CN109104088A - 一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，具体步骤如下：建立其等效电路模型、确定功率正向传输时的增益表达式；根据增益需求表达式，确定满足增益条件下的k值和g值的集合；定义目标函数，通过遍历的算法求取使目标函数最优的k₁值和g₁值；求解出对应的谐振回路参数。本发明的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法能够利用直流变压器的自平衡原理，实现级联H桥模块电容电压的自然平衡；所设计的谐振型直流变压器能够确保即便在开环控制下，能量双向流动时直流电压均在期望范围内波动；极大简化了系统的控制，保证不同功率下的直流增益，易于实现。

Description

一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法。

背景技术

电力电子变压器(PET)通过引入电力电子变换技术对其一次侧和二次侧的电压幅值和相位进行实时控制，达到对电力系统电压、电流及功率灵活调节的目的。由于其具有体积小、重量轻、功能多等优点，近年来得到国内外学者的广泛研究。级联型PET的提出有效解决了传统PET不适合高压大功率场合的问题，其高压级采用级联H桥结构以适用于高压大功率场合、隔离级采用双向高频谐振型直流变换器用以实现电压等级调整以及高频控制、低压级采用三相逆变器拓扑结构以适用于不同种类的负载。

由于级联型PET高压侧串联的各模块间器件参数的差异，开关模式的不同，控制策略的局限性以及负载的变化等，会导致其存在直流侧电压不平衡的问题，对装置的输出性能和可靠性造成严重的影响，甚至会导致整个系统崩溃。因此研究直流侧电压平衡方法对于级联型PET来说具有重要意义。通过查阅国内外文献，近年来均压方法主要包括：硬件均压法、底层调制法以及上层均压法。

硬件均压法主要通过调节并联电容的有功损耗，实现各个逆变器单元之间的能量传递，进而实现各模块间的均压，该方法需要额外添加均压电路，增加了系统的成本与复杂性；

底层调制法通过利用直流侧电压反馈调节各H桥模块的调制占空比以实现电压平衡，该方法需要进行大量运算，不仅提高了系统控制的复杂性，而且增加了微处理的计算负担；

上层均压控制主要通过H桥输出电压波形的移相，改变电流与电压相位关系，从而调整各H桥吸收的有功功率，实现各H桥的电压调节功能，但该方法移相角的可调范围较小，导致调节速度缓慢，因此这种方法并不适用于大容量系统。

级联型PET隔离级的主要功能是实现电压调节、高频控制以及能量双向流动。为了减小开关损耗，提高传输效率，高频谐振变换器近年来得到了广泛研究。但是在系统运行的过程中，当开关频率与谐振频率存在偏差时，传统的参数设计方法对直流增益影响较大，因此为了提高变换器效率，多数会采用闭环控制的方式。但这种方式需要增加判别功率流动方向的装置，提高了采样难度，增加了系统成本，除此之外，由于开关频率较高，再进行复杂的控制算法会增大控制器的运算负担，甚至造成控制器的溢出，输出错误控制信号，严重影响系统的稳定性和可靠性，且控制参数的设计较为复杂。

通过以上分析，级联型PET存在的高压级直流侧电压不平衡问题给系统造成了较大的影响，其传统的解决方法复杂，成本较高；隔离级高频变换器闭环控制下控制器设计较为困难，对采样要求较高，对微处理器造成了较大负担。因此本专利提出通过隔离级谐振变换器输出电压一致的电路特性及合理的参数设计将高压级输出电压钳位到期望值，解决高压级级联模块电压不平衡的问题，实现自然均压；同时谐振变换器使用开环控制，不需要传感器等器件，有效降低了系统成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，利用DC/DC谐振变换器的电路特性，使其在开环状态下实现高压级H桥级联模块的自然均压功能，降低控制算法复杂度和系统成本，同时避免闭环控制时延带来的稳定性问题。

