CN1731666A - 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法 - Google Patents

一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1731666A
CN1731666A CN 200510098361 CN200510098361A CN1731666A CN 1731666 A CN1731666 A CN 1731666A CN 200510098361 CN200510098361 CN 200510098361 CN 200510098361 A CN200510098361 A CN 200510098361A CN 1731666 A CN1731666 A CN 1731666A
Authority
CN
China
Prior art keywords
cos
alpha
centerdot
control method
digital control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN 200510098361
Other languages
English (en)
Other versions
CN100568698C (zh
Inventor
张长安
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Priority to CNB2005100983615A priority Critical patent/CN100568698C/zh
Publication of CN1731666A publication Critical patent/CN1731666A/zh
Priority to PCT/CN2006/001159 priority patent/WO2007028298A1/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100568698C publication Critical patent/CN100568698C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明提供了一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法，该方法根据定义的调制波形进行预处理，计算得到控制数码序列及其持续时间，最终形成开关的调制波形；其步骤包括：首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，并以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；然后，根据定义的调制波形，和输出交流电压的频率所决定的周期，计算得到每个状态的持续时间；最后，根据预处理得到的数据，在应用时依次输出整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间，形成开关的调制波形；所述数字代码用16进制表示。该方法将大量实时计算预处理化，降低了变频技术成本。

