CN102355152A - 浮动电容混合三电平dc-ac逆变器及其控制方法 - Google Patents

浮动电容混合三电平dc-ac逆变器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种浮动电容混合三电平DC-AC逆变器及其控制方法。逆变器包括一个桥路，在该桥路左半桥设有串联的第一、二、三、四开关器件，在该桥路右半桥设有串联的第五、第六开关器件，在所述的第一开关器件S1和第二开关器件S2的串联点到第三开关器件S3和第四开关器件S4的串联点之间接有一个浮动均压电容CBLK，其桥路输出端上接有输出变压器T1。其控制方法采用载波180°错相控制，可输出倍频的SPWM信号，因此，在满足输出谐波质量的条件下，可降低开关频率，从而降低电路损耗。

Description

浮动电容混合三电平DC-AC逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种三电平DC-AC逆变器，尤其涉及一种浮动电容混合三电平DC-AC逆变器及其控制方法，它主要应用于开关电源、光伏并网装置等。
背景技术
近年来，三电平变换现已成为DC-AC逆变器应用的热点，主要是因为它相对于两电平变换而言，每个桥臂上开关器件的电压应力为直流侧输入电压的一半，使开关器件的耐压可降低一半，从而降低开关器件的损耗，同时，在相同载波频率下，三电平逆变器件线电压的谐波成份较两电平逆变器要小得多，因此，在相同输出波形质量的要求下，三电平换变可获得比两电平换变更低的开关频率。在三电平逆变器的设计中，开关频率和开关损耗是一对矛盾，提高开关频率，可以获得较高的载波频率，从而可得到较好的输出波形质量(载波频率越高，越容易滤除，从而获得较好的工频正弦波波形)，但是，提高开关频率又会带来较大开关损耗，使逆变器的传输效率降低，特别是当逆变器用于光伏并网装置时，降低逆变器损耗、提高其传输效率显得尤为重要，因此，怎样在输出波形谐波质量达标的条件下使逆变器的损耗降到最低是人们一直追求的目标。
发明内容
本发明的目的是针对已有技术中的问题，提供一种浮动电容混合三电平DC-AC逆变器及其控制方法，使其在输出波形谐波质量达标的条件下尽量降低开关器件的损耗，从而获得较高的传输效率。
为实现上述目的，本发明的电路拓扑是这样实现的：
它包括一个桥路，在该桥路左半桥的上桥臂上设有第一开关器件及其反向并联二极管和第二开关器件及其反向并联二极管，在该桥路左半桥的下桥臂上设有第三开关器件及其反向并联二极管和第四开关器件及其反向并联二极管，在该桥路右半桥的上桥臂上设有第五开关器件及其反向并联二极管，在该桥路右半桥的下桥臂上设有第六开关器件及其反向并联二极管，在所述的第一开关器件和第二开关器件的串联点和第三开关器件和第四开关器件的串联点之间接有一个浮动均压电容，所述左半桥与右半桥的上、下并联点为直流电压Uin的输入端，所述左半桥上桥臂与下桥臂的连接点与右半桥上桥臂与下桥臂的连接点之间为逆变输出端，并在该输出端上接有输出变压器。
本电路拓扑进一步的改进如下：
所述的第五、第六开关器件采用IGBT，所述的第一至第四开关器件采用低压开关器件。
本发明控制方法步骤如下：
1、以第一、第二和第六开关器件为第一工作组合，用于输出工频上半周正弦脉宽调制信号：
1.1以等幅三角波作载波信号，将工频正弦波的上半周信号与载波信号在时间轴上相遇，并令工频正弦波上半周信号的零点与载波信号的三角峰点处于同相位，再将所述工频正弦波上半周信号与载波信号比较，其中工频正弦波上半周信号的幅值＞载波信号幅值的时区为第一开关器件的导通时区，反之为第一开关器件关断时区，从而得到第一开关器件的脉宽调制控制信号；
1.2将1.1步得到的载波信号作180°移相后得到反向载波信号，再将工频正弦波的上半周信号与所述反向载波信号在时间轴上相遇，并令工频正弦波上半周信号的零点与反向载波信号的零点处于同相位，再将所述工频正弦波上半周信号与反向载波信号比较，其中工频正弦波上半周信号的幅值＞反向载波信号幅值的时区为第二开关器件的导通时区，反之为第二开关器件的关断时区，从而得到第二开关器件的脉宽调制控制信号；
1.3按照1.1、1.2步得到的第一、第二脉宽调制控制信号分别控制第一、二开关器件在工频正弦波上半周期内导通与关断，并同时控制第六开关在工频正弦上半周期内常态导通，则输出端输出工频上半周正弦脉宽调制信号，在这一过程中，当第一、第六开关器件处于同时导通状态和第二、第六开关器件处于同时导通状态时，输出端均输出Uin/2电平，当第一、第二、第六开关处于同时导通状态时，输出端输出Uin电平，当第一、第二开关器件处于同时关断时，输出端输出零电平；