本发明所采用的技术方案是，一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，具体操作步骤如下：

步骤1、通过分析CLLC型高频谐振变换器的变压器结构，建立其等效电路模型；

步骤2、以功率由高压级传向低压级作为功率传输的正方向，确定功率正向传输时的增益表达式；

步骤3、根据增益需求表达式，确定满足增益条件下的k值和g值的集合；

步骤4、定义目标函数，通过遍历的算法求取使目标函数最优的k₁值和g₁值；

步骤5、采用步骤4同样的方法，得到功率反向传输时使目标函数最优的k₂和g₂值，进而确定最终的k值和g值；并求解出对应的谐振回路参数本发明的特点还在于，

步骤1具体为：

通过分析CLLC型高频谐振变换器的变压器结构，建立其等效电路模型，定义如下参数：

式中，ω_s为开关角频率，L_r1为原边谐振电感，G_r1为原边谐振电容，L_m1为正向功率传输时等效变压器励磁电感，L_r2为副边谐振电感，C_r1为副边谐振电容，L_m2为反向功率传输时等效变压器励磁电感，n为变压器变比，R_H为正向功率传输时等效电阻，R_L为反向功率传输时等效电阻，ω_r1为原边工作角频率，ω_r2为副边工作角频率。

步骤2具体为

步骤2.1、以稳定高压级H桥模块的直流侧电压和低压级三相逆变器的直流侧电压为目标得到期望的增益表达式如下式：

M∈[M_min，M_max]当Q₁∈[0，Q_1R] (1)

其中，增益表达式为

式中：

当功率反向传输时，仅需将ω_*1，Q₁，g替换为ω_*2，Q₂，1/g；

步骤2.2、确定ω_*1的取值范围，其具体方法如下：

假设已知谐振参数的变化范围为：

式中分别代表电感实际值和电容实际值，ζ％代表电感的波动范围、ξ％代表电容的波动范围，

根据式(6)和(7)可以得到ω_*1的变化范围：

ω_*1∈[ω_*1min，ω_*1max] (8)

其中，

由上式我们可以看出，根据k和g值可以得到ω_*1min，ω_*1max的值；

步骤2.3、确定Q₁的取值范围，具体方法如下：

根据设计需要以及增益需要满足的表达式，可以得到

为了使式(12)和(13)在Q₁∈[0，Q_1R]和ω_*∈[ω_*min，ω_*max]始终成立，需要满足，

将(5)代入(14)，可以得到：

0＜Q₁≤Q_1R当ω_*∈[ω_*1min，ω_*1max] (15)

由上式可得，根据k和g值可以得到Q_1R的值。

步骤3具体为

步骤3.1、定义变量i，j且其初始值赋0；定义数组k₀[x]，g₀[x][y]；x，y代表数组长度；定义δ为k，g的初始值；g_max和k_max分别代表g值和k值允许的最大值；根据处理器的运算能力设置δ_k和δ_g分别为k值和g值的增值步长；

步骤3.2、根据k值和g值求取ω_*1，Q₁的范围；

步骤3.3、根据k值、g值、ω_*1以及Q₁计算期望增益；当满足期望增益的表达式时，则将此时的k值赋给k₀[i]，将g值赋给g₀[i][j]，并使j=j+1，否则直接进入步骤3.4；