Description

一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法
技术领域
本发明涉及电力与电气工程，特别涉及一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法。
背景技术
逆变器是整流(又称顺变)器的逆向变换装置，其作用是通过半导体功率开关器件(如SCR、GTO、GTR、IGBT和MOSFET等)的开通和关断作用，把从电网上得到的定压定频交流电能，或从蓄电池、太阳能等得到的电能质量较差的原始电能，变换成电能质量较高的能满足负载对电压和频率要求的交流电能，这种交流电能不仅用于使电动机变频调速科学运转，而且还可以用于不间断电源、变频电源、有源滤波器、电网无功补偿器等。
目前，实现逆变的主要技术是，多重叠加式和各种脉宽调制式(PWM)，这些逆变技术或直流变频技术的实现，要么需要复杂的模拟电路，要么需要大量的实时计算，成本高，不易普及。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法，以使模拟控制电路数字化，并将大量实时计算预处理化，从而降低变频技术成本，使其得到普及。
为达到上述目的，本发明方法根据定义的调制波形进行预处理，计算得到控制数码序列及其持续时间，最终形成开关的调制波形；其步骤包括：
1)首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，并以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；
2)然后，根据定义的调制波形，和输出交流电压的频率所决定的周期，计算得到每个状态的持续时间；
3)最后，根据步骤1)和2)预处理得到的数据，在应用时依次输出整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间，形成开关的调制波形。
所述“0”和“1”排列而成的数字代码用16进制表示；三相控制的数字代码有：29、25、26、16、1A、19、09、21、24、06、12、18、28、05、22、14、0A、11、01、20、04、02、10、08、00；单相控制的数字代码有：9、6、A、5、8、4、2、1、0。部分选用、全用或重复利用三相或单相控制数码，组合成至少一组序列数码，以某种方式，按特定的时间间隔，依次输出序列控制码，并周而复始运行，达到逆变或直流变频之目的。
所述持续时间是由交流电压的周期和数字代码改变点相结合求出每个状态持续的时间间隔。
所述调制波形根据输出交流电压的电压幅值，以消除特定谐波方程组计算出若干开关转换角，继而形成脉冲宽度调制PWM波形。
如果要消除调制指数(modulation index)M的交流电压的低次谐波，则根据下列四种情况下的方程组可求解出N(N为奇数)个开关转换角α1，α2，…，αN；
①单极性时，对于三相交流电压，
Cosα 1 - Cosα 2 + Cosα 3 - · · · + Cos α N = M Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 - · · · + Cos 5 α N = 0 . . . Cos ( 6 k - 1 ) α 1 - Cos ( 6 k - 1 ) α 2 + Cos ( 6 k - 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 6 k - 1 ) α N = 0 Cos ( 6 k + 1 ) α 1 - Cos ( 6 k + 1 ) α 2 - Cos ( 6 k + 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 6 k + 1 ) α N = 0 - - - ( 1 )
其中，k＝1，2，……， N - 1 2 ; ( N ≥ 3 ) ;
②单极性时，对于单相交流电压，
Cosα 1 - Cosα 2 + Cosα 3 - · · · + Cos α N = M Cos 3 α 1 - Cos 3 α 2 + Cos 3 α 3 - · · · + Cos 3 α N = 0 . . . Cos ( 2 k - 1 ) α 1 - Cos ( 2 k - 1 ) α 2 + Cos ( 2 k - 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 2 k - 1 ) α N = 0 Cos ( 2 k + 1 ) α 1 - Cos ( 2 k + 1 ) α 2 - Cos ( 2 k + 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 2 k + 1 ) α N = 0 - - - ( 2 )
其中，k＝1，2，……，N-1；(N≥3)；
③双极性时，对于三相交流电压，
2 Cosα 1 - 2 Cosα 2 + 2 Cosα 3 - · · · + 2 Cos α N - 1 = M 2 Cos 5 α 1 - 2 Cos 5 α 2 + 2 Cos 5 α 3 - · · · + 2 Cos 5 α N - 1 = 0 . . . 2 Cos ( 6 k - 1 ) α 1 - 2 Cos ( 6 k - 1 ) α 2 + 2 Cos ( 6 k - 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 6 k - 1 ) α N - 1 = 0 2 Cos ( 6 k + 1 ) α 1 - 2 Cos ( 6 k + 1 ) α 2 - 2 Cos ( 6 k + 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 6 k + 1 ) α N - 1 = 0 - - - ( 3 )