2将第三、第四和第五开关器件为第二工作组合，用于输出工频下半周正弦脉宽调制信号：
2.1以负向等幅三角波作负载波信号，将工频正弦波的下半周信号与负载波信号在时间轴上相遇，并令正弦波下半周信号的π点与负载波信号三角峰点处于同相位，再将所述工频正弦波下半周信号与负载波信号比较，其中工频正弦波下半周信号的幅值＜负载波信号幅值的时区为第三开关器件的导通时区，反之为第三开关器件关断时区，从而得到第三开关器件的脉宽调制控制信号；
2.2将所述的负载波信号180°移相后得到反向负载波信号，再将工频正弦波下半周信号与反向负载波信号在时间轴上相遇，并令工频正弦波下半周信号的π点与负载波信号零点处于同相位，然后将所述工频正弦波下半周信号与反向负载波信号比较，其中工频正弦波下半周信号的幅值＜反向负载波信号幅值的时区为第四开关器件的导通时区，反之为第四开关器件的关断时区，从而得到第四开关器件的脉宽调制控制信号；
2.3、按照(2.1)、(2.2)步得到的第三、第四开关器件的脉宽调制控制信号分别控制第三、四开关器件在工频正弦波下半周期内导通与关断，并同时控制第五开关在工频正弦波下半周期内常态导通，则输出端输出下半周工频正弦脉宽调制信号，在这一过程中，当第三、第五开关器件处于同时导通状态和第四、第五开关器件处于同时导通状态时，输出端均输出-Uin/2电平，当第三、第四、第五开关处于同时导通时，输出端输出-Uin电平，当第三、第四开关器件处于同时关断时，输出端输出零电平。
本发明的特点如下：
一、本发明通过左半桥与右半桥上开关器件的分组组合输出一个三电平正弦脉宽调制信号，在工作过程中，右半桥的开关每个工频周期内只开关一次，开关频率低，使开关损耗降低，由于IGBT的通态损耗很低，因此，本发明右半桥上的第五、第六开关采用IGBT，可进一步降低这两个开关器件的总损耗。
二、由于左半桥上设有四个串联的开关器件，使各开关器件的耐压比设置两个串联开关器件降低了一半，因此，它们均可采用低电压开关器件，使开关的开关损耗和通态损耗进一步降低。
三、本发明采用了180°错相控制方法产生SPWM信号，即用180°移相的载波信号和负载波信号分别形成第二开关器件和第四开关器件的脉宽调制控制信号，使第二开关器件比第一开关器件的导通时间滞后180°，也使第四开关器件比第三开关器件的导通时间滞后180°，从而使输出信号的等效开关频率提高了一倍，如果输出波形的谐波要求一定的情况下，则开关频率可降低一半，使开关器件的损耗又可降低一半。
四、本发明输出波形为三电平输出，相对于两电平逆变电路而言，在相同输出波形的谐波要求下，其开关频率可进一步降低一半，使开关器件的损耗又进一步降低一半。
附图说明
图1是本发明的电路原理图。
图2是本逆变器控制输出Uin/k电平时的电流流向图。
图3是本逆变器控制输出Uin/2k电平时的电流流向图。
图4是本逆变器控制输出Uin/2k电平时的电流流向图。
图5是本逆变器控制输出-Uin/2k电平时的电流流向图。
图6是本逆变器控制输出-Uin/2k电平时的电流流向图。
图7是本逆变器控制输出-Uin/k电平时的电流流向图。
图8是本逆变器逆变输出工频正弦波的波形示意图。
图9是三角载波与工频正弦波上半周在时间轴上相遇的时序示意图。
图10是180°反向三角载波与工频正弦波上半周在时间轴上相遇的时序示意图。
图11是第一、第二和第六开关器件的控制信号时序图。
图12是本变逆器逆变输出SPWM信号的波形示意图。
图13是本变逆器输出0～Uin/2电平时第一工作组合开关的控制时序和输出波形示意图。
图14是本变逆器输出0～Uin电平时第一工作组合开关的控制时序和输出波形示意图。
具体实施方式
下面给合附图详细说明本发明的电路结构及其工作原理。
参见图1，它包括一个桥路，在该桥路左半桥的上桥臂上设有第一开关器件S1及其反向并联二极管D1和第二开关器件S2及其反向并联二极管D2，在该桥路左半桥的下桥臂上设有第三开关器件S3及其反向并联二极管D3和第四开关器件S4及其反向并联二极管D4，在该桥路右半桥的上桥臂上设有第五开关器件S5及其反向并联二极管D5，在该桥路右半桥的下桥臂上设有第六开关器件S6及其反向并联二极管D6，在所述的第一开关器件S1和第二开关器件S2的串联点2和第三开关器件S3和第四开关器件S4的串联点4之间接有一个浮动均压电容CBLK，所述左半桥与右半桥的上、下并联点1、5为直流输入电压Uin的输入端，所述左半桥上桥臂与下桥臂的连接点3与右半桥上桥臂与下桥臂的连接点6之间为逆变输出端，在该逆变输出端上接有输出变压器T1。