步骤3.4、令g＝g+δ_g并判断此时g值大小，若g值不大于g_max，则重新返回步骤3.2，否则进入步骤3.5；

步骤3.5、令k＝k+δ_k并判断此时k值大小，若k值不大于k_max，则使i＝i+1，并重新返回步骤3.2；

通过上述步骤，通过遍历的方法获得满足期望增益表达式的所有k值和g值集合k₀[i]，g₀[i][j]；

步骤4具体为

步骤4.1、定义目标函数f_obj如下：

当

步骤4.2、定义变量p，q，并初始值赋0；设定阈值初始值f_error→∞；

步骤4.3、将k₀[p]，g₀[p][q]代入目标函数，求出此时f_obj的值；

步骤4.4、若f_obj小于f_error，令f_error等于f_obj，k₁等于k₀[p]，g₁等于g₀[p][q]，否则直接进入步骤4.5；

步骤4.5、令q＝q+1；若此时q值不大于j值，则返回步骤4.3，否则进入步骤4.6；

步骤4.6、令p＝p+1，若此时p值不大于i值，则返回步骤4.3，否则进入步骤4.7；

步骤4.7、输出此时的f_error、k₁、g₁值。

步骤5具体为

步骤5.1、采用步骤4同样的方法，得到功率反向传输时使目标函数最优的k₂和g₂值；

步骤5.2、根据所获得的k₁，g₁，k₂，g₂，确定最终的k和g值，

由于k值增大可以降低损耗，g值提现谐振电容的不平衡度，折中选择的方式有利于功率双向传输时增益对称性，其选择方式如下：

k＝max(k₁，k₂) g＝(g₁+g₂)/2

步骤5.3、根据所获得的k和g值，通过以下公式求取对应的谐振回路参数：

其中，

本发明的有益效果是：本发明的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法能够利用直流变压器的自平衡原理，实现级联H桥模块电容电压的自然平衡；所设计的谐振型直流变压器能够确保即便在开环控制下，能量双向流动时直流电压均在期望范围内波动；极大简化了系统的控制，保证不同功率下的直流增益，易于实现。

附图说明

图1是本发明一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法的谐振参数设计流程图；

图2是本发明一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法的直流变压器电路等效图；

图3是本发明一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法的k值与g值解集的求取流程图；

图4是本发明一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法的k值与g值最优解获取流程图。

具体实施方式

本发明提供的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法(如图1所示)，具体按照以下步骤实施：

步骤1、通过分析CLLC型高频谐振变换器的变压器结构，建立其等效电路模型(如图2所示)，定义如下参数：

式中，ω_s为开关角频率，L_r1为原边谐振电感，C_r1为原边谐振电容，L_m1为正向功率传输时等效变压器励磁电感，L_r2为副边谐振电感，C_r1为副边谐振电容，L_m2为反向功率传输时等效变压器励磁电感，n为变压器变比，R_H为正向功率传输时等效电阻，R_L为反向功率传输时等效电阻，ω_r1为原边工作角频率，ω_r2为副边工作角频率。

步骤2、以功率由高压级传向低压级作为功率传输的正方向，确定功率正向传输时的增益表达式；

步骤2.1、以稳定高压级H桥模块的直流侧电压和低压级三相逆变器的直流侧电压为目标得到期望的增益表达式如下式：

M∈[M_min，M_max]当Q₁∈[0，Q_1R] (1)

其中，增益表达式为

式中：

当功率反向传输时，仅需将ω_*1，Q₁，g替换为ω_*2，Q₂，1/g；

步骤2.2、确定ω_*1的取值范围，其具体方法如下：

假设已知谐振参数的变化范围为：

式中分别代表电感实际值和电容实际值，ζ％代表电感的波动范围、ξ％代表电容的波动范围，

根据式(6)和(7)可以得到ω_*1的变化范围：

ω_*1∈[ω_*1min，ω_*1max] (8)

其中，

由上式我们可以看出，根据k和g值可以得到ω_*1min，ω_*1max的值；

步骤2.3、确定Q₁的取值范围，具体方法如下：

根据设计需要以及增益需要满足的表达式，可以得到

为了使式(12)和(13)在Q₁∈[0，Q_1R]和ω_*∈[ω_*min，ω_*max]始终成立，需要满足，当

将(5)代入(14)，可以得到：

0＜Q₁≤Q_1R当ω_*∈[ω_*1min，ω_*1max] (15)

由上式可得，根据k和g值可以得到Q_1R的值。

步骤3、根据增益需求表达式，确定满足增益条件下的k值和g值的集合，其具体获取方法如下(如图3所示)：

步骤3.1、定义变量i，j且其初始值赋0；定义数组k₀[x]，g₀[x][y]；x，y代表数组长度；定义δ为k，g的初始值；g_max和k_max分别代表g值和k值允许的最大值；根据处理器的运算能力设置δ_k和δ_g分别为k值和g值的增值步长；