其中，k＝1，2，……， N - 1 2 ; ( N ≥ 3 ) ;
④双极性时，对于单相交流电压，
2 Cosα 1 - 2 Cosα 2 + 2 Cosα 3 - · · · + 2 Cos α N - 1 = M 2 Cos 3 α 1 - 2 Cos 3 α 2 + 2 Cos 3 α 3 - · · · + 2 Cos 3 α N - 1 = 0 . . . 2 Cos ( 2 k - 1 ) α 1 - 2 Cos ( 2 k - 1 ) α 2 + 2 Cos ( 2 k - 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 2 k - 1 ) α N - 1 = 0 2 Cos ( 2 k + 1 ) α 1 - 2 Cos ( 2 k + 1 ) α 2 - 2 Cos ( 2 k + 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 2 k + 1 ) α N - 1 = 0 - - - ( 4 )
其中，k＝1，2，……，N-1；(N≥3)；
再由上述N个开关转换角α1、α2、……、αN形成三相半桥PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)或单相半桥PWM波形(S1S0、S3S2)。
具体地，如果要消除调制指数M的三相交流电压的5，7次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α1、α2和α3；
Cosα 1 - Cosα 2 + Cosα 3 = M Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 = 0 Cos 7 α 1 - Cos 7 α 2 + Cos 7 α 3 = 0
再由上述三个开关转换角α1、α2和α3形成相差为120°的三相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)。
如果要消除调制指数M的单相交流电压的3，5次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α1、α2和α3；
Cosα 1 - Cosα 2 + Cosα 3 = M Cos 3 α 1 - Cos 3 α 2 + Cos 3 α 3 = 0 Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 = 0
再由上述三个开关转换角α1、α2和α3形成相差为180°，或其他角度的单相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2)。
整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。逆变输出交流电源线电压的幅值是直流电源的0-1.03倍，从而可使变压变频控制技术全数字化。
本发明的一种直流变频的数字控制方法，该方法通过权利要求1所述的逆变器的数字控制方法得到一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间。所述一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。
本发明的优点在于，本发明的用于逆变器及直流变频的数字控制方法，实现了模拟控制电路数字化，并将大量实时计算预处理化，减小甚至消除一定数量的低次谐波，解决了调制波形的“死区时间”、“移项控制”问题，不仅降低了变频技术成本，而且，可得到高质量的输出电压。
附图说明
图1为常规的逆变、直流变频功率驱动级电路示意图；
图2为实现本发明逆变器的数字控制方法的芯片的管脚定义图；
图3为实现本发明直流变频的数字控制方法的芯片的管脚定义图。
具体实施方式
现以三相半桥PWM波形为例进一步说明本发明的用于逆变器的数字控制方法，预处理步骤包括：
1)首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，并以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；
如图1所示，S0～S5表示三相半桥中所用的各种功率开关管，假设开通状态用逻辑“1”表示，关断状态用逻辑“0”表示(反之亦可)，各种有效的开关组合用2进制和16进制表示之，如下表1所示：
表1
  S5   S4   S3   S2   S1   S0   16进制代码
  1   0   1   0   0   1   29
  1   0   0   1   0   1   25
  1   0   0   1   1   0   26
  0   1   0   1   1   0   16
  0   1   1   0   1   0   1A
  0   1   1   0   0   1   19
  0   0   1   0   0   1   09
  1   0   0   0   0   1   21
  1   0   0   1   0   0   24
