CN109120172A - 在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法 - Google Patents

Abstract

本发明主要涉及在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，将多电平逆变器相对于第一电位产生的第一脉动电压加载在负载上，将多电平逆变器相对于第二电位产生的第二脉动电压加载在负载上。使得：加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压。并且交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期。

Description

在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法

技术领域

本发明主要涉及到逆变器技术领域，确切的说，是在涉及到含有多电平逆变电路中实现将脉动电压衔接成交流电的方法和对应的逆变方案。

背景技术

电力电子技术自二十世纪五十年代诞生以来经过近半个世纪的飞速发展，至今已被广泛应用于需要电能变换的各个领域，而随着近些年来化工能源的枯竭和对环境的污染变得愈来愈严重，光伏发电领域的能源变换也越来越多的采用到逆变系统。在低压小功率的用电领域，电力电子技术己渐趋成熟，高功率密度、高效率和高性能变成主流，而在高压大功率的工业和输配电技术正成为当今电力电子技术的研究重点。业界总是希望电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和容量等级。例如电力系统中的高压直流输电，以静止同步补偿器和有源电力滤波器等为代表的柔性交流输电技术，和以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置等；再者，为了满足输出电压谐波含量的要求，又希望这些大功率电力电子装置能工作在高开关频率下，并且尽量减少电磁干扰问题。电力电子器件是电力电子装置的核心，在过去的几十年里，电力电子器件经历了晶闸管、可关断晶闸管、双极型大功率晶体管和场效应控制器件几个阶段。近些年来，各种新型功率器件，集成门极换向晶闸管IGCT和注入增强栅晶体管IEGT等又纷纷出现。

多种高压大功率变换的解决思路和方法归纳起来大致可分为以下几大类：第一、功率器件的串并联技术，这是一种最简单和直接的方案，可以用较小功率的开关器件实现大功率变换，将器件串联以承受高压，将器件并联以承受大电流，这个看似简单的方法，由于功率器件参数的离散性，需要复杂的动、静态均压电路以及均衡电流电路。均压电路会导致系统控制复杂，损耗增加；而器件均流，对于大部分具有负温度系数的功率器件来说是相当困难的事情。同时，对于器件串并联，驱动电路的要求也大大提高，要求延迟时间接近并尽量短。在关断过程中，由于恢复性能的差异，数量众多的吸收电路也是必不可少的但降低了系统的可靠性，并且这一方案对输出电压谐波改善没有任何贡献，因而应用范围受到了一定的局限。第二、逆变器并联技术是将多个小容量的逆变器并联运行，并联逆变器的数目可以根据系统需要的容量来确定。这种方法的主要优点是：易于实现逆变器模块化也可以灵活扩大逆变系统的容量；易于组成N+1个并联冗余系统，提高运行的可靠性和系统的可维护性。逆变器并联技术的难点在于需要从控制电路上解决电压同步、稳态和动态均流、N+1冗余与热切换三大技术。第三、多重转换技术为了用小容量的功率器件实现大容量的功率变换，还可利用多重技术。所谓的多重技术，就是以多个小功率逆变器在其输入或/和输出端通过变压器串联或并联，逆变器以相同频率不同相位工作，从而达到系统的高功率运行和输入、输出谐波改善的目的。多重技术既可应用于单相电路又可应用于三相电路。多重技术的主要不足之处在于：需要特殊设计的输入输出变压器，它不仅增加了系统的成本，降低了系统的效率，而且当逆变器的数目增多时，变压器的设计将非常困难。第四、组合逆变器相移SPWM技术，基本思想是：在一个由N级模块组成的系统中，所有模块采用相同的调制波，但相邻模块的三角载波相位差异化。这一相位差使得各模块所产生的SPWM脉冲在相位上错开，各模块最终迭加输出的SPWM波形的等效开关频率提高到原来的若干倍，在不提高开关频率的条件下大大减小输出谐波。从广义上来说，相移SPWM组合逆变器，也是一种多重技术。而不同于上面所谓的输出电压多重化，这里采用的是三角载波的多重化，简化了输出变压器的设计。相移SPWM组合逆变器的优点为：采用开关频率较低的大功率开关器件，实现等效的高开关频率输出，开关损耗低，输出谐波含量小，减小输出滤波元件的尺寸和容量，简化了变压器的设计。缺点是仍然需要工频变压器，增加了损耗和成本，没有减小功率器件的电压应力。第五、多电平逆变器技术多电平逆变器技术是一种通过改进逆变器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型逆变器，它无需升降压变压器和均压电路。由于输出电压电平数的增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力较小。

多电平逆变器技术已成为电力电子学中以高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域。多电平逆变器成为高压大功率变换研究的热点，是因为它具有以下优点：每个功率器件仅承受1/（N-1）的母线电压，N为电平数，所以可以用低耐压的器件实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变；较低的开关频率获得和高开关频率下两电平逆变器相同的输出电压波形，因而开关损耗小和效率高；无需输出变压器，大大地减小了系统的体积和损耗；降低输入电流的谐波，减小了对环境的污染；用于三相感应电机驱动时，可以较高程度的减小或消除中性点电平波动；安全性更高，母线短路的危险性大大降低；多电平逆变器技术作为解决高压大功率变换的具有代表性和较为理想的方案，受到越来越多的关注和应用。其基本原理是将几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦波输出电压，一般来说，电平数越多其分辨率就越高，那么意味着输出电压波形越接近正弦波。在逆变电路拓扑结构上，多电平逆变器有常见的二极管籍位、飞跨电容、H桥级联等三种基本拓扑结构。

本申请的目标主要在于：建立充分考虑输出交流电的多电平逆变器的控制方案，基于推导出的逆变模型归纳出消除现有逆变电路缺点的途径，将这些措施应用到飞跨电容型的逆变结构中，探讨降低共模电流、减少电磁干扰和消除谐波畸变的可行性，通过对应的披露的新型逆变拓扑模型阐明产生交流电的机制。最大限度的保障逆变系统中的切换开关的电压应力最小化，在工频交流输出波形上提供较低的总谐波畸变率，同时尽量压制系统的电磁干扰和弱化损耗，为逆变系统的安全运营提供可靠的保障。

发明内容

在一个实施例中，本发明披露了一种由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，包括：在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压的桥臂；以及在具有第二频率的控制信号的驱动下切换所述多电平输出电压的电压参考基准的输出级；其中所述第二频率低于所述第一频率；在所述多电平逆变系统输出的交流电的每个周期的第一个半周期，由所述输出级将所述桥臂切换到以第一电位作为电压参考基准并由所述桥臂产生所述多电平输出电压，藉此由一系列的所述多电平输出电压合成按正弦波规律变化的第一个半周期的波形；以及在所述多电平逆变系统输出的交流电的每个周期的第二个半周期，由所述输出级将所述桥臂切换到以第二电位作为电压参考基准并由所述桥臂产生所述多电平输出电压，藉此由一系列的所述多电平输出电压合成按正弦波规律变化的第二个半周期的波形；所述交流电的任意一个完整周期包括所述的第一个和第二个半周期。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：所述第一个半周期的波形相对于第一电位呈现为正向脉动变化；所述第二个半周期的波形相对于第二电位呈现为负向脉动变化；以及所述交流电的任意一个完整周期包括视为正的半个周期的所述第一个半周期和视为负的半个周期的所述第二个半周期。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：所述第一个半周期的波形相对于第一电位带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；第二个半周期的波形相对于第二电位带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及交流电的任意一个完整周期包括从负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：所述桥臂至少包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第一和第二组开关，由具有第一频率的控制信号驱动所述第一和第二组开关；其中所述第一输入端具有第二电位且所述第二输入端具有第一电位；以及第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：桥臂至少包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第一组开关和第一组二极管；第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第一组二极管中相对应的一对相邻二极管间的互连节点之间设置有一个或者多个电容；和/或桥臂至少包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第二组二极管和第二组开关；第二组二极管中任意相邻的一对二极管间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容；其中具有第一频率的控制信号驱动所述第一组开关和/或第二组开关，以及所述第一输入端具有第二电位且所述第二输入端具有第一电位。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：所述输出级包括串联连接在第一和第二输入端之间的由具有第二频率的控制信号驱动的第一和第二控制开关；其中所述第一输入端设为具有第二电位且所述第二输入端设为具有第一电位；在所述桥臂用于输出所述多电平输出电压的第一中间节点与所述输出级的第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出所述交流电。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：在所述交流电的正弦波的第一个半周期的期间，第一控制开关处于关断状态而第二控制开关处于接通状态，则所述输出级的第二中间节点切换至耦合到所述桥臂的接收直流输入电压的第二输入端；以及在所述交流电的正弦波的第二个半周期的期间，第一控制开关处于接通状态而第二控制开关处于关断状态，则所述输出级的第二中间节点切换至耦合到所述桥臂的接收直流输入电压的第一输入端。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：所述第二频率为交流市电的工频。

上述的由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，其中：所述桥臂产生的多电平输出电压的电压参考基准设置成以交流电正弦波的半个周期为电位跳变的跳变时间节点，每个周期的第一和第二个半周期中的任意一个结束时电压参考基准跳变一次，电压参考基准的电位跳变的幅度等于所述桥臂的直流输入电压的值。

在一个实施例中，本发明披露了一种在多电平逆变系统中通过高频切换开关来控制产生工频交流电的方法，多电平逆变系统具有桥臂和输出级，方法包括：利用具有第一频率的控制信号驱动所述桥臂产生多电平输出电压；利用具有第二频率的控制信号驱动所述输出级，实现将多电平输出电压的电压参考基准在第一和第二电位之间切换；将所述第二频率箝制到工频并低于所述第一频率；将所述桥臂产生的一系列的多电平输出电压调制成按正弦波规律变化的第一个半周期的波形，在此期间，利用所述输出级将所述桥臂产生的所述多电平输出电压强制切换到以第一电位作为电压参考基准；以及将桥臂产生的一系列的多电平输出电压调制成按正弦波规律变化的第二个半周期的波形，在此期间，利用所述输出级将桥臂产生的所述多电平输出电压强制切换到以第二电位作为电压参考基准；交流电的任意一个完整周期包括第一个和第二个半周期。

上述的方法，其中：利用具有第一频率的控制信号驱动所述桥臂，使桥臂输出的所述多电平输出电压调制成的正弦波在第一个半周期的波形相对于第一电位呈现为正向脉动变化；利用具有第一频率的控制信号驱动所述桥臂，使所述桥臂输出的所述多电平输出电压调制成的正弦波在所述第二个半周期的波形相对于第二电位呈现为负向脉动变化。

上述的方法，其中：利用具有第一频率的控制信号驱动所述桥臂，使所述桥臂输出的所述多电平输出电压调制成的正弦波在所述第一个半周期的波形相对于第一电位带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分，由负向脉动电压过零点后过渡到正向脉动电压；利用具有第一频率的控制信号驱动所述桥臂，使所述桥臂输出的所述多电平输出电压调制成的正弦波在所述第二个半周期的波形相对于第二电位带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分，由正向脉动电压过零点后过渡到负向脉动电压。

