽电流i_r与励磁电流i_m之差，即i₁(t)＝i_r(t)-i_m(t)，由电荷守恒定律，0～T_s/2时间内有等式(14)成立：

联立等式(11)和(12)可以解得，谐振电流的有效值为：

则高频变压器原边电流的有效值为：

变压器副边电流的有效值为：

2.根据权利要求1所述的电力电子变压器设计方法，其特征在于：所述步骤(1)中建立的包含谐振网络的电力电子变压器硬件拓扑模型，由方波发生器、高频变压器、整流网络、输出滤波电路和负载组成，其中谐振网络由谐振电容C_r、串联谐振电感L_r和并联谐振电感f_m构成，高频变压器副边采用中心抽头式与整流网络相连，整流网络由整流二极管VD₁和VD₂构成，输出滤波电路由并联电容C_o，负载电阻R_L构成。

3.根据权利要求1所述一种电力电子变压器设计方法，其特征在于：所述步骤(4)中采用智能鸟群搜索算法以谐振电流、激励电流和副边二极管电流为目标，对谐振参数f_r、f_m取值进行优化，针对变压器效率得到优选值，所述智能鸟群搜索算法包括适应度函数和约束条件，其中，所述适应度函数对应到实际电路中的自变量是电路参数L_m和L_r，即鸟巢的位置坐标(L_m，L_r)，适应度函数Fitness是谐振电流的有效值I_{r_rms}、励磁电流的有效值I_{m_rms}、副边电流的有效值I_{2_rms}三者之和与逻辑判断式logic作差得到，如公式(18)所示：

min Fitness(L_m,L_r)＝I_{r_rms}+I_{m_rms}+I_{2_rms}-logic (18)

所述逻辑判断式logic由公式(19)-(21)相与构成：

其中，C_oss表示功率开关管结电容的电容值，式(20)中T_dead表示上下功率开关管开通与关断的死区时间，所述约束条件为下式所示：

G(f_{n_min})≥G_max且G_min≥G(f_{n_max}) (22)

其中，G(f_{n_min})为实际所能达到的最大直流电压增益，G(f_{n_max})为实际所能达到的最小直流电压增益，G_max和G_min分别为设计规格所要求的最大和最小直流电压增益。

Images