  0   0   0   1   1   0   06
  0   1   0   0   1   0   12
  0   1   1   0   0   0   18
  1   0   1   0   0   0   28
  0   0   0   1   0   1   05
  1   0   0   0   1   0   22
  0   1   0   1   0   0   14
  0   0   1   0   1   0   0A
  0   1   0   0   0   1   11
  0   0   0   0   0   1   01
  1   0   0   0   0   0   20
  0   0   0   1   0   0   04
  0   0   0   0   1   0   02
  0   1   0   0   0   0   10
  0   0   1   0   0   0   08
  0   0   0   0   0   0   00
2)然后，根据输出交流电压的线电压幅值所决定的调制波形，和输出交流电压的频率所决定的周期，计算得到每个状态的持续时间；
这里，以消除特定谐波方程组举例说明之。
假定要求输出的三相交流电压的线电压幅值为0.3E(E为供电直流电压幅值)，此时，调制指数 M = 0.3 × 4 π × 3 2 ≈ 0.3380 ; 输出交流电压频率为30Hz，用三个开关转换角和单极性控制去实现时，根据方程组：
Cosα 1 - Cosα 2 + Cosα 3 = 0.3308 Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 = 0 Cos 7 α 1 - Cos 7 α 2 + Cos 7 α 3 = 0
可求解出三个开关转换角分别为：α1＝55.168°，α2＝63.819°，α3＝81.830°；根据需要和设计者常用的调制方式，可求出一相半桥PWM S1S0波形，然后，再平移120°和240°，求出其它两相波形S3S2、S5S4，三个波形的每个状态变化点1，2，……，35，36的控制数码序列为：08、00、01、00、20、21、01、00、20、00、04、24、20、00、04、00、02、06、04、00、02、00、10、12、02、00、10、00、08、18、10、00、08、00、01、09。
又，输出的交流电压频率为30Hz，因此，周期为33333μs，继而可求出每个状态变化点1，2，……35，36对应的时间间隔，从而可求出每个控制数码的持续时间(单位为μs)为：94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707、94、1574、1513、1574、94、707。
最后，以某种方式，依次输出步骤1)和2)预处理得到的控制数码及持续时间，并周而复始重复运行，即可形成线电压幅值为0.3E，频率为30Hz的交流电能，且线电压的2-10次谐波基本为零的波形。
直流变频时，对于每个线电压幅值和频率，重复上述工作即可。如果要求输出线电压幅值为：0.3E，0.29E，0.28E，……，0.15E，对应的基波频率为30Hz，29Hz，28Hz，……，15Hz，那么，按照本发明的控制方法输出控制数码序列及持续时间，就形成了一组变压变频(u/f＝0.01E)调制波形。
如果要消除调制指数M的三相交流电压的5，7，11，13次谐波，则根据下列方程组可求解出五个开关转换角α1、α2、α3、α4和α5；
Cos α 1 - Cosα 2 + Cos α 3 - Cos α 4 + Cosα 5 = M Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 - Cos 5 α 4 + Cos 5 α 5 = 0 Cos 7 α 1 - Cos 7 α 2 + Cos 7 α 3 - Cos 7 α 4 + Cos 7 α 5 = 0 Cos 11 α 1 - Cos 11 α 2 + Cos 11 α 3 - Cos 11 α 4 + Cos 11 α 5 = 0 Cos 13 α 1 - Cos 13 α 2 + Cos 13 α 3 - Cos 13 α 4 + Cos 13 α 5 = 0
再由上述五个开关转换角α1、α2、α3、α4和α5形成三相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)。
对于单相半桥PWM波形，S0～S3表示单相半桥中所用的各种功率开关管，各种有效的开关组合也可以用2进制和16进制表示如下表2：
表2
  S3   S2   S1   S0   16进制代码
  1   0   0   1   9
  0   1   1   1   6
  1   0   1   0   A
  0   1   0   1   5
  1   0   0   0   8
  0   1   0   0   4
  0   0   1   0   2
  0   0   0   1   1
  0   0   0   0   0
如图2所示，用于逆变器的整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间写入一个芯片的具体实现。
如图3所示，实现直流变频的数字控制方法的一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间写入一个芯片的具体实现。