上述的方法，其中：所述桥臂至少包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第一和第二组开关，所述第一输入端具有第二电位且所述第二输入端具有第一电位；以及所述第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容，藉此所述桥臂形成飞跨电容型逆变器的桥臂；利用具有第一频率的控制信号驱动所述第一和第二组开关，用于在所述第一和第二组开关相连的第一中间节点处产生多电平输出电压。

上述的方法，其中：所述桥臂至少包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的用作上臂的第一组开关和用作下臂的第一组二极管；所述第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述第一组二极管中相对应的一对相邻二极管间的互连节点之间设置有一个或者多个电容，藉此构成飞跨电容型逆变器的桥臂；和/或所述桥臂至少包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的用作上臂的第二组二极管和用作下臂的第二组开关；所述第二组二极管中任意相邻的一对二极管间的互连节点与所述第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容，藉此构成飞跨电容型逆变器的桥臂；其中所述第一输入端具有第二电位且所述第二输入端具有第一电位；利用具有第一频率的控制信号驱动所述第一和/或第二组开关，用于在所述桥臂的上臂和下臂相连的第一中间节点处产生多电平输出电压。

上述的方法，其中：输出级包括串联在第一和第二输入端之间的第一和第二控制开关，所述第一输入端具有第二电位且所述第二输入端具有第一电位；在桥臂用于输出多电平输出电压的第一中间节点与所述输出级的第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出交流电；利用具有第二频率的控制信号驱动所述的第一和第二控制开关。

上述的方法，其中：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关而接通第二控制开关则输出级的第二中间节点切换至连接到桥臂接收直流输入电压的第二输入端；在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关而关断第二控制开关则所述输出级的第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第一输入端。

上述的方法，其中：桥臂产生的多电平输出电压的电压参考基准设置为以交流电正弦波的半个周期为电位跳变的跳变时间节点，在第一个和第二个半周期中的每一个结束时刻该电压参考基准的电位跳变一次，电位跳变的幅度等于桥臂的直流输入电压的电压值。

在一个实施例中，本发明披露了一种多电平逆变器拓扑结构，包括：串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂；串联连接在第一和第二输入端之间的第一和第二控制开关；其中：在桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出交流电。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的视为上臂的第一组开关和视为下臂的第二组开关；以及所述第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的视为上臂的第一组开关和视为下臂的第一组二极管；以及所述第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述第一组二极管中相对应的一对相邻二极管间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的视为上臂的第二组二极管和视为下臂的第二组开关；以及所述第二组二极管中任意相邻的一对二极管间的互连节点与所述第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压；以及所述第一和第二控制开关在具有第二频率的控制信号的驱动下切换所述多电平输出电压的电压参考基准；其中所述第二频率低于所述第一频率。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：在所述交流电的每个周期的第一个半周期，由所述第一和第二控制开关将所述桥臂产生的所述多电平输出电压切换到以第二输入端的第一电位作为电压参考基准，藉此由一系列的所述多电平输出电压合成按正弦波规律变化的第一个半周期的波形；以及在所述交流电的每个周期的第二个半周期，由所述第一和第二控制开关将所述桥臂产生的所述多电平输出电压切换到以第一输入端的第二电位作为电压参考基准，藉此由一系列的所述多电平输出电压合成按正弦波规律变化的第二个半周期的波形；所述交流电的任意一个完整周期包括所述的第一个和第二个半周期。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述第一个半周期的波形相对于第一电位呈现为正向脉动变化，所述第二个半周期的波形相对于第二电位呈现为负向脉动变化；以及所述交流电的任意一个完整周期包括视为正的半个周期的所述第一个半周期和视为负的半个周期的所述第二个半周期。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述第一个半周期的波形相对于第一电位带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分，所述第二个半周期的波形相对于第二电位带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及所述交流电的任意一个完整周期包括自负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，第一控制开关被关断而第二控制开关被接通则所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第二输入端；以及在交流电正弦波的第二个半周期的期间，第一控制开关被接通而第二控制开关被关断则所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第一输入端。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：桥臂产生的多电平输出电压的电压参考基准设置为以交流电的正弦波的半个周期为电位跳变的跳变时间节点，在每一个正弦波的完整周期的第一个和第二个半周期中的每一个结束时刻该电压参考基准的电位跳变一次；并且电压参考基准的跳变幅度等于所述桥臂的直流输入电压的电压值。

在一个实施例中，本发明还披露了一种基于上述的多电平逆变器拓扑结构产生交流电的方法，该方法包括：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关而接通第二控制开关使所述第二中间节点切换至连接到桥臂接收直流输入电压的第二输入端，藉此桥臂的输出电压以第二输入端的第一电位作为电压参考基准产生一系列所述多电平输出电压，并合成按正弦波规律变化的第一个半周期的波形；在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关而关断第二控制开关使所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第一输入端，藉此桥臂的输出电压以第一输入端的第二电位作为电压参考基准产生一系列所述多电平输出电压，并合成按正弦波规律变化的第二个半周期的波形；交流电的任意一个完整周期包括所述的第一个和第二个半周期。

上述的方法，其中：调制所述第一个半周期的波形使其相对于第一电位呈现为正向脉动变化，调制所述第二个半周期的波形使其相对于第二电位呈现为负向脉动变化；以及所述交流电的任意一个完整周期包括视为正的半个周期的所述第一个半周期和视为负的半个周期的所述第二个半周期。

上述的方法，其中：调制所述第一个半周期的波形使其相对于第一电位带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分，调制所述第二个半周期的波形使其相对于第二电位带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及所述交流电的任意一个完整周期包括自负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

在一个实施例中，本发明披露了一种多电平逆变器拓扑结构，包括：串联连接在第一和第二输入端之间的上臂和下臂；以及串联连接在第三和第四输入端之间的第一和第二控制开关；所述第三输入端带有的第三电位不同于所述第一输入端带有的第二电位且所述第四输入端带有的第四电位不同于所述第二输入端带有的第一电位；其中：在一个桥臂具有的所述上臂和下臂间互连处的第一中间节点与所述第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出交流电。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的视为上臂的第一组开关和视为下臂的第二组开关；以及所述第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的视为上臂的第一组开关和视为下臂的第一组二极管；以及所述第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述第一组二极管中相对应的一对相邻二极管间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂包括串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的视为上臂的第二组二极管和视为下臂的第二组开关；以及所述第二组二极管中任意相邻的一对二极管间的互连节点与所述第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个电容。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述桥臂在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压；以及所述第一和第二控制开关在具有第二频率的控制信号的驱动下切换所述多电平输出电压的电压参考基准；其中第二频率低于所述第一频率。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：在所述交流电的每个周期的第一个半周期，由所述第一和第二控制开关将所述桥臂产生的所述多电平输出电压切换到以第四电压参考基准，藉此由一系列的所述多电平输出电压合成按正弦波规律变化的第一个半周期的波形；以及在所述交流电的每个周期的第二个半周期，由所述第一和第二控制开关将所述桥臂产生的所述多电平输出电压切换到以第三电位作为电压参考基准，藉此由一系列的所述多电平输出电压合成按正弦波规律变化的第二个半周期的波形；所述交流电的任意一个完整周期包括所述的第一个和第二个半周期。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述第一个半周期的波形相对于第四电位呈现为正向脉动变化，所述第二个半周期的波形相对于第三电位呈现为负向脉动变化；以及所述交流电的任意一个完整周期包括视为正的半个周期的所述第一个半周期和视为负的半个周期的所述第二个半周期。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：所述第一个半周期的波形相对于第四电位带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分，所述第二个半周期的波形相对于第三电位带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及所述交流电的任意一个完整周期包括自负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，第一控制开关被关断而第二控制开关被接通则所述第二中间节点切换至连接到所述第四输入端；以及在交流电正弦波的第二个半周期的期间，第一控制开关被接通而第二控制开关被关断则所述第二中间节点切换至连接到所述第三输入端。

上述的多电平逆变器拓扑结构，其中：桥臂产生的多电平输出电压的电压参考基准设置为以交流电的正弦波的半个周期为电位跳变的跳变时间节点，在每一个正弦波的完整周期的第一个和第二个半周期中的每一个结束时刻该电压参考基准的电位跳变一次；并且电压参考基准的跳变幅度等于第四电位和第三电位的差值。

在一个实施例中，本发明披露了一种在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，包括：将多电平逆变器相对于第一电位产生的第一脉动电压加载在负载上；将多电平逆变器相对于第二电位产生的第二脉动电压加载在负载上；使得：加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压；以及所述交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。

上述的方法，其中：第一脉动电压相对第一电位呈现为交流电的正向脉动变化；第二脉动电压相对第二电位呈现为交流电的负向脉动变化；交流电压的任意一个完整周期包括定义为正的半个周期的第一个半周期和定义为负的半个周期的第二个半周期。

上述的方法，其中：所述第一个半周期的波形相对于第一电位呈现为交流电的带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；所述第二个半周期的波形相对于第二电位呈现为交流电的带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及所述交流电的任意一个完整周期包括由负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

上述的方法，其中：提供给多电平逆变器的直流输入电压为第二电位和第一电位之差。

上述的方法，其中：所述多电平逆变器产生的多电平输出电压中的任意一个电平的高电平延续的时长和低电平延续的时长构成第一周期值；所述正弦函数具有大于所述第一周期值的第二周期值。

上述的方法，其中：提供一个飞跨电容式逆变器的桥臂，具有串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂；提供一个输出级，具有连接在第一和第二输入端之间的第一和第二控制开关，并且所述第一输入端带有第二电位且所述第二输入端带有第一电位；在所述桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与所述输出级的第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间提供交流电：其中：将所述桥臂的多电平输出电压切换到相对于第一电位产生第一脉动电压和切换到相对于第二电位产生第二脉动电压的切换方式为：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，处理器驱动第一控制开关予以关断而驱动第二控制开关予以接通，则所述第二中间节点切换至具有所述第一电位；在交流电正弦波的第二个半周期的期间，所处处理器驱动第一控制开关被接通而驱动第二控制开关予以关断则所述第二中间节点切换至具有所述第二电位。

上述的方法，其中：以所述交流电压的正弦函数的半个周期为所述第一电位和所述第二电位之间执行切换跳变的时间节点，即在正弦波的每个完整周期的第一个和第二个半周期中的每一个结束时刻所述多电平逆变器的电压参考基准的跳变一次；并且电压参考基准的电位跳变幅度等于所述多电平逆变器的直流输入电压的电压值。

在一个实施例中，本发明披露了一种在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，提供一个飞跨电容式逆变器的桥臂且其具有串联在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂，和提供串联在第一和第二输入端之间的第一和第二控制开关，从而在桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点间输出交流电；该方法包括：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关而接通第二控制开关使所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第二输入端，藉此桥臂的输出电压以第二输入端的第一电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第一脉动电压的波形；在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关而关断第二控制开关使所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第一输入端，藉此桥臂的输出电压以第一输入端的第二电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第二脉动电压的波形；使得：加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压；以及所述交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。

上述的方法，其中：第一脉动电压相对第一电位呈现为交流电的正向脉动变化；第二脉动电压相对第二电位呈现为交流电的负向脉动变化；交流电压的任意一个完整周期包括定义为正的半个周期的第一个半周期和定义为负的半个周期的第二个半周期。

