CN2768303Y - 级联型多电平逆变器 - Google Patents

Abstract

本实用新型级联型多电平逆变器，属于多电平功率变换技术，具体涉及一种多电平功率变换逆变器的拓扑结构，目的是应用在高压大功率场合、在与传统的级联型逆变器输出相同电平数量的情况下减少使用元件的数量、简化其结构和控制。它以基本模块不对称5电平逆变器级联构成多电平逆变器，合成输出电压，所级联的基本模块数量为2－8；可以获得9、13电平乃至更多电平的逆变器；所述逆变器可以用在高压大功率，并且在不增加开关器件的条件下，增加电平数数量，提高波形质量；在逆变器工作时，第一基本模块和第二基本模块同时向负载进行供电，模块之间不存在有功环流。

Description

级联型多电平逆变器

技术领域

本实用新型属于多电平功率变换技术，具体涉及一种多电平功率变换逆变器的拓扑结构。

背景技术

多电平功率变换技术及其思想是近年来在高压大功率应用研究的一个热点，它可应用诸多高压大功率领域。在众多传统级联型多电平拓扑结构中，申请号：00136733.1的中国发明专利申请由于其模块化结构，具有冗余性等诸多优点，成为高压大功率应用领域中研究和应用的热点。传统的级联拓扑是以传统全桥单元(H桥单元)为基本模块，然后通过这些模块的级联来合成输出电压。输出较高电压时，这种拓扑结构需要采用较多的单元级联，增加系统的复杂程度，从而导致系统可靠性下降。

发明内容

本实用新型提供一种级联型多电平逆变器，目的是应用在高压大功率场合、在与传统的级联型逆变器输出相同电平数量的情况下减少使用元件的数量、简化其结构和控制。

本实用新型的一种级联型多电平逆变器，以基本模块级联构成多电平逆变器，合成输出电压，其特征在于：

(1)所述基本模块为不对称5电平逆变单元，其母线直流输入端正负极之间并联电容支路、桥臂A和桥臂B；电容支路由两个等值电容串联组成，桥臂A由四个开关器件串联组成，桥臂B由两个开关器件串联组成；所述两个等值电容的接点经二极管正向连接桥臂A第一开关器件与第二开关器件的接点、经二极管反向连接桥臂A第三开关器件与第四开关器件的接点；所述桥臂A的中点即第二开关器件与第三开关器件的接点为输出端A，所述桥臂B的中点即第五开关器件与第六开关器件的接点为输出端B；

(2)级联构成多电平逆变器时，第一个基本模块的输出端B连接第二个基本模块的输出端A构成中间输出端，…，依次类推，所级联的基本模块数量为2-8；

(3)所级联的各基本模块采用不同的母线直流电压，第一个基本模块母线电压为2E、第二个基本模块母线电压为4E、…，依次类推。

所述的多电平逆变器，所级联的各基本模块也可以采用相同的母线直流电压。

所述的多电平逆变器，其进一步特征在于所述基本模块中桥臂A的开关器件采用耐压值较低、开关频率较高的器件；桥臂B的开关器件采用耐压值较高、开关频率较低的器件。

以下结合附图对本实用新型基本模块的原理进行说明：图1(a)所示为一个半桥二极管钳位逆变器，设其直流母线输入电压V_dcA＝2E，直流侧电容C_1A＝C_2A，容易得到V_dc1A＝V_dc2A＝E。以O₁点为参考点，则A点输出电压有三个电平：-E，0，+E。对于图1(b)所示的传统半桥两电平逆变器，设V_dcB＝2E，C_1B＝C_2B，以B点为参考点，容易得到V_O2B可以输出两个电平：-E，+E。由上述可知，两逆变器的直流母线电压相同且C_1A＝C_2A、C_1B＝C_2B。将图1(a)所示的半桥二极管钳位逆变器直流母线正负端A₁与A₂分别与图1(b)所示的传统半桥两电平逆变器直流母线端B₁与B₂相连，并且将中点O₁与O₂连接起来，如图1(a)-(b)中虚线所示。经过直流母线侧三个端点的连接可以得到如图1(c)所示逆变器。将图1(c)整理后可得如图2所示的一种单相不对称拓扑结构的电路，构成本实用新型的基本模块，其中V_dc＝V_dcA＝V_dcB＝2E，C₁＝C₂＝C_1A＝C_1B，V_dc1＝V_dc2＝E。在这种逆变器中，二极管钳位桥臂A将通过钳位二极管D₁和D₂与中点O点相连，而传统半桥两电平桥臂B只和母线电压正负端相连，与中点0无任何连接线。