参见图2，当第一、第二和第六开关器件S1、S2、S6导通时，输入电流按照图2中粗黑线标示的路径和箭头方向从输入端正极流向负极而形成回路，这时，输出变压器T1原边绕组两端承受的电压为Uin，其副边输出Uin/k电平，其中k为输出变压器T1的变比。
参见图3，当第一、第六开关器件S1、S6导通时，第三开关器件S3的反向并联二极管D3也处于导通状态，这时，输入电流按照图3中粗黑线标示的路径和箭头方向从输入端正极流向负极而形成回路，在这一过程中，浮动均压电容CBLK充电，充电饱和电压为Uin/2，此时，输出变压器T1原边绕组两端承受的电压为Uin/2，其副边输出Uin/2k电平。
参见图4，当第二、第六开关器件S2、S6导通时，第四开关器件S4的反向并联二极管D4也处于导通状态，这时，浮动均压电容CBLK按照图4中粗黑线标示的路径和箭头方向形成回路而放电，此时，输出变压器T1原边绕组两端承受的电压为Uin/2，其副边输出Uin/2k电平。
在上述图2、3的工作过程中，为了使浮动均压电容CBLK的充电和放电电压保持平衡，必须保证浮动均压电容的充电和放电时间对称，即控制第一、第二开关器件S1、S2的导通时间相等，就可使浮动均压电容的充电和放电时间相同，从而使输出变压器T1原边绕组所承受的充电电压和放电电压均等于Uin/2。
参见图5，当第四、第五开关器件S4、S5导通时，第二开关器件S2的反向并联二极管D2也处于导通状态，这时，输入电流按照图5中粗黑线标示的路径和箭头方向从输入端正极流向负极而形成回路，在这一过程中，浮动均压电容CBLK充电，充电饱和电压为Uin/2，则输出变压器T1原边绕组两端承受的电压为-Uin/2，其副边输出-Uin/2k电平。
参见图6，当第三、第五开关器件S3、S5导通时，第一开关器件S1的反向并联二极管D1也处于导通状态，这时，浮动均压电容CBLK按照图6中粗黑线标示的路径和箭头方向形成回路而放电，此时，输出变压器T1原边绕组两端承受的电压为-Uin/2，其副边输出-Uin/2k电平。
同理，在上述图5、6的工作过程中，需使第三、第四开关器件S3、S4的导通时间相同，从而保证浮动均压电容CBLK的充电电压和放电电压相等。
参见图7，当第三、第四和第五开关器件S3、S4、S5导通时，输入电流按照图5中粗黑线标示的路径和箭头方向从输入端正极流向负极而形成回路，这时，输出变压器T1原边绕组两端承受的电压为-Uin，其副边输出-Uin/k电平。
再参见图1，当左半桥上的第一至第四开关器件S1～S4处于关断时，输出变压器T1输出零电平。
参见图8，根据图中的时序将图1～7中的控制模式进行组合，即可输出图中所示的三电平工频正弦逆变输出信号。
通过上述工作过程可以看出，本逆变器完成了三电平工频正弦波的变换，但是图8给出输出信号的载波频率较低，波形输出质量不够高。因此，本发明采用如下控制方法输出一个倍频的正弦脉宽调制波(简称SPWM)，以提高输出电压的质量或降低开关频率。具体控制方法如下：
1、参见图1，以第一、第二和第六开关器件S1、S2、S6为第一工作组合，用于输出上半周工频正弦脉宽调制信号：
1.1、参见图9，以等幅三角波uC1作载波信号，将工频正弦波ur的上半周信号(0～π)与载波信号uC1在时间轴上相遇，并令工频正弦波ur上半周信号的零点与载波信号uC1的三角峰点处于同相位，再将所述工频正弦波上半周信号与载波信号比较，工频正弦波ur上半周信号的幅值＞载波信号uC1幅值的时区为第一开关器件S1的导通时区，反之为第一开关器件S1关断时区，从而得到第一开关器件S1的脉宽调制控制信号S1’，如图11所示；
1.2参见图10，将1.1步的载波信号uC1作180°的移相后得到反向载波信号uC2，再将工频正弦波ur的上半周信号与所述反向载波信号uC2在时间轴上相遇，并令工频正弦波上半周信号的零点与反向载波信号uC2的零点处于同相位，再将所述工频正弦波上半周信号与反向载波信号比较，其中工频正弦波ur上半周信号的幅值＞反向载波信号uC2幅值的时区为第二开关器件S2的导通时区，反之第二开关器件S2关断时区，从而得到第二开关器件S2的脉宽调制控制信号S2’，如图11所示；