上述的方法，其中：所述第一个半周期的波形相对于第一电位呈现为交流电的带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；所述第二个半周期的波形相对于第二电位呈现为交流电的带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及所述交流电的任意一个完整周期包括由负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

在一个实施例中，本发明披露了一种在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，提供飞跨电容式逆变器的桥臂且其具有串联在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂，提供串联在第三和第四输入端之间的第一和第二控制开关，从而在桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出交流电；该方法包括：在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关而接通第二控制开关使所述第二中间节点切换至具有第四电位，藉此所述桥臂的输出电压以第四电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并由一系列的多电平输出电压合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第一脉动电压的波形；在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关而关断第二控制开关使所述第二中间节点切换至具有第三电位，藉此桥臂的输出电压以第三电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并由一系列的多电平输出电压合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第二脉动电压的波形；使得：加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压；以及所述交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。

上述的方法，其中：第一输入端带有第二电位且第二输入端带有第一电位；所述的第三输入端带有的第三电位不同于所述第二电位并且所述的第四输入端带有的第四电位不同于所述第一电位。

上述的方法，其中：第一脉动电压相对第四电位呈现为交流电的正向脉动变化；第二脉动电压相对第三电位呈现为交流电的负向脉动变化；交流电压的任意一个完整周期包括定义为正的半个周期的第一个半周期和定义为负的半个周期的第二个半周期。

上述的方法，其中：所述第一个半周期的波形相对于第四电位呈现为交流电的带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；所述第二个半周期的波形相对于第三电位呈现为交流电的带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及所述交流电的任意一个完整周期包括由负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见。

图1A至1B是常规飞跨电容式的多电平逆变器所采用的拓扑的架构。

图2是由高频切换开关的控制来产生工频交流电的多电平逆变系统。

图3是由多电平逆变器和输出级来构成多电平逆变系统的架构示例。

图4A至4J是由多电平逆变系统来产生多电平的输出电压的示意图。

图5是基于多电平逆变系统产生的多电平输出来合成交流电的示例。

图6是带下位二极管的多电平逆变器及输出级组成多电平逆变系统。

图7是带上位二极管的多电平逆变器及输出级组成多电平逆变系统。

图8是带二极管的多电平逆变器及输出级输出的多电平合成交流电。

图9A至9B是飞跨电容多电平逆变器与分压式输出级构建逆变系统。

图10是由多电平逆变器上下臂的输入电压和输出级的输入电压不同。

具体实施方式

下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的方案都属于本申请的保护范围。

参见图1A所示，随着控制理论和电力电子技术、半导体技术的飞速发展，寻找成本更低而效率更高的逆变器实现单相或多相交流电成为电力电子的热点，其中飞跨电容式的多电平逆变电路引起行业及中大功率交流电机调速领域的极大关注，具备小谐波失真和低的半导体器件应力以及逆变系统的低电磁干扰是它的诸多优势。图中在传输线LNA和传输线LNB之间提供直流电压源，假定传输线LNA上具有电位VD而传输线LNB上具有电位VR，则输出给多电平逆变器的直流电压为VD减去VR。第一组开关SA1-SA6和第二组开关SB1-SB6构成了多电平逆变器的一个臂，当然这里每组开关的数量可以不限制于六个而是更多或更少的数量，其中第一组开关中的各个开关SA1-SA6串联连接在上述传输线LNA和一个中间节点NX之间，相对应，第二组开关中的各个开关SB1-SB6串联连接在该中间节点NX和上述传输线LNB之间。定义开关具有第一和第二端及接收控制信号的控制端，控制信号如果控制开关接通则第一端和第二端之间导通，或者控制开关关断则第一端和第二端之间断开。第一组开关SA1-SA6中各开关的位置关系例如是：首个开关SA1的第一端连接到传输线LNA，后一个开关SA2的第一端连接到其相邻的前一个开关SA1的第二端，以及后一个开关SA3的第一端连接到其相邻的前一个开关SA2的第二端，按照该法则可以依此类推，后一个开关SA5的第一端连接到其相邻的前一个开关SA4的第二端，而末尾的开关SA6的第一端连到开关SA5的第二端及开关SA6的第二端连到上述的中间节点NX。所以第一组开关SA1-SA6中首个开关SA1的第一端连到传输线LNA且末尾开关SA6的第二端连到中间节点NX、任意后一个开关的第一端连接到相邻的前一个开关的第二端。与之对应，第二组开关SB1-SB6中各开关的位置关系例如是：首个开关SB1的第二端连接到传输线LNB，后一个开关SB2的第二端连接到其相邻的前一个开关SB1的第一端，以及后一个开关SB3的第二端连接到其相邻的前一个开关SB2的第一端，按照该法则可以依此类推，后一个开关SB5的第二端连接到其相邻的前一个开关SB4的第一端，而末尾的开关SB6的第二端连到开关SB5的第一端及末尾的开关SB6的第一端连到中间节点NX。所以第二组开关SB1-SB6中首个开关SB1的第二端连到传输线LNB且末尾开关SB6的第一端连到中间节点NX、任意后一个开关的第二端连接到相邻的前一个开关的第一端。

参见图1A所示，在拓扑结构中第一组开关SA1-SA6排序是从连到传输线LNA的首个开关SA1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SA6，而多电平逆变拓扑结构中第二组开关SB1-SB6的排序则是从连到传输线LNB的首个开关SB1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB6。第一组中的首个开关SA1和第二组中的首个开关SB1互为互补开关，第一组中的第二开关SA2和第二组中的第二开关SB2为互补开关，第一组中的第三开关SA3和第二组中的第三开关SB3为互补开关，并且还有第一组中的第四开关SA4和第二组中的第四开关SB4互补，第一组中的第五开关SA5和第二组中的第五开关SB5互为互补，如此类推，直至定义第一组中的第六开关SA6和第二组开关中的第六开关SB6为互补开关，互补开关意味着互补的两者中的一者接通则另一者关断。作为飞跨电容式的多电平逆变器，第一组开关SA1-SA6中任意相邻的一对开关间的一个互连节点与第二组开关SB1-SB6中相对应的一对相邻开关间的一个互连节点之间设置/连接有一个或多个电容，藉此构成飞跨电容Flying-Capacitor型多电平逆变器。

参见图1A所示，第一组开关中相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间连接有一个或多个电容C1，其中：开关SA1的第二端和开关SA2的第一端连接于互连节点NA1以及开关SB1的第一端和开关SB2的第二端连接于互连节点NB1。

参见图1A所示，第一组开关中相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间连接有一个或多个电容C2，其中：开关SA2的第二端和开关SA3的第一端连接于互连节点NA2以及开关SB2的第一端和开关SB3的第二端连接于互连节点NB2。

参见图1A所示，第一组开关中相邻的一对开关SA3-SA4之间的互连节点NA3与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB3-SB4之间的互连节点NB3之间连接有一个或多个电容C3，其中：开关SA3的第二端和开关SA4的第一端连接于互连节点NA3以及开关SB3的第一端和开关SB4的第二端连接于互连节点NB3。

参见图1A所示，第一组开关中相邻的一对开关SA4-SA5之间的互连节点NA4与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB4-SB5之间的互连节点NB4之间连接有一个或多个电容C4，其中：开关SA4的第二端和开关SA5的第一端连接于互连节点NA4以及开关SB4的第一端和开关SB5的第二端连接于互连节点NB4。

参见图1A所示，第一组开关中相邻的一对开关SA5-SA6之间的互连节点NA5与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB5-SB6之间的互连节点NB5之间连接有一个或多个电容C5，其中：开关SA5的第二端和开关SA6的第一端连接于互连节点NA5以及开关SB5的第一端和开关SB6的第二端连接于互连节点NB5。

参见图1B所示，与图1A展示的十二开关/七电平逆变电路单臂的特定实施方式略有所不同，图1B采用了开关数量可调节的单臂，上臂和下臂开关都是K+1个，该拓扑结构具有广泛的代表性。上桥臂SA_1至SA_K+1和下桥臂SB_1至SB_K+1相对应的分别构成了飞跨电容式的多电平逆变器的第一组开关和第二组开关。图1A是以第一组六个开关和第二组六个开关作为范例，且第一和第二组开关均是由耦合到开关的控制端的高频脉宽调制信号/控制信号PWM来控制开关在关断和导通之间切换。实际上第一组和第二组的开关数量不限制于六个，如图1B那样可以适应性的选择更多或更少的开关数量而且开关可以采用IGBT、MOSFET或晶闸管等功率开关。在图1B中，第一组开关中任意相邻的一对开关SA_K和SA_K+1两者间的互连节点NA_K与第二组开关中相应一对相邻开关SB_K和SB_K+1两者间的互连节点NB_K之间连接有飞跨电容C_K，这里K为自然数。注意一对开关SA_K及SA_K+1与相应的一对开关SB_K及SB_K+1当中，第一组中的开关SA_K与第二组中的开关SB_K互补，以及，第一组中的开关SA_K+1与第二组中的开关SB_K+1互补。上桥臂SA_1至SA_K+1和下桥臂SB_1至SB_K+1相连于上文介绍的中间节点NX——也即臂点，数量为K+1的开关分别应用于上下桥臂。参见图1B所示，在拓扑中第一组开关的排序是从连到传输线LNA的首个开关SA_1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SA_K+1，而拓扑中第二组开关的排序则是从连到传输线LNB的首个开关SB_1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB_K+1。直流电压源从传输线LNA和传输线LNB之间输入，多电平交流电从中间节点NX输出，并且还可以在中间节点NX连接如图1A那样的滤波电感LX。第一组和第二组开关通常被认为是构成了多电平逆变器的单臂，多个单臂组合就可以构成多相逆变器。图1B由于总的单臂开关数量是K+1的两倍，所以可以实现K+2的电平数量。

参见图2所示，在可选的实施例中，披露了由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，包括：在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压的多电平逆变器100；在具有第二频率的控制信号的驱动下将所述的多电平输出电压调制成交流电的输出级101。这里的多电平逆变器100可以包含图1A-1B中的逆变器单臂，多电平逆变器可以输出多个电平等级的输出电压，而这里的输出级101的功能之一是将该些多个电平等级的输出电压切换到合适的电压基准，因为多个电平等级的输出电压只有相对明确的电压基准才能体现出电压水准或电平等级的大小；输出级101的功能还在于可以将最终产生的交流电与逆变器的直流输入电源之间实现直接地交叉耦合，可以适当的降低潜在的直流电源噪声干扰和部分抑制多电平逆变器的共模干扰问题。