图2所示为本实用新型的基本模块，设逆变器希望输出的电压为

          V_AB(desired)＝M*2Esinωt                      (1)

其中M为调制比，范围在0到1之间，ω为输出电压的角频率。由于输出电压V_AB为桥臂A输出电压V_AO与桥臂B输出电压V_OB之和，显然有

          V_AB＝V_AO+V_OB                                  (2)

对于逆变器希望输出电压同样有

          V_AB(desired)＝V_AO(desired)+V_OB(desired)       (3)

由(3)容易得到

          V_AO(desired)＝V_AB(desired)-V_OB(desired)       (4)因为需要采用载波PWM方法来调制桥臂A的输出，而且V_AO只能输出三个电平-E，0，+E，所以桥臂A的希望输出电压的幅值必须满足

          |V_AO(desired)|≤E                             (5)

桥臂B中开关器件T₁₅和T₁₆有四种开关状态(0，1)、(1，0)、(1，1)和(0，0)，其中1代表开通0代表关断。显然(1，1)和(0，0)状态是正常电路运行所不希望的，对于开关状态(0，1)和(1，0)，在一个输出电压的基波周期内，桥臂B输出波形V_OB可以有两种波形，如图3(b)-(c)所示，其中0≤θ₁，θ₂≤2π。根据公式(4)和图3(b)-(c)可以得到桥臂A的希望输出电压波形¹V_AO(desired)和²V_AO(desired)，如图4(b)-(c)所示。对于图4(b)所示¹V_AO(desired)，无论θ₁取何值，¹V_AO(desired)的幅值均将超过E，那么如果采用¹V_AO(desired)作为桥臂A输出电压的调制信号，则当¹V_AO(desired)与幅值为E的载波进行比较时就会出现过调制情况，所以对于0≤θ₁≤2π，¹V_AO(desired)无法满足不等式(5)。对于图4(c)所示²V_AO(desired)，当θ₂≠π(0≤θ₂≤2π)时，²V_AO(desired)的幅值也将超过E，如图4(c)中的阴影部分所示。但当θ₂＝π时，²V_AO(desired)的幅值将小于等于E。

根据上述分析可知，对于0≤M≤1，仅当θ₂＝π时，图4(c)所示桥臂A的希望输出电压²V_AO(desired)满足不等式(5)的要求，其它情况均不满足(5)式。图5(b)所示为桥臂B唯一满足要求的希望输出电压波形，经过式(4)计算，桥臂A希望输出电压波形也是唯一确定的，如图5(c)所示。这里将采用单极性PWM方法来对桥臂A进行控制，那么桥臂A的希望输出电压波形将与两个三角波进行比较来控制桥臂A的输出电压V_AO。图5(c)所示为比较过程，图5(d)所示为比较以后产生的桥臂A的PWM输出波形。根据(2)式，由图5(b)(d)可以合成整个逆变器的输出电压V_AB，如图5(e)所示。

上面所分析的是方波合成与消谐波脉冲宽度调制PWM相结合的一种调制策略，这种调制策略的示意图如图5所示。从图2和图5可以看出，桥臂B中两个开关器件每个周期都是180度导通，每个器件承受较大的电压2E，也就是说开关器件T₁₅和T₁₆只需开关在输出电压的基波频率下，但承受较高的电压。桥臂A的4个开关器件则需要在高频下开关，每个器件承受较低电压E。

根据高耐压值器件门极可关断晶闸管GTO和耐压值相对较低器件绝缘门极双极性晶体管IGBT的特性，桥臂B采用GTO器件，使其开关在低频，承受较高的电压；桥臂A采用IGBT器件，使其开关在较高频率，承受较小电压，可以在同一逆变器的不同桥臂上采用不同的开关器件，从而扬长避短，充分发挥这些开关器件的特性。

本实用新型用于高压，大功率的交流电源，电机调速等场合。当调制比小于0.5时，由母线电压较低的不对称5电平逆变器提供能量；当调制比大于0.5时，由母线电压较低的不对称5电平逆变器和母线电压较高的不对称5电平逆变器向负载供电，可以实现高压、大功率；同时这两个模块之间不存在有功环流。