1.3、参见图11，按照所述脉宽调制控制信号S1’、S2’分别控制第一、二开关器件S1、S2在工频正弦上半周期内导通与关断，并同时控制第六开关S6在工频上半周期内常态导通，则输出端输出工频上半周正弦脉宽调制信号，如图12中0～π的波形；在这一过程中，当第一、第六开关器件S1、S6处于同时导通状态和第二、第六开关器件S2、S6处于同时导通状态时，输出端均输出Uin/2电平，当第一、第二开关器件S1、S2处于同时关断时，输出端输出零电平，其输出波形如图13中Uout所示；同时，当第一、第二、第六开关器件S1、S2、S6处于同时导通状态时，输出端输出Uin电平，当第一、第六开关器件S1、S6处于同时导通状态和第二、第六开关器件S2、S6处于同时导通状态时，输出端均输出Uin/2电平，其输出波形如图14中Uout所示。从图13、14中可以看出，采用上述180°的错相控制，即第二开关器件比第一开关器件的导通信号滞后180°，第四开关器件比第三开关器件的导通信号滞后180°，可使输出端输出倍频的SPWM信号。如果在没有采用错相控制时，其输出信号的谐波质量已经达标，这就意味着采用错相控制后，其开关器件的频率可以降低一半，从而进一步降低开关器件的损耗。这正是本控制方法的特点所在。
2、再参见图1，将第三、第四和第五开关器件S3、S4、S5为第二工作组合，用于输出下半周正弦脉宽调制信号：
2.1同理，以负向等幅三角波作负载波信号(即将图9中的载波uC1以时间轴t为轴向下翻转即可得到负载波信号)，然后将工频正弦波ur的下半周信号(π～2π)与负载波信号在时间轴上相遇，并令工频正弦波下半周信号的π点与负载波信号三角峰点处于同相位，再将所述工频正弦波下半周信号与负载波信号比较，工频正弦波下半周信号的幅值＜负载波信号幅值的时区为第三开关器件S3的导通时区，反之为第三开关器件S3关断时区，从而得到第三开关器件S3的脉宽调制控制信号；
2.2将所述负载波信号180°移相后得到反向负载波信号，再将工频正弦波的下半周信号与反向负载波信号在时间轴上相遇，并令工频正弦波下半周信号的π点与负载波信号的零点处于同相位，然后将所述工频正弦波下半周信号与反向负载波信号比较，其中工频正弦波下半周信号的幅值＜反向负载波信号幅值的时区为第四开关器件S4的导通时区，反之为第四开关器件S4关断时区，从而得到第四开关器件S4的脉宽调制控制信号；
2.3、按照2.1、2.2步得到的第三、第四开关器件的脉宽调制控制信号分别控制第三、四开关器件S3、S4在工频正弦下半周期内导通与关断，并同时控制第五开关S5在工频正弦波下半周期内常态导通，则输出端输出下半周正弦脉宽调制信号，如图12中π～2π波形，在这一过程中，当第三、第五开关器件S3、S5处于同时导通状态和第四、第五开关器件S4、S5处于同时导通状态时，输出端均输出-Uin/2电平，当第三、第四开关器件S3、S4处于同时关断时，输出端输出零电平；同时，当第三、第四、第五开关S3、S4、S5处于同时导通时，输出端输出-Uin电平。
通过上述控制可以看出，在一个工频周期内，所述的第五、第六开关器件S5、S6只开关一次，其导通时间为半个工频周期，因此，它以采用IGBT为宜，由于IGBT的耐压高，通态耗损低，故采用IGBT可提高整个电路的耐压性能和降低通状损耗，而第一至第四开关器件S1、S2、S3、S4由于是四个串联器件，故它们的耐压比两个器件串联低一倍，因此，它们可采用低压开关器件，从而使开关的开关损耗和通态损耗均得到降低。

Claims (3)

1.一种浮动电容混合三电平DC-AC逆变器，其特征是：它包括一个桥路，在该桥路左半桥的上桥臂上设有第一开关器件(S1)及其反向并联二极管(D1)和第二开关器件(S2)及其反向并联二极管(D2)，在该桥路左半桥的下桥臂上设有第三开关器件(S3)及其反向并联二极管(D3)和第四开关器件(S4)及其反向并联二极管(D4)，在该桥路右半桥的上桥臂上设有第五开关器件(S5)及其反向并联二极管(D5)，在该桥路右半桥的下桥臂上设有第六开关器件(S6)及其反向并联二极管(D6)，在所述的第一开关器件(S1)和第二开关器件(S2)的串联点(2)和第三开关器件(S3)和第四开关器件(S4)的串联点(4)之间接有一个浮动均压电容(CBLK)，所述左半桥与右半桥的上、下并联点(1、5)为直流电压Uin的输入端，所述左半桥上桥臂与下桥臂的连接点(3)与右半桥上桥臂与下桥臂的连接点(6)之间为逆变输出端，并在该输出端上接有输出变压器(T1)。
2.根据权利要求1所述的浮动电容混合三电平DC-AC逆变器，其特征是：所述的第五、第六开关器件(S5、S6)采用IGBT，所述的第一至第四开关器件(S1、S2、S3、S4)采用低压开关器件。
3.一种用于权利要求1所述三电平DC-AC逆变器的三电平逆变控制方法，其步骤如下：
(1)以第一、第二和第六开关器件(S1、S2、S6)为第一工作组合，用于输出工频上半周正弦脉宽调制信号：