参见图3所示，在可选的实施例中，多电平逆变器100包括连在传输线LNA和中间节点NX之间的第一组开关SA1-SA3，及多电平逆变器100还包括连接在传输线LNB和中间节点NX之间的第二组开关SB1-SB3，上桥臂SA1-SA3串联在传输线LNA和中间节点NX之间以及下桥臂SB1-SB3串联在传输线LNB和中间节点NX之间，还可以直接表述为第一组开关和第二组开关串联在传输线LNA和传输线LNB之间。其中：第一组开关中任意相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相应的一对相邻开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间设置有一个或多个电容C11，以及第一组开关中任意相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相应的一对相邻开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间设置有一个或多个电容C22。正如上文介绍的那样，开关SA1-SB1互补，开关SA2-SB2互补，开关SA3-SB3互补，藉此构成飞跨电容型多电平逆变器。另外输出级101包括串联连接在传输线LNA和传输线LNB之间的第一控制开关Q1和第二控制开关Q2，设第一控制开关Q1的第一端连到传输线LNA并且第一控制开关Q1的第二端与第二控制开关Q2的第一端相连于中间节点NY，而第二控制开关Q2的第二端则连到传输线LNB。为了避免混淆，我们可以设定逆变部分单臂的中间节点NX为第一中间节点，而输出级的中间节点NY为第二中间节点。其实也可以描述为第一控制开关Q1连在传输线LNA和中间节点NY之间，第二控制开关Q2连在中间节点NY和传输线LNB之间。控制开关Q1-Q2和上文的第一组和第二组开关都是功率半导体开关，它们具有第一和第二端及接收控制信号/调制信号的控制端，控制信号如果控制该些开关接通则相当于开关的第一端和第二端之间导通，或者控制该些开关予以关断则相当于开关的第一端和第二端之间被断开，例如第一端和第二端可以是场效应管的漏极端和源极端或相反，例如是绝缘栅双极晶体管的集电极和发射极或相反，当然还可以是晶闸管的阳极和阴极或相反，而开关的控制端是栅极或闸极端等，开关还可以用可控硅开关器件等。图3的逆变器单臂拓扑结构可以实现四电平逆变，本申请在该实施例中虽然是以四电平作为范例来阐释发明精神，但不意味着本申请仅仅限制于四电平。另外作为输出级的输出端的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间产生交流电，注意该第一输出端OUT1耦合到单臂的中间节点NX，相应的第二输出端OUT2耦合到输出级101的中间节点NY，负载LD连在第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间。关于半导体功率开关，除了传统的场效应晶体管，其他集成门极换流晶闸管、门极关断晶闸管、大功率晶体管、电子注入增强栅晶体管等都可以应用到本发明中。

参见图4A所示，设传输线LNA具有电位VD1而传输线LNB具有电位VR1则输入给多电平逆变器的直流电压为VD1减去VR1，设它们的差值等于U。如果再假定在参考地电势GND和传输线LNA之间串联有电容CS1-CS2等，以及在参考地电势GND和传输线LNB之间串联有电容CS3-CS4等，相当于将多电平逆变器的直流输入电压U分成两个等份，例如传输线LNA相对于参考地电势GND的正U/2电位，传输线LNB相对于参考地电势GND的负U/2电位，但仍然满足VD1－VR1=U。假设电容C11-C22上面充电建立电压的阶段，电容C11充电为U/2以及电容C22充电为U/4。

参见图4A所示，飞跨电容多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1关断而SA2/SA3导通，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1接通而SB2/SB3关断。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1关断而第二控制开关Q2接通，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是U/2，而且电容C11是放电的。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出U/2。

参见图4B所示，飞跨电容多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1接通而SA2/SA3关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1关断而SB2/SB3接通。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1关断而第二控制开关Q2接通，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是U/2，而且电容C11是充电的。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出U/2。

参见图4C所示，飞跨电容多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1/SA3接通而SA2关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1/SB3关断而SB2接通。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1关断而第二控制开关Q2接通，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4，电容C11充电但电容C22放电。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出3×U/4。

参见图4D所示，飞跨电容多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1/SA2接通而SA3关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1/SB3关断而SB3接通。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1关断而第二控制开关Q2接通，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4，电容C22是充电的。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出3×U/4。

参见图4E所示，飞跨电容式多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的所有开关SA1/SA2/SA3接通，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的所有开关SB1/SB2/SB3关断。输出级101开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1关断而第二控制开关Q2接通，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处输出电平相对NY大约是U，这也意味着：输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出U。

参见图4F所示，飞跨电容多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1关断而SA2/SA3导通，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1接通而SB2/SB3关断。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1接通而第二控制开关Q2关断，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U/2，而且电容C11是放电的。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出负U/2。

参见图4G所示，飞跨电容多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1接通而SA2/SA3关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1关断而SB2/SB3接通。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1接通而第二控制开关Q2关断，此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U/2，而且电容C11是充电的。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出负U/2。

参见图4H所示，飞跨电容式多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1/SA3关断而SA2接通，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1/SB3接通而SB2关断。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1接通而第二控制开关Q2关断，此模式下多电平逆变器中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4，电容C11放电但电容C22充电。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出负3×U/4。

参见图4I所示，飞跨电容式多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1/SA2关断而SA3接通，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的SB1/SB2接通而SB3关断。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1接通而第二控制开关Q2关断，此模式下多电平逆变器中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4，电容C11放电但电容C22充电。这也意味着输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出负3×U/4。

参见图4J所示，飞跨电容式多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式：上臂的第一组开关SA1-SA3中的所有开关SA1/SA2/SA3直接关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂第二组开关SB1-SB3中的所有开关SB1/SB2/SB3直接接通。输出级101中的开关导通/关断组合模式为：第一控制开关Q1接通而第二控制开关Q2关断，此模式下的多电平逆变器中间节点NX处输出电平相对NY大约是－U。这也意味着，输出级的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出负U。

值得注意的是，图4A-4J中第一组开关和第二组开关及输出级的控制开关的导通或者关断状态的描述为：任意一个开关是导通的则该导通的开关没有被叉叉符号覆盖，反之任意一个开关是关断的则该关断的开关被叉叉符号覆盖。基于图4A-4J的时序，注意单臂的第一组和第二组开关的接通或关断状态实质上由微处理器的输出控制信号或调制信号来控制，例如：逻辑器件、复数的处理器、控制装置、状态机、控制器、芯片、软件驱动控制、门阵列和/或其他的等同控制器。其中以脉宽调制信号PWM尤为典型。

参见图5所示，观察曲线U1，实质曲线U1是完整交流电正弦波的正半周。如果我们试图以图3中的拓扑作为基础，意欲在单臂的中间节点NX处以输出的多电平输出电压来合成该曲线U1，则可以考虑图4A-4J的时序控制方案。在后续的一个可选的但非必须的实施例中，考虑将输出级101第一控制开关Q1关断和将第二控制开关Q2接通，从而在第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出曲线U1表示的电压波形。

参见图5所示，在时间轴T的时间点t0到t4，结合图4A-4E，用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段，如业界的SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形那样调制。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出波形U1是基于中间节点NX电位相对于传输线LNB的－U/2的电势VR1作为基准而实现多电平输出，在可选的实施例中，图5中曲线U1以VR1的值或以其绝对值作为参考值而产生正向脉动来阐释多电平输出机制。

参见图5所示，在时间t0到t1：图4A中的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是U/2、电容C11放电；图4B中中间节点NX处的输出电平相对NY大约是U/2、以及电容C11充电；图4C中中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4，电容C11充电但电容C22放电；图4D中中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4，电容C22是充电。如果扣去中间节点NX高出于NY的电势VR1也即U/2的基础电位，图4A中的中间节点NX还高出NY 的额外电位约为0，图4B中中间节点NX还高出NY的额外电位为0，图4C中中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4，以及还有图4D中的中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4。中间节点NX高出于NY的总的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此曲线U1可以等效为：先将中间节点NX高出于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX高出于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U1。换句话说，曲线U1是相对于VR1或VR1的绝对值呈现为正向脉动变化的电压波形。具体实现手段，例如时间t0到t1的曲线部分：对应上述图4A-4D的时序产生的由额外电位构成的多电平0、0、U/4、U/4，中间节点NX高出NY的这些额外电位视为多电平，由NX高出NY的0和U/4这两个值来高频切换得到曲线U1位于时间t0到t1的片段；且0和U/4的切换组合有四种，图4A与图4C结合或者图4A与图4D结合，图4B与图4C结合或者图4B与图4D结合。

参见图5所示，在时间t1到t2：图4E中的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是U；已知图4C中中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4，电容C11充电但电容C22放电；图4D中中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4，电容C22是充电。如果扣去中间节点NX高出于NY的电势VR1也即U/2的基础电位，图4C中的中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4，图4D中的中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4，图4E中的中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/2。中间节点NX高出于NY的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此，曲线U1可以仍然等效为：先将中间节点NX高出于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX高出于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U1。换句话说，所谓的曲线U1实质是相对于VR1或VR1的绝对值呈现为正向脉动变化的电压波形。具体实现手段，例如时间t1到t2的曲线部分：对应于上述图4C-4E的时序产生的由额外电位构成的多电平U/4、U/4、U/2，中间节点NX高出NY的这些额外电位视为多电平，由中间节点NX高出NY的U/4和U/2这两个值来高频切换得到曲线U1位于时间t1到t2间的曲线片段。且U/4和U/2的切换组合有：图4C-图4E结合或图4D-图4E结合。

参见图5所示，在时间t2到t3：已知图4E中中间节点NX的输出电平相对NY大约是U；图4C中中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4；图4D中中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4。如果扣去中间节点NX高出于NY的电势VR1也即上文U/2的基础电位，图4C中中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4，图4D中的中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4，图4E中中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/2。中间节点NX高出于NY的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此，曲线U1可以仍然等效为：先将中间节点NX高出于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX高出于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U1。具体实现手段，例如时间t2到t3的曲线部分：对应于上述图4C-4E的时序产生的由额外电位构成的多电平U/4、U/4、U/2，中间节点NX高出NY的这些额外电位视为多电平，由中间节点NX高出NY的U/4和U/2这两个值高频切换得到曲线U1位于时间t2到t3间的片段。且U/4和U/2的切换组合有：图4C与图4E结合或图4D与图4E结合。我们会发现时间t2到t3的曲线片段和时间t1到t2的曲线片段用到的多电平基本一致，因为时间t2到t3的曲线片段和时间t1到t2的曲线片段是对称的，区别点主要在于：从时间t1到t2随着时间向后推移U/2在U/4和U/2的切换组合中占的比例越来多所以导致曲线U1电压波形在时间t1到t2是逐步增长的，相反，从时间t2到t3随着时间向后推移U/4在U/4和U/2的切换组合中占的比例越来多所以导致曲线U1电压波形在时间t2到t3是逐步减小的，可通过调制占空比的方式实现。

参见图5所示，在时间t3到t4：已知图4A中的中间节点NX输出电平相对NY大约是U/2；图4B中间节点NX输出电平相对NY大约是U/2；图4C中间节点NX处输出电平相对NY大约是3×U/4；图4D中间节点NX输出电平相对NY大约是3×U/4。如果扣去中间节点NX高出于NY的电势VR1也即U/2的基础电位，图4A的中间节点NX还高出NY 的额外电位约为0，图4B中间节点NX还高出NY的额外电位为0，图4C中中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4，图4D中的中间节点NX还高出NY的额外电位约为U/4。中间节点NX高出于NY的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此，曲线U1仍然可以等效为：先将中间节点NX高出于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX高出于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U1。具体实现手段，例如时间t3到t4的曲线部分：对应于上述图4A-4D的时序产生的由额外电位构成的多电平0、0、U/4、U/4，中间节点NX高出NY的这些额外电位视为多电平，可以由NX高出NY的0和U/4这两个值来高频切换得到曲线U1位于时间t3到t4的片段；且0和U/4的切换组合有四种，图4A与图4C结合或者图4A与图4D结合，图4B与图4C结合或者图4B与图4D结合。我们会发现时间t3到t4的曲线片段和时间t0到t1的曲线片段用到的多电平基本一致，因为时间t3到t4的曲线片段和时间t0到t1的曲线片段是对称的，它们的区别点主要在于：从时间t0到t1随着时间向后推移U/4在0和U/4的切换组合中占的比例越来多，也就导致了曲线U1电压波形在时间t0到t1是逐步增长的，相反，从时间t3到t4随着时间向后推移0在0和U/4的切换组合中占的比例越来多所以导致曲线U1电压波形在时间t3到t4是逐步减小的。