在高压大功率场合本实用新型电路结构简单，混合控制方便。这种逆变器电路中存在耐压值不同的开关器件，通过混合控制方法，可使其中耐压值高的开关器件工作在输出电压的基波频率，而耐压值相对较低的开关器件工作在较高频率，从而扬长避短，充分发挥各种不同开关器件的特性，适用于大功率交流电源、高压变频调速、电网无功补偿、电网有源滤波。

附图说明

图1(a)半桥二极管钳位逆变器；

图1(b)传统半桥两电平逆变器；

图1(c)为经过图1(a)和图1(b)变换后得到的逆变器；

图2本实用新型的基本模块示意图；

图3(a)不对称5电平逆变器希望输出电压；

图3(b)、图3(c)桥臂B希望输出电压波形；

图4(a)不对称5电平逆变器希望输出电压；

图4(b)、图4(c)桥臂A希望输出电压波形；

图5作为基本模块的不对称5电平逆变器调制方法示意图；

图6本实用新型的第一个实施例示意图；

图7基于基本模块的级联型多电平逆变器调制过程示意图；

图8基于基本模块的级联型多电平逆变器模块输出的基波电压随着调制比变化的关系图；

图9本实用新型的第二个实施例示意图；

图10本实用新型的第三个实施例示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本实用新型级联型多电平逆变器的原理进一步说明：

将基本模块构成级联型多电平逆变器，这种拓扑结构的基本思想是将多个基本模块进行级联，输出电压将是每个基本模块输出电压的合成，假设第一基本模块和第二基本模块的直流母线电压V₁＝V₂＝2E，则不难得出，第一基本模块和第二基本模块均可以输出-2E、-E、0、+E、+2E，共五个电平，显然当V₁＝V₂＝2E时，A相可以输出9个电平的电压：-4E、-3E、-2E、-E、0、+E、+2E、+3E、+4E。此时逆变器相电压的电平数为9电平。

图6所示本实用新型的一个实施例，为基于基本模块的三相混合不对称级联逆变器，每相所级联的基本模块数量为2。

取V₂＝2V₁时，能够得到更加优化的图谱。设V₁＝2E，V₂＝4E，变换器A相希望输出的电压为：

           V_AD(desire)＝M*6Esinωt                    (6)

其中M为调制比，范围在0到1之间。显然整个逆变器的输出电压V_AD为第一基本模块电压V_AB和第二基本模块V_CD输出电压的合成，其中第一基本模块可以输出-2E、-E、0、+E、+2E，第二基本模块可以输出-4E、-2E、0，+2E，+4E；显然它们的合成输出电压可以达到13个电平：-6E、-5E、-4E、-3E、-2E，-E、0、+E、+2E、+3E、+4E、+5E，+6E。适用于这种拓扑结构的混合调制方法调制过程如图7所示。图7(a)为指令正弦波V_AD(desired)，设此时的调制比M＞2/3，当指令正弦波4E＞V_AD(desired)＞2E，第二基本模块输出幅值为+2E的方波电压，当指令正弦波V_AD(desired)＞4E，第二基本模块输出幅值为+4E的方波电压，负半波同理。显然

        V_AD(desired)＝V_AB(desired)+V_CD(desired)         (7)

由(7)可得：

        V_AB(desired)＝V_AD(desired)-V_CD(desired)         (8)

那么由式(8)和图7(a)和7(b)以得到V_AB(desired)的波形，如图7(c)所示。又

        V_AB(desired)＝V_AO(desired)+V_OB(desired)         (9)

由上述论述可知，V_OB(desired)输出如图7(d)所示的波形，则经过(9)式和图7(c)和图7(d)可得到V_AO(desired)的波形，如图7(e)所示，这里将采用消谐波PWM方法来对桥臂A进行控制，桥臂A的希望输出电压波形V_AO(desired)将与两个三角波进行比较来控制桥臂A的输出电压V_AO。图7(e)所示为比较过程，图7(f)所示为比较以后产生的桥臂A输出电压V_AO的PWM波形。根据(9)式，由图7(d)和图7(f)可以合成第一基本模块的输出电压V_AB，如图7(g)所示。根据式(7)，由图7和图7(g)可以得到整个A相的输出电压V_AD，如图7(h)所示。