步骤3.2、根据k值和g值求取ω_*1，Q₁的范围；

步骤3.3、根据k值、g值、ω_*1以及Q₁计算期望增益；当满足期望增益的表达式时，则将此时的k值赋给k₀[i]，将g值赋给g₀[i][j]，并使j＝j+1，否则直接进入步骤3.4；

步骤3.4、令g＝g+δ_g并判断此时g值大小，若g值不大于g_max，则重新返回步骤3.2，否则进入步骤3.5；

步骤3.5、令k＝k+δ_k并判断此时k值大小，若k值不大于k_max，则使i＝i+1，并重新返回步骤3.2；

通过上述步骤，通过遍历的方法获得满足期望增益表达式的所有k值和g值集合k₀[i]，g₀[i][j]；

步骤4、定义目标函数，通过遍历的算法求取使目标函数最优的k₁值和g₁值，具体求取方法如下(如图4所示)：

步骤4.1、定义目标函数f_obj如下：

当

步骤4.2、定义变量p，q，并初始值赋0；设定阈值初始值f_error→∞；

步骤4.3、将k₀[p]，g₀[p][q]代入目标函数，求出此时f_obj的值；

步骤4.4、若f_obj不大于f_error，令f_error等于f_obj，k₁等于k₀[p]，g₁等于g₀[p][q]，否则直接进入步骤4.5；

步骤4.5、令q＝q+1；若此时q值不大于j值，则返回步骤4.3，否则进入步骤4.6；

步骤4.6、令p＝p+1，若此时p值不大于i值，则返回步骤4.3，否则进入步骤4.7；.

步骤4.7、输出此时的f_error、k₁、g₁值。

步骤5、确定最终的k值和g值；并求解出对应的谐振回路参数。具体的求解步骤如下：

步骤5.1、采用步骤4同样的方法，得到功率反向传输时使目标函数最优的k₂和g₂值；

步骤5.2、根据所获得的k₁，g₁，k₂，g₂，确定最终的k和g值，

由于k值增大可以降低损耗，g值提现谐振电容的不平衡度，折中选择的方式有利于功率双向传输时增益对称性，其选择方式如下：

k＝max(k₁，k₂) g＝(g₁+g₂)/2

步骤5.3、根据所获得的k和g值，通过以下公式求取对应的谐振回路参数：

其中，

Claims (6)

1.一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，其特征在于，具体操作步骤如下：

步骤1、通过分析CLLC型高频谐振变换器的变压器结构，建立其等效电路模型；

步骤2、以功率由高压级传向低压级作为功率传输的正方向，确定功率正向传输时的增益表达式；

步骤3、根据增益需求表达式，确定满足增益条件下的k值和g值的集合；

步骤4、定义目标函数，通过遍历的算法求取使目标函数最优的k₁值和g₁值；

步骤5、采用步骤4同样的方法，得到功率反向传输时使目标函数最优的k₂和g₂值，进而确定最终的k值和g值；并求解出对应的谐振回路参数。

2.根据权利要求1所述的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，其特征在于，步骤1具体为：

通过分析CLLC型高频谐振变换器的变压器结构，建立其等效电路模型，定义如下参数：

式中，ω_s为开关角频率，L_r1为原边谐振电感，C_r1为原边谐振电容，L_m1为正向功率传输时等效变压器励磁电感，L_r2为副边谐振电感，C_r1为副边谐振电容，L_m2为反向功率传输时等效变压器励磁电感，n为变压器变比，R_H为正向功率传输时等效电阻，R_L为反向功率传输时等效电阻，ω_r1为原边工作角频率，ω_r2为副边工作角频率。