参见图5所示，经过从时间t0到t4通过对图3拓扑的驱动，在输出级101的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间产生了交流电电压波形曲线U1，具体是产生了相对于传输线LNB的电势VR1呈现为正向脉动的交流电正半周：时间t0到t2是交流电正半周的上升区间，时间t2到t4是交流电正半周的下降区间。通过相对高出电位VR1或者高出电位VR1的绝对值的电平0、U/4的高频切换，合成交流电曲线U1的t0-t1的局部曲线；通过高出电位VR1或高出电位VR1的绝对值的电平U/4、U/2的高频切换，合成交流电曲线U1的t1-t2的局部曲线；以及通过高出电位VR1或高出电位VR1的绝对值的电平U/4、U/2的高频切换，合成交流电曲线U1的t2-t3的局部曲线；另外还通过高出电位VR1或高出电位VR1的绝对值的电平0、U/4的高频切换，合成交流电曲线U1在时间段t3-t4的局部曲线。因此我们认为：在交流电每个周期的正半周，由输出级101将多电平逆变器100产生的所述多电平输出电压切换到以供电线/传输线LNB带有的电位作为电压基准而合成从输出端OUT1-OUT产生的输出交流电的正半周，将多电平逆变器相对于供电线/传输线LNB的电位而产生的正向脉动电压加载在负载LD上。

参见图5所示，观察曲线U2，实质曲线U2是完整交流电正弦波的负半周。如果我们试图以图3中的拓扑作为基础，意欲在单臂的中间节点NX处以输出的多电平输出电压来合成该曲线U2，则可以考虑图4F-4J的时序控制方案。在后续的一个可选的但非必须的实施例中，考虑将输出级101第一控制开关Q1接通和将第二控制开关Q2关断，从而在第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出曲线U2表示的电压波形。

参见图5所示，在时间轴T的时间点t4到t8，结合图4F-4J，用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段，如业界的SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形那样调制。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出波形U2是基于中间节点NX电位相对于传输线LNA的U/2的该电势VD1作为基准而实现多电平输出，在可选的实施例中，图5中曲线U2以VD1的值或以其绝对值作为参考值而产生负向脉动来阐释多电平输出机制。

参见图5所示，在时间t4到t5：图4F中的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U/2、电容C11放电；图4G中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U/2、以及电容C11充电；图4H中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4，电容C11放电但电容C22充电；图4I中的中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4，以及电容C22放电。如果扣去中间节点NX低于NY的电势VD1也即U/2的基础电位，图4F中的中间节点NX还低于NY 的额外电位约为0，图4G中中间节点NX还低于NY的额外电位为0，图4H中中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4，以及还有图4I中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4。中间节点NX低于NY的总的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此曲线U2可等效为：先将中间节点NX低于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX低于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U2。换句话说，曲线U2是相对于VD1的值或VD1的绝对值呈现为负向脉动变化的电压波形。具体实现手段，例如时间t4到t5的曲线部分：对应上述图4F-4I的时序产生的由额外电位构成的多电平0、0、U/4、U/4，中间节点NX低于NY的额外电位视为多电平，由NX低于NY的0和U/4这两个值（0与－U/4）高频切换得到曲线U2位于时间t4到t5的片段。且0和－U/4的切换组合有四种，图4F与该图4H结合或图4F与图4I结合，图4G与图4H结合或图4G与图4I结合。

参见图5所示，在时间t5到t6：图4J中的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U；已知图4H中中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4，电容C11放电但电容C22充电；图4I中中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4，电容C22是放电。如果扣去中间节点NX低于NY的电势VD1也即U/2的基础电位，图4H中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4，图4I中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4，图4J中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/2。中间节点NX低于该NY的总的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此，曲线U2可以仍然等效为：先将中间节点NX低于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX低于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U2。换句话说，所谓的曲线U2实质是相对于VD1或VD1的绝对值呈现为负向脉动变化的电压波形。具体实现手段，例如时间t5到t6的曲线部分：对应于上述图4H-4J的时序产生的由额外电位构成的多电平U/4、U/4、U/2，中间节点NX低于NY的这些额外电位视为多电平，由中间节点NX低于NY的U/4和U/2这两个值（－U/4与－U/2）来高频切换得到曲线U2位于时间段t5到t6间的曲线片段。且－U/4和－U/2的切换组合有：图4H与图4J的电平值来组合切换或是利用图4I与图4J的电平值来组合切换。

参见图5所示，在时间t6到t7：已知图4J的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U；已知图4H中中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4；图4I中中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4。如果我们先扣去中间节点NX低于NY带有的电势VD1也即U/2的基础电位，图4H中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4，图4I中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4，图4J中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/2。中间节点NX低于该NY的总的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此，曲线U2可以仍然等效为：先将中间节点NX低于中间节点NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX低于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U2。换句话说，所谓的曲线U2实质是相对于VD1的值或相对VD1的绝对值呈现为负向脉动变化的电压波形。实现手段，时间t6到t7的曲线部分：对应于图4H-4J的时序产生的由额外电位构成的多电平U/4、U/4、U/2，中间节点NX低于NY的这些额外电位视为多电平，由中间节点NX低于NY的U/4和U/2这两个值（－U/4与－U/2）来高频切换得到曲线U2位于时间段t6到t7间的片段。基于上文的阐释内容，可知－U/4和－U/2的切换组合有：图4H与图4J的电平值来组合切换或利用图4I与图4J的电平值来组合切换。发现时间t5到t6的曲线片段和时间t6到t7的曲线片段用到的多电平基本一致，因为时间t5到t6的曲线片段和时间t6到t7的曲线片段是对称的，区别在于：从时间t5到t6随着时间向后推移－U/2在－U/4和－U/2的切换组合中占的比例越来多所以导致曲线U2电压波形在时间t5到t6是越来越小，相反从时间t6到t7随着时间向后推移－U/4在－U/4和－U/2的切换组合中占的比例越来多所以导致曲线U2电压波形在时间t6到t7是越来越大，可通过调制占空比实现。

参见图5所示，在时间t7到t8：已知图4F中的中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U/2；图4G中间节点NX处的输出电平相对NY大约是－U/2；以及图4H中间节点NX处输出电平相对NY大约是－3×U/4；图4I中的中间节点NX处输出电平相对节点NY大约是－3×U/4。如果扣去中间节点NX低于NY的电势VD1也即U/2的基础电位，图4F中的中间节点NX还低于NY 的额外电位约为0，图4G中中间节点NX还低于NY的额外电位为0，图4H中中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4，以及还有图4I中的中间节点NX还低于NY的额外电位约为U/4。中间节点NX低于NY的总的实际电位应该是任意时刻的基础电位再加上额外电位。因此曲线U2可等效为：先将中间节点NX低于NY的基础电位提取作为参考基准电位，然后将中间节点NX低于NY的额外电位再以该参考基准电位来合成曲线U2。换句话说，曲线U2是相对于VD1的值或相对于VD1的绝对值呈现为负向脉动变化的电压波形。实现手段，例如时间t7到t8的曲线部分：对应图4F-4I的时序产生的由额外电位构成的多电平0、0、U/4、U/4，中间节点NX低于NY的额外电位视为多电平。实施方案是：由NX低于NY的0和U/4这两个值（0与－U/4）来高频切换得到曲线U2位于时间t7到t8的片段。且0和－U/4的切换组合有四种，图4F与图4H结合或者图4F与图4I结合，或者是，图4G与图4H结合或者图4G与图4I结合。发现时间t4到t5的曲线片段和时间t7到t8的曲线片段用到的多电平基本一致，时间t4到t5的曲线片段和时间t7到t8的曲线片段是对称的，区别主要在于：从时间t4到t5随着时间向后推移－U/4在－U/4和0的切换组合中占的比例越来多所以导致曲线U2电压波形在时间t4到t5是越来越小，相反从时间t7到t8随着时间向后推移－U/4在－U/4和0的切换组合中占的比例越来小所以导致曲线U2电压波形在时间t7到t8是越来越大，可通过调制占空比实现。

参见图5所示，经过从时间t4到t8通过对图3拓扑的驱动，在输出级101的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间产生了交流电电压波形曲线U2，具体是产生了相对于传输线LNA的电势VD1呈现为负向脉动的交流电负半周：时间t4到t6是交流电负半周的下降区间，时间t6到t8是交流电负半周的上升区间。通过相对低于电位VD1或者低于电位VD1的绝对值的电平0与－U/4的高频切换，合成交流电曲线U2的t4-t5的局部曲线；通过低于电位VD1或电位VD1绝对值的电平－U/4与－U/2的高频切换，合成交流电曲线U2的t5-t6的局部曲线；以及通过低于电位VD1或低于电位VD1的绝对值的电平－U/4与－U/2的高频切换，合成交流电曲线U2的t6-t7的局部曲线；通过低于电位VD1或低于电位VD1的绝对值的电平0与－U/4的高频切换，合成交流电曲线U2在时间段t7-t8的局部曲线。因此我们认为：在交流电每个周期的负半周，由输出级101将多电平逆变器100产生的所述多电平输出电压切换到以供电线/传输线LNA带有的电位作为电压基准而合成从输出端OUT1-OUT产生的输出交流电的负半周，将多电平逆变器相对于供电线/传输线LNA的电位而产生的负向脉动电压加载在负载LD上。