通过这种混合不对称控制方法，最大的输出电平数可以达到13个，即：-6E、-5E、-4E、-3E、-2E，-E、0、+E、+2E、+3E、+4E、+5E，+6E。

此拓扑结构中第一基本模块桥臂A中开关器件T11～T14承受电压为E，开关在高频状态。桥臂B中开关器件T15、T16和桥臂C中开关器件T21～T24承受的电压为2E，桥臂D中开关器件T25、T26承受的电压为4E，开关器件T15、T16、T21～T24、T25、T26均开关在低频状态。从上述分析可知，在选用开关器件时，T11～T14可选用低压耐压值但开关频率较高的器件，T15、T16和T21～T24选用中级耐压值开关频率较低的器件，T25、T26可以选用高耐压值，开关频率较低的器件。这样在同一拓扑中有三种耐压值不同的器件，其中只有耐压值最低的器件开关在高频，其余器件均开关在低频。

下面根据调制信号过程进行模块输出电压的频谱分析。由图7(a)

和(6)式可得

$\left\{\begin{array}{c}M*6E*\sin {\mathrm{\θ}}_1=2E\\ M*6E*\sin {\mathrm{\θ}}_2=4E\end{array}\right.$ (10)

由(10)式可得

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_1={\sin }^{-1}\frac{1}{3M}\\ {\mathrm{\θ}}_2={\sin }^{-1}\frac{2}{3M}\end{array}\right.$ (11)

则第二基本模块输出电压V_CD的频谱分析为： $V_{\mathrm{CD}}=\underset{n=\mathrm{1,3,5}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{4*2E}{\mathrm{n\π}}\sin \frac{n(\mathrm{\π}-{2\mathrm{\θ}}_1)}{2}*[-{(-1)}^{\frac{n+1}{2}}]\sin \mathrm{n\ωt}+\underset{n=\mathrm{1,3,5}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{4*2E}{\mathrm{n\π}}\sin \frac{n(\mathrm{\π}-{2\mathrm{\θ}}_2)}{2}*[-{(-1)}^{\frac{n+1}{2}}]\sin \mathrm{n\ωt}$

$=\underset{n=\mathrm{1,3,5}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{8E}{\mathrm{n\π}}\cos (n*\mathrm{ar}\sin \frac{1}{3M})\sin \mathrm{n\ωt}+\underset{n=\mathrm{1,3,5}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{8E}{\mathrm{n\π}}\cos (n*\arcsin \frac{2}{3M})\sin \mathrm{n\ωt}$ (12)

第二基本模块输出的基波电压为：

$V_{1\_\mathrm{CD}}=\frac{8E}{\mathrm{\π}}\cos \left(\arcsin \frac{1}{3M}\right)\sin \mathrm{\ωt}+\frac{8E}{\mathrm{\π}}\cos \left(\arcsin \frac{2}{3M}\right)\sin \mathrm{\ωt}$

$=\frac{8E}{\mathrm{\π}}\sqrt{1-\frac{1}{{9M}^2}}\sin \mathrm{\ωt}+\frac{8E}{\mathrm{\π}}\sqrt{1-\frac{4}{{9M}^2}}\sin \mathrm{\ωt}$ (13)

由(13)式可知

$\left\{\begin{array}{c}1-\frac{1}{{9M}^2}\≥0\\ 1-\frac{4}{{9M}^2}\≥0\end{array}\right.$ (14)

由(14)可得

$\left\{\begin{array}{c}M\≥\frac{1}{3}\\ M\≥\frac{2}{3}\end{array}\right.$ (15)

由(13)和(15)可得

$V_{1\_\mathrm{CD}}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{8E}{\mathrm{\&pi;}}\sqrt{1-\frac{1}{9M^2}}\sin \mathrm{\&omega;t}+\frac{8E}{\mathrm{\&pi;}}\sqrt{1-\frac{4}{9M^2}}\sin \mathrm{\&omega;t}& M\&GreaterEqual;\frac{2}{3}\\ \frac{8E}{\mathrm{\&pi;}}\sqrt{1-\frac{1}{9M^2}}\sin \mathrm{\&omega;t}& M\&GreaterEqual;\frac{1}{3}\\ 0& M<\frac{1}{3}\end{array}\right.$ (16)