(1.1)以等幅三角波(uC1)作载波信号，将工频正弦波(ur)的上半周信号与载波信号(uC1)在时间轴上相遇，并令工频正弦波(ur)上半周信号的零点与载波信号(uC1)的三角峰点处于同相位，再将所述工频正弦波上半周信号与载波信号比较，其中工频正弦波(ur)上半周信号的幅值＞载波信号(uC1)幅值的时区为第一开关器件(S1)的导通时区，反之为第一开关器件(S1)关断时区，从而得到第一开关器件(S1)的脉宽调制控制信号(S1’)；
(1.2)将(1.1)步得到的载波信号uC1作180°移相后得到反向载波信号(UC2)，再将工频正弦波(ur)的上半周信号与所述反向载波信号(uC2)在时间轴上相遇，并令工频正弦波上半周信号的零点与反向载波信号(uC2)的零点处于同相位，再将所述工频正弦波上半周信号与反向载波信号比较，其中工频正弦波(ur)上半周信号的幅值＞反向载波信号(UC2)幅值的时区为第二开关器件(S2)的导通时区，反之为第二开关器件(S2)的关断时区，从而得到第二开关器件(S2)的脉宽调制控制信号(S2’)；
(1.3)按照(1.1)、(1.2)步所得的脉宽调制控制信号(S1’、S2’)分别控制第一、二开关器件(S1、S2)在工频正弦波上半周期内导通与关断，并同时控制第六开关(S6)在工频正弦上半周期内常态导通，则输出端输出工频上半周正弦脉宽调制信号，在这一过程中，当第一、第六开关器件(S1、S6)处于同时导通状态和第二、第六开关器件(S2、S6)处于同时导通状态时，输出端均输出Uin/2电平，当第一、第二、第六开关(S1、S2、S6)处于同时导通状态时，输出端输出Uin电平，当第一、第二开关器件(S1、S2)处于同时关断时，输出端输出零电平；
(2)将第三、第四和第五开关器件(S3、S4、S5)为第二工作组合，用于输出工频下半周正弦脉宽调制信号：
(2.1)以负向等幅三角波作负载波信号，将工频正弦波(ur)的下半周信号与负载波信号在时间轴上相遇，并令正弦波下半周信号的π点与负载波信号三角峰点处于同相位，再将所述工频正弦波下半周信号与负载波信号比较，其中工频正弦波下半周信号的幅值＜负载波信号幅值的时区为第三开关器件(S3)的导通时区，反之为第三开关器件(S3)关断时区，从而得到第三开关器件(S3)的脉宽调制控制信号；
(2.2)将所述的负载波信号180°移相后得到反向负载波信号，再将工频正弦波下半周信号与反向负载波信号在时间轴上相遇，并令工频正弦波下半周信号的π点与负载波信号零点处于同相位，然后将所述工频正弦波下半周信号与反向负载波信号比较，其中工频正弦波下半周信号的幅值＜反向负载波信号幅值的时区为第四开关器件(S4)的导通时区，反之为第四开关器件(S4)的关断时区，从而得到第四开关器件(S4)的脉宽调制控制信号；
(2.3)、按照(2.1)、(2.2)步得到的第三、第四开关器件的脉宽调制控制信号分别控制第三、四开关器件(S3、S4)在工频正弦波下半周期内导通与关断，并同时控制第五开关(S5)在工频正弦波下半周期内常态导通，则输出端输出下半周工频正弦脉宽调制信号，在这一过程中，当第三、第五开关器件(S3、S5)处于同时导通状态和第四、第五开关器件(S4、S5)处于同时导通状态时，输出端均输出-Uin/2电平，当第三、第四、第五开关(S3、S4、S5)处于同时导通时，输出端输出-Uin电平，当第三、第四开关器件(S3、S4)处于同时关断时，输出端输出零电平。
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Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103236796A (zh) * 2013-04-19 2013-08-07 华为技术有限公司 一种逆变器和控制逆变器的方法
CN103312203A (zh) * 2012-03-12 2013-09-18 丰郅(上海)新能源科技有限公司 一种高效率逆变器拓扑
CN104052320A (zh) * 2014-06-17 2014-09-17 华为技术有限公司 一种pwm调制方法及装置
CN109120171A (zh) * 2017-06-22 2019-01-01 丰郅(上海)新能源科技有限公司 由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统
CN109120173A (zh) * 2017-06-22 2019-01-01 丰郅(上海)新能源科技有限公司 多电平逆变器拓扑结构