参见图5所示，设多电平逆变器的第一组开关SA1-SA3和第二组开关SB1-SB3在具有第一频率的控制信号或调制信号的驱动下，产生多电平输出电压；而输出级101的第一控制开关Q1和第二控制开关Q2在具有第二频率的控制信号或调制信号的驱动下将所述多电平输出电压调制成交流电。经过从时间t0到t4通过对图3拓扑的高频开关控制我们可以产生工频交流电的正半周输出曲线U1，也即产生相对于传输线LINB电势的正向脉动电压，曲线U1从t0相对VR1的过零点/零值逐步增加到时刻t2曲线U1表示的交流电正向脉动电压达到正弦波最大值VM，从t2相对VR1的峰值逐步降低到t4的过零点的零值。另外从时间t4到t8也通过对图3拓扑的高频开关控制我们可以产生工频交流电的负半周输出曲线U2，即产生相对于传输线LINA电势的负向脉动电压，U2从t4时刻相对VD1的过零点/零值逐步降低到时刻t8曲线U2表示的交流电负向脉动电压达到正弦波最谷值－VM，还从t6相对VD1的谷值逐步增加到t8的过零点的零值。藉由本申请在上文内容详细介绍的正弦波调制方案，则可知：完整的正弦函数波形Curve1的单个周期的周期时间段为t0-t8。波形Curve1由一系列U1和U2合成，从负载LD的角度来看它就是施加于负载的标准正弦交流电：时间轴T上正向脉动电压也即曲线U1之后是负向脉动电压也即曲线U2，或者说，时间轴T上负向脉动电压也即曲线U2之后是正向脉动电压也即曲线U1，曲线U1和曲线U2交替出现。加载在负载LD上的一系列的正向脉动电压和负向脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载LD上连续施加的正向脉动和负向脉动电压等效为：提供给负载LD的交流电压的正弦函数Curve1的正半周和负半周。其中驱动飞跨电容逆变器的单臂开关组SA1-SA3和SB1-SB3的控制信号的高频频率远远高于驱动输出级电路的控制开关Q1-Q2的控制信号的工频频率。另外为了解释说明的方便本申请特意将曲线U1的基准设定为VR1的绝对值，实质上传输线LNB如果箝位到低于零电位的负电位，图5中曲线U1的基准VR1的绝对值可以替换成负值，即VR1的绝对值前面再加上一个负号即可。相应的，为了方便阐释而将传输线LNA默认到是高于零电位的正电位，曲线U2的基准设定为VD1的正值。如果传输线LNB和LNA的电位均为正的电位，则曲线U1的参考基准为正值VR1及曲线U2的参考基准为正值VD1，这也意味着正的半个周期以正的VR1为基准正向脉动以及负的半个周期以正的VD1为基准负向脉动。如果传输线LNB和LNA的电位均为负的电位，则曲线U1以负值VR1作为参考基准及曲线U2以负值VD1作为参考基准，意味着正的半个周期以负的VR1为基准正向脉动以及负的半个周期以负的VD1为基准负向脉动。

参见图6所示，上文图3介绍的飞跨电容多电平逆变器换成另一种拓扑：具体而言在本实施中，上臂和图3一样仍然包括第一组开关S11-S13，但是下臂将原来的第二组开关替换成串联的一系列的二极管串。多电平逆变器100包括连在传输线LNA和中间节点NX1之间的第一组开关S11-S13，而多电平逆变器100还包括连接在传输线LNB和中间节点NX1之间的第一组二极管D11-D13，上桥臂S11-S13串联在传输线LNA和中间节点NX1之间以及下桥臂D11-D13串联在传输线LNB和中间节点NX1之间，可以直接表述为第一组开关和第一组二极管串联在传输线LNA和传输线LNB之间。第一组开关中任意相邻的一对开关S11-S12之间的互连节点NS11与第一组二极管中相应的一对相邻二极管D11-D12之间的互连节点ND11之间设置有一个或多个电容C11，及第一组开关中任意相邻的一对开关S12-S13之间的互连节点NS12与第一组二极管中相应的一对相邻二极管D12-D13之间的互连节点ND12之间设置有一个或多个电容C22。如上文介绍的那样，开关S11与二极管D11互补，开关S12与二极管D12互补，开关S13与二极管D13互补，藉此构成飞跨电容型多电平逆变器。输出级101部分与图3的实施例可以保持一致。注意第一组二极管D11-D13中首个二极管D11的阳极连到传输线LNB以及末尾二极管D13的阴极连到中间节点NX1，第一组二极管D11-D13中以任意后一个二极管的阳极连到相邻前一个二极管的阴极的方式串联。另外单臂中间节点NX1和第一输出端OUT1之间可以连接滤波电感LX，以及在第一和第二输出端OUT1-OUT2之间可以连接滤波电容CO。图6的单臂的第一组开关S11-S13和图3的上臂开关的控制或调制方式基本类似，但图6的单臂的下臂二极管D11-D13则无需控制关断/接通。

参考图7所示，上文图3介绍的飞跨电容多电平逆变器换成另一种拓扑：具体而言在本实施中，下臂和图3一样仍然包括第二组开关S21-S23，但是上臂将原来的第一组开关替换成串联的一系列的二极管串。多电平逆变器100包括连在传输线LNB和中间节点NX2之间的第二组开关S21-S23，而多电平逆变器100还包括连接在传输线LNA和中间节点NX2之间的第二组二极管D21-D23，上桥臂D21-D23串联在传输线LNA和中间节点NX2之间以及下桥臂S21-S23串联在传输线LNB和中间节点NX2之间，可以直接表述为第二组二极管和第二组开关串联在传输线LNA和传输线LNB之间。第二组开关中任意相邻的一对开关S21-S22之间的互连节点NS21与第二组二极管中相应的一对相邻二极管D21-D22之间的互连节点ND21之间设置有一个或多个电容C11，及第二组开关中任意相邻的一对开关S22-S23之间的互连节点NS22与第二组二极管中相应的一对相邻二极管D22-D23之间的互连节点ND22之间设置有一个或多个电容C22。如上文介绍的那样，开关S21与二极管D21互补，开关S22与二极管D22互补，开关S23与二极管D23互补，构成飞跨电容型多电平逆变器单臂。输出级101与图3的实施例可以保持一致。注意第二组二极管D21-D23中首个二极管D21的阴极连到传输线LNA以及末尾二极管D23的阳极连到中间节点NX2，第二组二极管D21-D23中以任意后一个二极管的阴极连到相邻前一个二极管的阳极的方式串联。另外单臂中间节点NX2和第一输出端OUT1之间可以连接滤波电感LX，以及在第一和第二输出端OUT1-OUT2之间可以连接滤波电容CO。图7的单臂的第二组开关S21-S23和图3的下臂开关的控制或调制方式基本类似，但图7的单臂的上臂二极管D21-D23则无需控制关断/接通。在可选的实施例中多电平逆变器可以同时包括图6的单臂和图7的单臂，然后图6-7的两个单臂和含有控制开关Q1-Q2的输出级电路联合构成多电平逆变系统。

参见图6-7所示，图6的拓扑和/或图7的拓扑及两者拓扑的联合也可以产生图5中的交流电正半周期的电压波形U1以及该负半周期的电压波形U2，进而产生由所述正向脉动曲线U1和负向脉动曲线U2构成的交流电正弦波Curve1。必须注意图4A-4J给出的开关控制时序是多种可选控制时序中的可选方式而已，其他未一一列出的开关控制时序应用于图1A-1B或图2-3或图6-7等所公开的实施例也能实现相同的功能。此外上文实施例是以飞跨电容多电平逆变器为例，实质上二极管箝位式的多电平逆变器的在高频控制下的单臂开关组与上述在工频控制下的输出级电路联合起来同样可以获得交流电正半周期的电压波形U1和交流电的负的半周期的电压波形U2。综上所述：由高频切换开关控制产生工频交流电的多电平逆变系统，包括：在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压的多电平逆变器100；还包括在具有第二频率的控制信号的驱动下将多电平逆变器100产生的多电平输出电压调制成交流电的输出级101电路；近似工频的第二频率低于第一频率。输出级101将多电平输出电压调制成交流电的方式：在交流电正弦波每个周期的第一个半周期，如正的半个周期，由输出级101将逆变器产生的电压切换到以供电线中的一者/如传输线LNB的电位作为电压基准而产生多电平输出电压，从而由多电平输出电压合成输出交流电的第一个半周期；及在交流电正弦波每个周期的第二个半周期如负的半个周期，由输出级101将逆变器产生的电压切换到以供电线中的另一者/如传输线LNA的电位作为电压基准而产生多电平输出电压，从而由多电平输出电压合成输出交流电的第二个半周期，第一个和第二个半周期构成一个完整周期。

参见图8所示，利用图1A-1B或图2-3或图6-7的飞跨电容多电平逆变器，或利用其他任意类型的多电平逆变器，如二极管箝位多电平逆变器，将多电平逆变器的单臂或双臂和所述的输出级101电路组合，按照上文介绍的理念，除了可以产生图5显示的交流电正弦波Curve1之外也还可以产生图8的交流电正弦波Curve2。另外在可选而非必须的实施例中，还可以利用图6的单臂拓扑获得图8中正弦波曲线U3，同时利用图7的单臂拓扑获得图8中的交流电正弦波曲线U4，即交流电Curve2的任意一个完整周期是由不同的两个单臂（图6-图7的单臂）分别产生的半个周期（U3-U4）结合而成。经过上文的解释，可以获悉：通过图5那样产生二分之一周期的曲线U1和剩下二分之一周期的曲线U2合成一个周期，U1是正的半个周期而U2是负的半个周期；可以通过图8那样产生二分之一周期的曲线U3和剩下二分之一周期的曲线U4合成一个周期。不过显而易见的是，在图8的实施例中，曲线U3包含整个周期的第一个四分之一（t0-t2）并体现为正弦波的负波形，曲线U3还包含整个周期的第二个四分之一（t2-t4）并体现为正弦波的正波形，曲线U4包含整个周期的第一个四分之一（t4-t6）并体现为正弦波的正波形以及曲线U4还包含整个周期的第二个四分之一（t6-t8）并体现为正弦波的负波形。在其他可选的实施例中，曲线U3仍然包含负的脉动电压和正的脉动电压，曲线U4也仍然包括正的脉动电压和负的脉动电压，只不过曲线U3的负的脉动电压可以不限制于四分之一个周期以及曲线U3的正的脉动电压可以不限制于四分之一个周期，而且，曲线U4的正的脉动电压可以不限制于四分之一个周期以及曲线U4的负的脉动电压可以不限制于四分之一个周期，只要曲线U3的负的脉动电压延续的时间和曲线U4的负的脉动电压延续的时间相加等于半个周期时间就可以，只要曲线U3的正的脉动电压延续的时间和曲线U4的正的脉动电压延续的时间相加等于半个周期时间就可以。

参见图8所示，设第一组开关或串接二极管定义的上臂和第二组开关或串接二极管定义的下臂视为的多电平逆变器100单臂，单臂在第一频率的控制信号的驱动下，产生多电平输出电压；而输出级101的第一控制开关Q1和第二控制开关Q2在具有第二频率的控制信号或调制信号的驱动下将多电平输出电压调制成交流电。如图8，多电平逆变器经过从时间t0到t4通过对逆变器拓扑的高频开关控制，可以产生工频交流电的第一个半周输出曲线U3，从时间t4到t8也通过对逆变器拓扑的高频开关控制可以产生工频交流电的第二个半周输出曲线U4，曲线U3-U4视为交流电正弦波形Curve2的一个完整的周期。具体的：时间t0到t4通过对逆变器的高频开关控制，且关断输出级101的第一控制开关Q1和接通第二控制开关Q2，则第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的曲线U3表示的电压波形是相对于传输线LINB电势产生的第一个半周脉动电压。与之相对的，时间t4到t8通过对逆变器的高频开关控制，并且同步接通输出级101的第一控制开关Q1和关断将第二控制开关Q2，则第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出曲线U4表示的电压波形是相对于传输线LINA电势产生的第二个半周脉动电压。