由(6)和(16)可知第一基本模块输出基波电压为：

$V_{1\_\mathrm{AB}}=\left\{\begin{array}{cc}M*6E\sin \mathrm{\&omega;t}-\frac{8E}{\mathrm{\&pi;}}\sqrt{1-\frac{1}{9M^2}}\sin \mathrm{\&omega;t}-\frac{8E}{\mathrm{\&pi;}}\sqrt{1-\frac{4}{9M^2}}\sin \mathrm{\&omega;t}& M\&GreaterEqual;\frac{2}{3}\\ M*6E\sin \mathrm{\&omega;t}-\frac{8E}{\mathrm{\&pi;}}\sqrt{1-\frac{1}{9M^2}}\sin \mathrm{\&omega;t}& M\&GreaterEqual;\frac{1}{3}\\ M*6E\sin \mathrm{\&omega;t}& M<\frac{1}{3}\end{array}\right.$ (17)

图8给出了第一基本模块和第二基本模块输出的基波电压随着调制比变化的关系图，其中斜线为指令波形。从图中可以看出，当调制比M＜1/3时，第一基本模块输出基波电压与指令电压重合，第二基本模块输出电压为0电平；从图8可以看出两个基本模块输出电压的基波分量均小于或等于给定的基波指令，所以对于如图6所示的混合不对称级联多电平变换器不存在每个模块输出过多基波电压的情况。在整个变换器工作时，第一基本模块和第二基本模块一起对负载进行供电，模块之间不存在功率的交换。

图9为本实用新型的第二个实施例，为直流母线电压相同的2个不对称5电平逆变单元级联三相逆变器，每相所级联的基本模块数量为2。

设模块一和模块二的直流母线电压均为2E，模块一和模块二输出电压的指令波形与A相输出电压指令波形同频率同相位，模块一和模块二输出电压的指令波形幅值为A相输出电压指令波形的二分之一。模块一和模块二的调制方法均为图5所示的调制方法，图9中的V_AB和V_CD输出的波形与图5(e)相同，V_AD为V_AB和V_CD的合成波形。

图10为本实用新型的第三个实施例，为直流母线电压相同的8个不对称5电平逆变单元级联三相逆变器，所级联的基本模块数量为8。设模块一、模块二、…、模块八的直流母线电压均为2E，模块一、模块二、…、模块八输出电压的指令波形与A相输出电压指令波形同频率同相位，模块一、模块二、…、模块八输出电压的指令波形幅值为A相输出电压指令波形的八分之一。模块一、模块二、…、模块八的调制方法均为图5所示的调制方法，图10中的V₀₁、V₀₂、…、V₀₈输出的波形与图5(e)相同，输出电压V_AP为V₀₁、V₀₂、…、V₀₈相加后的合成波形。

Claims (3)

1.一种级联型多电平逆变器，以基本模块级联构成多电平逆变器，合成输出电压，其特征在于：

(1)所述基本模块为不对称5电平逆变单元，其母线直流输入端正负极之间并联电容支路、桥臂A和桥臂B；电容支路由两个等值电容串联组成，桥臂A由四个开关器件串联组成，桥臂B由两个开关器件串联组成；所述两个等值电容的接点经二极管正向连接桥臂A第一开关器件与第二开关器件的接点、经二极管反向连接桥臂A第三开关器件与第四开关器件的接点；所述桥臂A的中点即第二开关器件与第三开关器件的接点为输出端A，所述桥臂B的中点即第五开关器件与第六开关器件的接点为输出端B；

(2)级联构成多电平逆变器时，第一个基本模块的输出端B连接第二个基本模块的输出端A构成中间输出端，…，依次类推，所级联的基本模块数量为2-8；

(3)所级联的各基本模块采用不同的母线直流电压，第一个基本模块母线电压为2E、第二个基本模块母线电压为4E、…，依次类推。

2.如权利要求1所述的多电平逆变器，其特征在于所级联的各基本模块采用相同的母线直流电压。

3.如权利要求1或2所述的多电平逆变器，其特征在于所述基本模块中桥臂A的开关器件采用耐压值较低、开关频率较高的器件；桥臂B的开关器件采用耐压值较高、开关频率较低的器件。

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