CN109120172A (zh) * 2017-06-22 2019-01-01 丰郅(上海)新能源科技有限公司 在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法
CN109245581A (zh) * 2014-03-26 2019-01-18 太阳能安吉科技有限公司 多电平逆变器
WO2020182114A1 (en) * 2019-03-11 2020-09-17 Versitech Ltd. Ac-to-dc and dc-to-ac power conversion
CN112737378A (zh) * 2021-01-06 2021-04-30 湖南大学 级联h桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法
US11063528B2 (en) 2013-03-14 2021-07-13 Solaredge Technologies Ltd. Generating an alternating-current voltage with a high frequency multi-level inverter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08182342A (ja) * 1994-12-21 1996-07-12 Hitachi Ltd 電力変換器
CN1336715A (zh) * 2001-09-07 2002-02-20 南京航空航天大学 零电压零电流开关混合全桥型三电平直流变换器
CN101018017A (zh) * 2007-01-15 2007-08-15 南京航空航天大学 混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08182342A (ja) * 1994-12-21 1996-07-12 Hitachi Ltd 電力変換器
CN1336715A (zh) * 2001-09-07 2002-02-20 南京航空航天大学 零电压零电流开关混合全桥型三电平直流变换器
CN101018017A (zh) * 2007-01-15 2007-08-15 南京航空航天大学 混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
《中国电机工程学报》 20050115 王学华等 "SPWM控制单相三电平逆变器" 73-76页 1-3 第25卷, 第1期 *
王学华等: ""SPWM控制单相三电平逆变器"", 《中国电机工程学报》 *

Cited By (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103312203A (zh) * 2012-03-12 2013-09-18 丰郅(上海)新能源科技有限公司 一种高效率逆变器拓扑
US11063528B2 (en) 2013-03-14 2021-07-13 Solaredge Technologies Ltd. Generating an alternating-current voltage with a high frequency multi-level inverter
US11742777B2 (en) 2013-03-14 2023-08-29 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
US11545912B2 (en) 2013-03-14 2023-01-03 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
CN103236796B (zh) * 2013-04-19 2015-09-09 华为技术有限公司 一种逆变器和控制逆变器的方法
CN103236796A (zh) * 2013-04-19 2013-08-07 华为技术有限公司 一种逆变器和控制逆变器的方法
CN109245581B (zh) * 2014-03-26 2021-12-10 太阳能安吉科技有限公司 多电平逆变器
US10886832B2 (en) 2014-03-26 2021-01-05 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