参见图8所示，第一个半周脉动电压相对于VR1既有负向脉冲也有正向脉冲：设置时间t0到t1逆变器在中间节点NX产生低于电位VR1的第一套多电平，时间t1到t2在中间节点NX处产生低于电位VR1的第二套多电平。通过对相对VR1为负的第一套多电平的宽度进行调制，获得t0至t1时间段的所需要的含幅值和形状的等效U3波形，脉冲的宽度按正弦规律变化从而和交流电正弦波等效的PWM波形也称SPWM波形，输出的脉动电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。通过对相对VR1为负的第二套多电平的宽度进行调制，获得t1至t2时间段的所需的含幅值和形状的等效U3波形。通常由于曲线U3在t0至t1时间段的波形相对于曲线U3在t1至t2时间段的波形更负，所以必须使得第一套多电平中的至少一部分电平比第二套多电平相对VR1更负。

参见图8所示，第一个半周脉动电压的曲线U3在t0至t2相对VR1为负，与负曲线段相对，第一个半周脉动电压的曲线U3在t2至t4相对VR1为正，即正曲线段。上文介绍了t0至t2的U3负曲线段，t2至t4的U3正曲线段为：通过对相对VR1为正的第三套多电平的宽度调制，获得t2至t3时间段的需要的含幅值和形状的等效U3波形，通过对相对VR1为正的第四套多电平的宽度调制，获得t3至t4时间段的所需的含幅值和形状的等效U3波形。由于曲线U3在t3至t4段相对于曲线U3在t2至t3段更正，所以通常使第四套多电平中的至少一部分电平比第三套多电平相对VR1更大。在一些可选的实施例中，经过从时间t0到t4通过对多电平逆变器单臂的高频开关控制、对输出级电路的控制切换可产生工频交流电的第一个半周输出曲线U3，即产生相对于传输线LNB电势的负向和正向脉动电压，在时刻t0曲线U3表示的交流电第一个半周的负向电压达到正弦波最谷值－VM，相当于在时刻t0曲线U3的电压比VR1或VR1绝对值低VM。另外在时刻t4曲线U3表示的交流电第一个半周的正向电压达到正弦波的峰值VM，也即相当于在时刻t4曲线U3的电压比VR1或VR1绝对值高VM。而且作为可选项：可以认为选取第四套多电平中的各个电平值相对VR1取负值即可得到第一套多电平，还可以认为选取第三套多电平中的各个电平值相对VR1取负值即可得到第二套多电平。

参见图8所示，第二个半周脉动电压相对于VD1既有正向脉冲也有负向脉冲：设置时间t4到t5逆变器在中间节点NX产生高于电位VD1的第五套多电平，时间t5到t6在中间节点NX处产生高于电位VD1的第六套多电平。通过对相对VD1为正的第五套多电平的宽度进行调制，获得t4至t5时间段的所需要的含幅值和形状的等效U4波形，脉冲的宽度按正弦规律变化从而和交流电正弦波等效的PWM波形也称SPWM波形，输出的脉动电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。通过对相对VD1为正的第六套多电平的宽度进行调制，获得t5至t6时间段的所需的含幅值和形状的等效U4波形。通常由于曲线U4在t4至t5时间段的波形相对于曲线U3在t5至t6时间段的波形更正，所以必须使得第五套多电平中的至少一部分电平比第六套多电平相对VD1更大。

参见图8所示，第二个半周脉动电压的曲线U4在t4至t6相对VD1为正，与正曲线段相对，第二个半周脉动电压的曲线U4在t6至t8相对VD1为负，即负曲线段。上文介绍了t4至t6的U4正曲线段，t6至t8的U4负曲线段为：通过对相对VD1为负的第七套多电平的宽度调制，获得t6至t7时间段的需要的含幅值和形状的等效U4波形，通过对相对VD1为负的第八套多电平的宽度调制，获得t7至t8时间段的所需的含幅值和形状的等效U4波形。由于曲线U4在t7至t8段相对于曲线U4在t6至t7段更负，所以通常使第八套多电平中的至少一部分电平比第七套多电平相对VD1更低。在一些可选的实施例中，经过从时间t4到t8通过对多电平逆变器的高频开关控制、对输出级电路的控制切换可以产生工频交流电的第二个半周输出曲线U4，即产生相对于传输线LNA电势的正向和负向脉动电压，在时刻t4曲线U4表示的交流电第二个半周的正向电压达到正弦波的峰值VM，相当于在时刻t4曲线U4的电压比VD1或VD1绝对值高VM。另外还在时刻t8曲线U4表示的交流电第二个半周的负向电压达到正弦波最谷值－VM，也即相当于在时刻t8曲线U4的电压比VR1或VR1绝对值低VM。而且作为可选项：可以认为选取第五套多电平中的各个电平值相对VD1取负值即可得到第八套多电平，还可以认为选取第六套多电平中的各个电平值相对VD1取负值即可得到第七套多电平。

参见图8所示，设多电平逆变器的第一组开关或二极管组定义的上臂和第二组开关或二极管组定义的下臂在具有第一频率的控制信号或调制信号的驱动下，产生多电平输出电压；而输出级101的第一控制开关Q1和第二控制开关Q2在具有第二频率的控制信号或调制信号的驱动下将所述多电平输出电压调制成交流电。经过从时间t0到t4通过对任意类型多电平逆变器的高频驱动产生工频交流电的第一个半周输出曲线U3，产生相对于传输线LNB电势的负向和正向脉动电压，曲线U3从t0相对VR1的谷值－VM逐步增加到时刻t2曲线U3表示的交流电负向脉动电压达到正弦波过零点，从t2相对VR1的零值点开始正向脉动电压逐步增加到t4相对VR1的峰值VM。另外，从时间t4到t8通过对多电平逆变器的高频开关驱动可产生工频交流电的第二个半周输出曲线U4，产生相对于传输线LNA电势的正向和负向脉动电压，U4从t4时刻相对VD1的峰值VM逐步降低到时刻t6曲线U4表示的交流电正向脉动电压达到正弦波过零点，还从t6相对VD1的过零点的零值点开始负向脉动电压逐步降低到t8时刻相对VD1的谷值－VM。藉由本申请上文内容详细介绍的正弦波调制方案，可知：完整的正弦函数波形Curve2的单个周期的周期时间段为t0-t8。波形Curve2由一系列U3和U4合成，从负载LD的角度来看它就是施加于负载的标准正弦交流电：时间轴T上带有负向和正向脉动电压波形的曲线U3之后是带有正向和负向脉动电压波形的曲线U4，或时间轴T上带有正向和负向脉动电压波形的曲线U4之后是带有负向和正向脉动电压波形的曲线U3。曲线U3从负脉动电压过渡到正脉动电压和曲线U4由正脉动电压过渡到负脉动电压能很好的衔接成正弦曲线，以及曲线U4由正脉动电压过渡到负脉动电压和曲线U3由负脉动电压过渡到正脉动电压也能很好的衔接成正弦曲线，其中曲线U3和曲线U4交替出现。加载在负载LD上的一系列的正向脉动电压和负向脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载LD上施加的正向脉动和负向脉动电压可以等效为：提供给负载LD的交流电压的正弦函数Curve2的第一个半周期和第二个半周期。驱动飞跨电容多电平逆变器的单臂开关组的控制信号的高频频率远高于驱动输出级的控制开关Q1-Q2的控制信号的工频频率。基于解释说明的方便，本申请特意将曲线U3的基准设定为VR1的绝对值，实质上传输线LNB如果箝位到低于零电位的负电位，图8中曲线U3的基准电压VR1的绝对值可以替换成负值，即VR1的绝对值前再加上负号。默认传输线LNA是高于零电位的正电位，曲线U4的基准设为VD1的正电位值。如果传输线LNB和LNA的电位均为正，则曲线U3的参考基准为正值VR1以及曲线U4的参考基准为正值VD1，则第一个半个周期曲线U3以正VR1为基准具有负向及正向脉动，第二个半个周期曲线U4以正VD1为基准具有正向及负向脉动。如果传输线LNB和LNA的电位均为负，则曲线U3以负值VR1作为参考基准及曲线U4也以负值的VD1作为基准，意味着第一个半个周期以负VR1为基准具有负向及正向脉动，第二个半个周期以负值VD1为基准具有正向及负向脉动。

参见图9A所示，图3利用上臂三个开关和下臂三个开关为例来解释，图4A-4J的多电平输出方案实质上还可以应用到更多单臂开关的逆变器中，实际的上臂和下臂开关数量可以高于图3中的三个或低于三个，如9A所示的实施例，因此多电平逆变器中单臂开关数量不构成本申请发明精神的限制。从各个实施例的时序调制和直流电压输入及交流电输出的方式来看，特性之一在于：直流输入电压等于传输线LNA的电位减去传输线LNB的电位，输出级101的输出端OUT1-OUT2之间产生的交流电要么以传输线LNB电位为电压基准产生正向脉冲——此时Q2接通/Q1关断，产生的交流电要么以传输线LNA电位为电压基准产生负向脉冲——此时Q1接通/Q2关断。另外还具备的特性在于：输出交流电的输出端OUT2或第二中间节点NY在交流电正弦波的每半个周期结束时切换到传输线LNA的电位或切换到传输线LNB的电位，或者说，输出交流电的输出端OUT2或第二中间节点NY在交流电正弦波的每半个周期结束时切换到连接多电平逆变器接收直流输入电压的第一输入端IN1或第二输入端IN2。第一输入端IN1直接耦合到传输线LNA而第二输入端IN2直接耦合到传输线LNB。多电平逆变器的输出电压的电压参考基准以交流电正弦波的半个周期为跳变的时间节点而跳变一次，并且跳变幅度等于多电平逆变器的输入直流电的电压值。多电平逆变器提供输出电压的中间节点的这种电位频繁跳变是十分有意义的，业界的技术人员都知道，半导体功率开关管在当前的主流构造是基于半导体硅基掺杂三族和五族的掺杂物制备的，很多时候在开关的第一端和第二端也即源极和漏极之间寄生存在的体二极管Body-Diode是无法避免的。多电平逆变器提供输出电压的中间节点趋于在传输线LNA电势和传输线LNB电势之间切换时，可以将上臂开关的体二极管和下臂开关的体二极管在合理的切换周期下反向恢复，功率开关管的体二极管的存储电荷可以在反向电压作用下合理的扫出和释放。

参见图9A所示，在光伏发电领域，通常是先串联后再并联的光伏组件提供的直流电从耦合到传输线LNA的第一输入端IN1和耦合到传输线LNB的第二输入端IN2输送给多电平逆变器，当然光伏组件提供的直流电也可以升压或降压后再输送给逆变器。图9A与上文的实施方式采用的输出级101电路略有改进，考虑到多电平逆变器产生的输出电压所需要的参考电位源自电位持续跳变的交流输出端OUT2/即中间节点NY，则节点NY和传输线LNA或节点NY与传输线LNB之间的控制开关/换向开关Q1-Q2承受着电压的急剧变化。实质上，过高的电压对时间的微分或过高的电压对时间的变化率会导致控制开关的损耗非常高，再一个就是容易导致功率开关管的电性损坏。在图9A中，输出级电路的中间节点NY与传输线LNA之间原本单一的第一控制开关Q1可以被一系列串联的开关功率管SW1取代，串接的功率管SW1可以同步接通或关断。类似的，输出级电路的中间节点NY与传输线LNB之间原本单一的第二控制开关Q2也还可以被一系列串联的开关功率管SW2取代，串接的功率管SW2可以同步接通或关断。当然作为上功率管的诸多同步开关SW1和作为下功率管的诸多同步开关SW2是互补的，SW1接通SW2关断或者相反SW1关断而SW2接通，可设置死区时间避免SW1-SW2直通。