3.根据权利要求2所述的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，其特征在于，步骤2具体为

步骤2.1、以稳定高压级H桥模块的直流侧电压和低压级三相逆变器的直流侧电压为目标得到期望的增益表达式如下式：

M∈[M_min,M_max]当Q₁∈[0,Q_1max] (1)

其中，增益表达式为

式中：

当功率反向传输时，仅需将ω_*1,Q₁,g替换为ω_*2,Q₂,1/g；

步骤2.2、确定ω_*1的取值范围，其具体方法如下：

假设已知谐振参数的变化范围为：

式中 分别代表电感实际值和电容实际值，ζ％代表电感的波动范围、ξ％代表电容的波动范围，

根据式(6)和(7)可以得到ω_*1的变化范围:

ω_*1∈[ω_*1min,ω_*1max] (8)

其中，

由上式我们可以看出，根据k和g值可以得到ω_*1min，ω_*1max的值；

步骤2.3、确定Q₁的取值范围，具体方法如下：

根据设计需要以及增益需要满足的表达式，可以得到

为了使式(12)和(13)在Q₁∈[0,Q_1R]和ω_*∈[ω_*min,ω_*max]始终成立，需要满足,当

将(5)代入(14)，可以得到:

0＜Q₁≤Q_1R当ω_*∈[ω_*1min,ω_*1max] (15)

由上式可得，根据k和g值可以得到Q_1R的值。

4.根据权利要求3所述的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，其特征在于，步骤3具体为

步骤3.1、定义变量i，j且其初始值赋0；定义数组k₀[x],g₀[x][y]；x，y代表数组长度；定义δ为k，g的初始值；g_max和k_max分别代表g值和k值允许的最大值；根据处理器的运算能力设置δ_k和δ_g分别为k值和g值的增值步长；

步骤3.2、根据k值和g值求取ω_*1，Q₁的范围；

步骤3.3、根据k值、g值、ω_*1以及Q₁计算期望增益；当满足期望增益的表达式时，则将此时的k值赋给k₀[i]，将g值赋给g₀[i][j]，并使j＝j+1，否则直接进入步骤3.4；

步骤3.4、令g＝g+δ_g并判断此时g值大小，若g值不大于g_max，则重新返回步骤3.2，否则进入步骤3.5；

步骤3.5、令k＝k+δ_k并判断此时k值大小，若k值不大于k_max，则使i＝i+1，并重新返回步骤3.2；

通过上述步骤，通过遍历的方法获得满足期望增益表达式的所有k值和g值集合k₀[i],g₀[i][j]。

5.根据权利要求4所述的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，其特征在于，步骤4具体为

步骤4.1、定义目标函数f_obj如下：

步骤4.2、定义变量p，q，并初始值赋0；设定阈值初始值f_error→∞；

步骤4.3、将k₀[p],g₀[p][q]代入目标函数，求出此时f_obj的值；

步骤4.4、若f_obj小于f_error，令f_error等于f_obj，k₁等于k₀[p]，g₁等于g₀[p][q]，否则直接进入步骤4.5；

步骤4.5、令q＝q+1；若此时q值不大于j值，则返回步骤4.3，否则进入步骤4.6；

步骤4.6、令p＝p+1，若此时p值不大于i值，则返回步骤4.3，否则进入步骤4.7；.

步骤4.7、输出此时的f_error、k₁、g₁值。

6.根据权利要求5所述的一种实现大功率电力电子变压器自然均压的参数设计方法，其特征在于，步骤5具体为

步骤5.1、采用步骤4同样的方法，得到功率反向传输时使目标函数最优的k₂和g₂值；

步骤5.2、根据所获得的k₁，g₁，k₂，g₂，确定最终的k和g值，

由于k值增大可以降低损耗，g值提现谐振电容的不平衡度，折中选择的方式有利于功率双向传输时增益对称性，其选择方式如下：

k＝max(k₁，k₂) g＝(g₁+g₂)/2

步骤5.3、根据所获得的k和g值，通过以下公式求取对应的谐振回路参数：

其中，