CN109245581A (zh) * 2014-03-26 2019-01-18 太阳能安吉科技有限公司 多电平逆变器
US10680505B2 (en) 2014-03-26 2020-06-09 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
US10680506B2 (en) 2014-03-26 2020-06-09 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
US10700588B2 (en) 2014-03-26 2020-06-30 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
US11855552B2 (en) 2014-03-26 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
CN109245581B9 (zh) * 2014-03-26 2022-01-07 太阳能安吉科技有限公司 多电平逆变器
US10886831B2 (en) 2014-03-26 2021-01-05 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
CN114244168A (zh) * 2014-03-26 2022-03-25 太阳能安吉科技有限公司 多电平逆变器
US11632058B2 (en) 2014-03-26 2023-04-18 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
US11296590B2 (en) 2014-03-26 2022-04-05 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter
CN104052320B (zh) * 2014-06-17 2017-02-22 华为技术有限公司 一种pwm调制方法及装置
CN104052320A (zh) * 2014-06-17 2014-09-17 华为技术有限公司 一种pwm调制方法及装置
CN109120173B (zh) * 2017-06-22 2021-07-02 丰郅(上海)新能源科技有限公司 多电平逆变器拓扑结构
CN109120171A (zh) * 2017-06-22 2019-01-01 丰郅(上海)新能源科技有限公司 由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统
CN109120171B (zh) * 2017-06-22 2021-10-29 丰郅(上海)新能源科技有限公司 由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统
CN109120173A (zh) * 2017-06-22 2019-01-01 丰郅(上海)新能源科技有限公司 多电平逆变器拓扑结构
CN109120172A (zh) * 2017-06-22 2019-01-01 丰郅(上海)新能源科技有限公司 在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法
CN109120172B (zh) * 2017-06-22 2021-07-02 丰郅(上海)新能源科技有限公司 在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法
CN113544965A (zh) * 2019-03-11 2021-10-22 港大科桥有限公司 Ac至dc和dc至ac功率转换
WO2020182114A1 (en) * 2019-03-11 2020-09-17 Versitech Ltd. Ac-to-dc and dc-to-ac power conversion
CN113544965B (zh) * 2019-03-11 2024-03-26 港大科桥有限公司 Ac至dc和dc至ac功率转换
CN112737378A (zh) * 2021-01-06 2021-04-30 湖南大学 级联h桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法

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