参见图9B所示，假定传输线LNB/第二输入端IN2是零电位，为了方便叙述说明将传输线LNA/第一输入端IN1设置到是输入的直流电压值VD2。图9A多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方案：处理器110输出的第一频率的控制信号驱动上臂开关和下臂开关促使多电平逆变器100在中间节点NX产生输出电压，处理器110输出的第二频率的控制信号驱动输出级的SW2接通和SW1关断，将多电平逆变器100相对于取零的第一电位VR产生的第一脉动电压如曲线U5加载在负载LD上；处理器110输出的第二频率的控制信号驱动输出级的SW1接通和SW2关断，将多电平逆变器100相对于第二电位VD2产生的第二脉动电压如曲线U6加载在负载LD上。图9B中第一脉动电压是交流电的正的半周而第二脉动电压是交流电的负的半轴。虽然没有示出，但是另外的实施例中，还可以将图9B中的第一脉动电压替换成图8中带有负向脉动电压和正向脉动电压的第一个半周期曲线U3，将图9B中的第二脉动电压替换成图8中带有正向脉动电压和负向脉动电压的第二个半周期曲线U4。图9B比较直观，曲线U5就是相对于零电位的正向脉动电压并且时刻t2达到峰值为VM，曲线U6就是相对于VD2的负向脉动电压并且时刻t6相对VD2达到的谷值为－VM，交替间隔的U5和U6构成施加于负载的标准正弦交流电曲线Curve3。实现将第一和第二脉动电压衔接成交流电：第一脉动电压表示的曲线U5相对第一电位VR呈正向脉动变化，第二脉动电压表示的曲线U6相对第二电位VD2则是负向脉动变化，以及提供给多电平逆变器的直流输入电压VD2其实是等于第二电位和第一电位之差或差值的绝对值，使得加载在负载LD上的一系列的第一和第二脉动电压U5-U6相互交替间隔出现，从而由负载LD上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载LD的交流电压的正弦函数的正半周和负半周。图9A还可以产生基于图8所示的波形，其他的实现将第一和第二脉动电压衔接成交流电的方法：第一脉动电压表示的曲线U3相对第一电位VR1呈负向和正向脉动变化，以及第二脉动电压表示的曲线U4相对第二电位VD1则是呈正向和负向脉动变化，提供给多电平逆变器的直流输入电压等于第二电位和第一电位之差或差值的绝对值，使加载在负载LD上的一系列的第一和第二脉动电压U3-U4相互交替间隔出现，负载LD上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载LD的交流电压的正弦函数的第一个半周和第二个半周。

参见图10所示，在可选的实施例中，多电平逆变器100包括连在传输线LNA和中间节点NX之间的第一组开关或二极管组，多电平逆变器100包括连接在传输线LNB和中间节点NX之间的第二组开关或二极管组，上桥臂连在传输线LNA和中间节点NX之间以及下桥臂连在传输线LNB和中间节点NX之间，还可以直接表述为上臂和下臂串联在传输线LNA和传输线LNB之间。图1A-B1和图3的含有上臂和下臂的桥臂，及其他的图6-7和图9A各个实施例的含有上臂和下臂的桥臂，甚至没有展示的逆变桥臂，均适用于图10的多电平逆变器100，藉此构成飞跨电容型多电平逆变器的桥臂。图10的实施方式与上文的区别在于：输出级101包括串联连接在传输线LNC和传输线LND之间的第一控制开关Q1和第二控制开关Q2，设第一控制开关Q1第一端连到传输线LNC并且第一控制开关Q1的第二端与第二控制开关Q2的第一端相连于中间节点NY，而第二控制开关Q2的第二端则连到传输线LND。为了避免混淆，传输线LNC和LNA是不同的传输线且电位也不同，传输线LND和LNB是不同的传输线且电位也不同。提供一个飞跨电容式逆变器的臂并且它还具有串联在接收直流输入电压U的第一输入端IN1和第二输入端IN2之间的上臂和下臂，和提供串联在第三输入端和第四输入端之间的第一和第二控制开关Q1-Q2，注意第三输入端也即耦合到传输线LNC，而第四输入端也即耦合到传输线LND，从而在上臂和下臂之间互连处的第一中间节点NX与第一控制开关和第二控制开关Q1-Q2间互连处的第二中间节点NY之间输出交流电。其中在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关Q1而接通第二控制开关Q2使得所述第二中间节点NY切换至具有LND的第四电位，藉此桥臂的输出电压以第四电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并由一系列的多电平输出电压合成该按正弦波规律变化的加载在负载上的第一脉动电压的波形U1或U3；相对的，在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关Q1而关断第二控制开关Q2使第二中间节点NY切换至具有LNC的第三电位，藉此桥臂的输出电压以第三电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并由一系列的多电平输出电压合成该按正弦波规律变化的加载在负载上的第二脉动电压的波形U2或U4。使得：加载在负载LD上的一系列的第一和第二脉动电压U1-U2或U3-U4相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压。交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。与图3不同，此实施例中第一输入端IN1带有第二电位且第二输入端IN2带有第一电位，但第三输入端LNC带有的第三电位不等同于所谓的第二电位，且第四输入端LND带有的第四电位不等同于所谓的第一电位，第二电位大于第一电位和第三电位大于第四电位。

以上通过说明和附图的内容，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，这些内容不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在本申请权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (14)

1.一种在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，其特征在于，该方法包括：

将多电平逆变器相对于第一电位产生的第一脉动电压加载在负载上；

将多电平逆变器相对于第二电位产生的第二脉动电压加载在负载上；

使得：

加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压；以及

所述交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

第一脉动电压相对第一电位呈现为交流电的正向脉动变化；

第二脉动电压相对第二电位呈现为交流电的负向脉动变化；

所述交流电压的任意一个完整周期包括定义为正的半个周期的所述第一个半周期和定义为负的半个周期的所述第二个半周期。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述第一个半周期的第一脉动电压波形相对于第一电位呈现为交流电的带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；

所述第二个半周期的第二脉动电压波形相对于第二电位呈现为交流电的带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及

所述交流电的任意一个完整周期包括由负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

提供给多电平逆变器的直流输入电压等于第二电位和第一电位之差。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述多电平逆变器产生的多电平输出电压中的任意一个电平的高电平延续的时长和低电平延续的时长构成第一周期值；

所述正弦函数具有大于所述第一周期值的第二周期值。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

提供一个飞跨电容式逆变器的桥臂，具有串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂；

提供一个输出级，具有连接在第一和第二输入端之间的第一和第二控制开关，并且所述第一输入端带有第二电位且所述第二输入端带有第一电位；

在所述桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与所述输出级的第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间提供交流电：

其中：

将所述桥臂的多电平输出电压切换到相对于第一电位产生第一脉动电压和切换到相对于第二电位产生第二脉动电压的切换方式为：

在交流电正弦波的第一个半周期的期间，一个处理器驱动第一控制开关予以关断而驱动第二控制开关予以接通，则所述第二中间节点切换至具有所述第一电位；

在交流电正弦波的第二个半周期的期间，所述处理器驱动第一控制开关被接通而驱动第二控制开关予以关断则所述第二中间节点切换至具有所述第二电位。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

以所述交流电压的正弦函数的半个周期为所述第一电位和所述第二电位之间执行切换跳变的时间节点，即在正弦波的每个完整周期的第一个和第二个半周期中的每一个结束时刻所述多电平逆变器的电压参考基准跳变一次；

并且电压参考基准的电位跳变幅度等于所述多电平逆变器的直流输入电压的电压值。

8.一种在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，其特征在于，提供一个飞跨电容式逆变器的桥臂且其具有串联在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂，和提供串联在第一和第二输入端之间的第一和第二控制开关，从而在所述桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出交流电；

所述的方法包括：

在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关而接通第二控制开关使所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第二输入端，藉此所述桥臂的输出电压以第二输入端的第一电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第一脉动电压的波形；

在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关而关断第二控制开关使所述第二中间节点切换至连接到所述桥臂接收直流输入电压的第一输入端，藉此所述桥臂的输出电压以第一输入端的第二电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第二脉动电压的波形；

使得：

加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压；以及

所述交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：

第一脉动电压相对第一电位呈现为交流电的正向脉动变化；

第二脉动电压相对第二电位呈现为交流电的负向脉动变化；

所述交流电压的任意一个完整周期包括定义为正的半个周期的所述第一个半周期和定义为负的半个周期的所述第二个半周期。

10.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：

所述第一个半周期的第一脉动电压波形相对于第一电位呈现为交流电的带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；

所述第二个半周期的第二脉动电压波形相对于第二电位呈现为交流电的带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及

所述交流电的任意一个完整周期包括由负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。

11.一种在多电平逆变系统中实现将脉动电压衔接成交流电的方法，其特征在于，提供一个飞跨电容式逆变器的桥臂且其具有串联在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的上臂和下臂，和提供串联在第三和第四输入端之间的第一和第二控制开关，从而在所述桥臂的上臂和下臂间互连处的第一中间节点与第一和第二控制开关间互连处的第二中间节点之间输出交流电；

所述的方法包括：

在交流电正弦波的第一个半周期的期间，关断第一控制开关而接通第二控制开关使所述第二中间节点切换至具有第四电位，藉此所述桥臂的输出电压以第四电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并由一系列的多电平输出电压合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第一脉动电压的波形；

在交流电正弦波的第二个半周期的期间，接通第一控制开关而关断第二控制开关使所述第二中间节点切换至具有第三电位，藉此所述桥臂的输出电压以第三电位作为电压参考基准产生一系列的多电平输出电压，并由一系列的多电平输出电压合成按正弦波规律变化的加载在负载上的第二脉动电压的波形；

控制互补的第一和第二控制开关以工频的开关频率交替接通，使得：

加载在负载上的一系列的第一和第二脉动电压相互交替间隔出现，从而由负载上连续施加的第一和第二脉动电压等效为提供给负载的交流电压；以及

所述交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：

所述第一输入端带有第二电位且所述第二输入端带有第一电位；

所述第三输入端带有的第三电位不同于所述第二电位并且所述第四输入端带有的第四电位不同于所述第一电位。

13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：

第一脉动电压相对第四电位呈现为交流电的正向脉动变化；

第二脉动电压相对第三电位呈现为交流电的负向脉动变化；

所述交流电压的任意一个完整周期包括定义为正的半个周期的所述第一个半周期和定义为负的半个周期的所述第二个半周期。

14.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：

所述第一个半周期的第一脉动电压波形相对于第四电位呈现为交流电的带有负向脉动变化的部分和带有正向脉动变化的部分；

所述第二个半周期的第二脉动电压波形相对于第三电位呈现为交流电的带有正向脉动变化的部分和带有负向脉动变化的部分；以及

所述交流电的任意一个完整周期包括由负向脉动电压过渡到正向脉动电压的所述第一个半周期和包括自正向脉动电压过渡到负向脉动电压的所述第二个半周期。