Claims (10)

1、一种用于逆变器的数字控制方法，该方法根据定义的调制波形进行预处理，计算得到控制数码序列及其持续时间，最终形成开关的调制波形；其步骤包括：
1)首先用逻辑开关“0”或“1”表示各功率开关管的关断或开通状态，并以一定的顺序排列“0”和“1”形成整个电路的各功率开关管状态的数字代码；
2)然后，根据定义的调制波形，和输出交流电压的频率所决定的周期，计算得到每个状态的持续时间；
3)最后，根据步骤1)和2)预处理得到的数据，在应用时依次输出整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间，形成开关的调制波形。
2、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，所述“0”和“1”排列而成的数字代码用16进制表示；
三相控制的数字代码有：29、25、26、16、1A、19、09、21、24、06、12、18、28、05、22、14、0A、11、01、20、04、02、10、08、00；
单相控制的数字代码有：9、6、A、5、8、4、2、1、0。
3、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，所述持续时间是由交流电压的周期和数字代码改变点相结合求出每个状态持续的时间间隔。
4、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，所述调制波形根据输出交流电压的电压幅值，以消除特定谐波方程组计算出若干开关转换角，继而形成脉冲宽度调制PWM波形。
5、根据权利要求4所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，如果要消除调制指数M的交流电压的低次谐波，则根据下列四种情况下的方程组可求解出N(N为奇数)个开关转换角α1，α2，…，αN；
①单极性时，对于三相交流电压，
Cosα 1 - Cos α 2 + Cos α 3 - · · · + Cosα N = M Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 - · · · + Cos 5 α N = 0 · · · Cos ( 6 k - 1 ) α 1 - Cos ( 6 k - 1 ) α 2 + Cos ( 6 k - 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 6 k - 1 ) α N = 0 Cos ( 6 k + 1 ) α 1 - Cos ( 6 k + 1 ) α 2 - Cos ( 6 k + 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 6 k + 1 ) α N = 0 - - - ( 1 )
其中，k＝1，2，……，
Figure A2005100983610003C2
(N≥3)；
②单极性时，对于单相交流电压，
Cosα 1 - Cos α 2 + Cos α 3 - · · · + Cosα N = M Cos 3 α 1 - Cos 3 α 2 + Cos 3 α 3 - · · · + Cos 3 α N = 0 · · · Cos ( 2 k - 1 ) α 1 - Cos ( 2 k - 1 ) α 2 + Cos ( 2 k - 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 2 k - 1 ) α N = 0 Cos ( 2 k + 1 ) α 1 - Cos ( 2 k + 1 ) α 2 - Cos ( 2 k + 1 ) α 3 - · · · + Cos ( 2 k + 1 ) α N = 0 - - - ( 2 )
其中，k＝1，2，……，N-1；(N≥3)；
③双极性时，对于三相交流电压，
2 Cosα 1 - 2 Cos α 2 + 2 Cos α 3 - · · · + 2 Cosα N - 1 = M 2 Cos 5 α 1 - 2 Cos 5 α 2 + 2 Cos 5 α 3 - · · · + 2 Cos 5 α N - 1 = 0 · · · 2 Cos ( 6 k - 1 ) α 1 - 2 Cos ( 6 k - 1 ) α 2 + 2 Cos ( 6 k - 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 6 k - 1 ) α N - 1 = 0 2 Cos ( 6 k + 1 ) α 1 - 2 Cos ( 6 k + 1 ) α 2 - 2 Cos ( 6 k + 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 6 k + 1 ) α N - 1 = 0 - - - ( 3 )
其中，k＝1，2，……， (N≥3)；
④双极性时，对于单相交流电压，
2 Cosα 1 - 2 Cos α 2 + 2 Cos α 3 - · · · + 2 Cosα N - 1 = M 2 Cos 3 α 1 - 2 Cos 3 α 2 + 2 Cos 3 α 3 - · · · + 2 Cos 3 α N - 1 = 0 · · · 2 Cos ( 2 k - 1 ) α 1 - 2 Cos ( 2 k - 1 ) α 2 + 2 Cos ( 2 k - 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 2 k - 1 ) α N - 1 = 0 2 Cos ( 2 k + 1 ) α 1 - 2 Cos ( 2 k + 1 ) α 2 - 2 Cos ( 2 k + 1 ) α 3 - · · · + 2 Cos ( 2 k + 1 ) α N - 1 = 0 - - - ( 4 )
其中，k＝1，2，……，N-1；(N≥3)；
再由上述N个开关转换角α1、α2、……、αN形成三相半桥PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)或单相半桥PWM波形(S1S0、S3S2)。
6、根据权利要求5所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，如果要消除调制指数M的三相交流电压的5，7次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α1、α2和α3；
Cosα 1 - Cos α 2 + Cos α 3 = M Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 = 0 Cos 7 α 1 - Cos 7 α 2 + Cos 7 α 3 = 0
再由上述三个开关转换角α1、α2和α3形成相差为120°的三相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2、S5S4)。
7、根据权利要求5所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，如果要消除调制指数M的单相交流电压的3，5次谐波，则根据下列方程组可求解出三个开关转换角α1、α2和α3；
Cosα 1 - Cos α 2 + Cos α 3 = M Cos 3 α 1 - Cos 3 α 2 + Cos 3 α 3 = 0 Cos 5 α 1 - Cos 5 α 2 + Cos 5 α 3 = 0
再由上述三个开关转换角α1、α2和α3形成相差为180°单相半桥单极性PWM波形(S1S0、S3S2)。
8、根据权利要求1所述的用于逆变器的数字控制方法，其特征在于，整个电路功率开关管相应状态的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。
9、一种直流变频的数字控制方法，该方法通过权利要求1所述的逆变器的数字控制方法得到一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间。
10、根据权利要求9所述的直流变频的数字控制方法，其特征在于，所述一组不同幅值、不同频率的数字代码序列及其持续时间可通过一个芯片实现开关的调制波形。
CNB2005100983615A 2005-09-09 2005-09-09 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法 Expired - Fee Related CN100568698C (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CNB2005100983615A CN100568698C (zh) 2005-09-09 2005-09-09 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法
PCT/CN2006/001159 WO2007028298A1 (fr) 2005-09-09 2006-05-31 Procede de commande numerique pour onduleurs et conversion de frequence

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CNB2005100983615A CN100568698C (zh) 2005-09-09 2005-09-09 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1731666A true CN1731666A (zh) 2006-02-08
CN100568698C CN100568698C (zh) 2009-12-09

Family

ID=35963980

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2005100983615A Expired - Fee Related CN100568698C (zh) 2005-09-09 2005-09-09 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN100568698C (zh)
WO (1) WO2007028298A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007028298A1 (fr) * 2005-09-09 2007-03-15 Changan Zhang Procede de commande numerique pour onduleurs et conversion de frequence
CN101282093B (zh) * 2007-04-04 2011-09-14 三垦力达电气(江阴)有限公司 用于串联式多电平逆变器的pwm控制方法
CN106787881A (zh) * 2017-01-18 2017-05-31 钱利斌 一种i/o时刻表及制作方法及输出方法及应用其的设备
CN110855201A (zh) * 2019-11-27 2020-02-28 泓芯泰业科技(北京)有限公司 一种逆变控制方法
CN114172399A (zh) * 2021-11-23 2022-03-11 钱利斌 一种i/o时刻表及制作方法及输出方法及应用其的设备

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4026837A1 (de) * 1990-08-24 1992-02-27 Siemens Ag Steuerverfahren und steuereinrichtung fuer einen pulswechselrichter
US6058028A (en) * 1999-05-12 2000-05-02 Otis Elevator Company Control of a DC matrix converter
CN1159834C (zh) * 2002-06-07 2004-07-28 清华大学 三电平选定消谐脉宽调制脉冲的发生方法
EP1513249B1 (de) * 2003-09-08 2006-11-08 Abb Research Ltd. Verfahren zur Symmetrierung eines Gleichspannungskreises einer Umrichterschaltung zur Schaltung von drei Spannungsniveaus
CN100568698C (zh) * 2005-09-09 2009-12-09 张长安 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007028298A1 (fr) * 2005-09-09 2007-03-15 Changan Zhang Procede de commande numerique pour onduleurs et conversion de frequence
CN101282093B (zh) * 2007-04-04 2011-09-14 三垦力达电气(江阴)有限公司 用于串联式多电平逆变器的pwm控制方法
CN106787881A (zh) * 2017-01-18 2017-05-31 钱利斌 一种i/o时刻表及制作方法及输出方法及应用其的设备
WO2018133407A1 (zh) * 2017-01-18 2018-07-26 钱利斌 一种i/o时刻表及制作方法及输出方法及应用其的设备
CN110855201A (zh) * 2019-11-27 2020-02-28 泓芯泰业科技(北京)有限公司 一种逆变控制方法
CN110855201B (zh) * 2019-11-27 2021-05-14 泓芯泰业科技(北京)有限公司 一种逆变控制方法
CN114172399A (zh) * 2021-11-23 2022-03-11 钱利斌 一种i/o时刻表及制作方法及输出方法及应用其的设备

Also Published As

Publication number Publication date
WO2007028298A1 (fr) 2007-03-15
CN100568698C (zh) 2009-12-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102570864B (zh) 一种模块化多电平换流器在线损耗计算方法
Chiasson et al. A new approach to solving the harmonic elimination equations for a multilevel converter
CN103633871A (zh) 基于全桥与半桥模块的混合型多电平换流器及其控制方法
CN1731666A (zh) 一种用于逆变器及直流变频的数字控制方法
CN1625037A (zh) 级联型多电平逆变器
CN101615860A (zh) 应用于级联型变流器的一种调制方法
CN103532420A (zh) 双三电平在线拓扑可切换型逆变器
CN1815841A (zh) 可变频输电系统
CN101534062B (zh) 用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置
CN102545680B (zh) 一种基于fpga驱动发生的级联型多电平变频器
CN201403050Y (zh) 基于改进型双电压控制的矩阵式变换器控制装置
CN1206784C (zh) 有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法及系统
CN107565841A (zh) 一种钳位级联倍频多电平功率变换器及其控制方法
CN100335909C (zh) 一种用于电力电子功率模块测试的新电路及其脉冲控制方法
CN203590069U (zh) 基于全桥与半桥模块的混合型多电平换流器
CN101030731A (zh) 二极管加电流互感器箝位的零电压开关全桥直流变换器
CN106505896A (zh) 一种混合十一电平高压变频器
Tolbert et al. Control of cascaded multilevel converters with unequal voltage sources for HEVs
CN102545642B (zh) 一种矩阵变换器窄脉冲抑制与电能质量改进方法
CN1299426C (zh) 一种减少三电平变频器开关损耗的方法
CN107317498A (zh) 一种基于二分法的多电平简化svpwm调制策略
CN111064381A (zh) 一种并网逆变器拓扑结构及其控制方法
CN202475298U (zh) 一种基于fpga驱动发生的级联型多电平变频器
CN105375808A (zh) 一种开关损耗最优的五相逆变器空间矢量调制系统及方法
CN1317800C (zh) 基于加权一阶局域理论的综合电力滤波器谐波电流预测方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20091209

Termination date: 20160909